專利名稱：交錯式無橋功率因子修正器及控制方法
技術領域：
本發(fā)明關于一種交錯式無橋功率因子修正器及控制方法，特別是指能提供低損 失、高功率密度的功率因子修正器及其控制方法，可普遍應用于各類電源應用產品，特別是 體積受限需要高功率轉換密度及中、高功率輸出的應用。
背景技術：
傳統(tǒng)的交流對直流電源轉換器(AC to DC Converter)，包含整流及直流電源轉 換器，如圖1所示，整流一般利用四顆二極管接成橋式的型式來達成，也就是橋式整流器， 而直流轉換器的部份為了達到高功率因子并降低總諧波失真率(THD)，升壓型的轉換器 (Boost Converter)是最常見的應用。隨著一些新應用的需求，并滿足相關電源質量及效 能要求的規(guī)范，各式電源架構(topologies)及控制方法相繼被提出，其中無橋式功率因子 修正器(Bridgeless PFC)及交錯式功率因子修正器(Interleaved PFC)，是最典型的代 表，無橋式功率因子修正器，顧名思義其將傳統(tǒng)電源架構中由二極管組成的橋式整流器省 略，更精確的描述是利用兩只主動開關(P0WERM0SFET，IGBT, BJT)取代原本橋式整流器中 的兩顆低端(Low Side) 二極管，并且利用和輸入交流電源串接的電感組成一升壓轉換器， 如圖2A所示，另一種無橋式功率因子修正器，則是將橋式整流器的一組上下臂用主動開關 來取代，如圖2B所示，右側上下臂二極管決定電流的流向，而左側上下臂主動開關和輸入 電感構成升壓轉換器，如前所述此升壓架構的目地是為了達成高功因子及低諧波失真的要 求，利用回授控制的技巧并適當的切換主動開關，將可以達到和傳統(tǒng)架構一樣的效果，且因 為利用主動開關取代了被動開關(二極管)，所以電源轉換過程中因為二極管順向電壓降 (forwardvoltage drop)所以造成的損失將被主動關關的導通損失(Conduction loss)所 取代，在絕大多數的應用中主動開關的導通損耗將遠小于二極管的損耗，因此無橋式功率 因子修正器是著眼于改善電源轉換效率而衍生出的電路形式。另一種被提出的架構是交錯式功率因子修正器，如圖3所示，相對于無橋式功率 因子修正器，此種電源架構就更加引人注目，交錯式切換的技巧已廣泛應用于高功率密度 的直流對直流電源轉換器中，例如個人計算機中央處理器(CPU)所使用的VRM電源，及高 功率應用的通訊電源，所謂交錯式是將一個以上的電源轉換器并聯在一起，并且將每一組 電源轉換器的切換頻率同步并且各自產生相位延遲，延遲的角度由并聯的數量決定(Phase Delay為360/N，N代表轉換器的數量)，因為切換訊號的相互交錯，這將會使得輸出、輸入的 總電流產生抵銷(Cancellation)的作用，如此電流漣波將會隨著并聯數量的增加而減少， 并且達到倍頻的作用，這將有利于輸出濾波器及前端EMI濾波器的設計及體積的縮小，同 時功率分散于N組轉換器中也將有助于散熱及效率的提升，交錯式功率因子修正器也是利 用這樣的原理，將兩組以上的升壓轉換器并聯在一起，并且利用回授控制的技巧達到高功 率因子的電源轉換。由此可見，不論是無橋式功率因子修正器或是交錯式功率因子修正器，皆有不同 之優(yōu)點及應用領域，因此若能夠結合兩者的優(yōu)點，來達到轉換電路應用最大化，使其具有能提供低損失及高功率密度功能的功率因子修正器，并可普遍應用于各類電源應用產品，即 為目前相關產業(yè)界亟思解決的課題。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的即在于提供一種交錯式無橋功率因子修正器及控制方法，為了能達 到同時結合了上述兩種功率因子修正器的優(yōu)點而衍生出的嶄新電路架構，除了具有無橋式 功率因子修正器減少被動開關的損耗外，也利用交錯式切換的技巧來降低輸出入電流漣波 的大小，并且增加漣波頻率來優(yōu)化濾波器的設計，以此提升整體轉換效率及功率密度。達成上述發(fā)明目的的交錯式無橋功率因子修正器及控制方法，該交錯式無橋功率 因子修正器包含了交流輸入電源、輸入電感(LpL2)、四顆主動組件擬 仏)、兩顆被動組件 (D1J2)及輸出電容(Q)及輸出電阻(RJ，其中該四顆主動組件串接為全橋的形式，并分為 不同驅動相位的兩組開關，其中一組控制開關直接受控于控制電路，而另一組則為整流開 關，而該交流輸入電源一端與輸入電感耦接，而另一端耦接于第一被動組件及第二被動組 件之間，另外該被動組件，會與一組控制開關、一組整流開關、輸出電容及輸出電阻進行并 聯，而該二顆被動組件主要作用為導引電流的流向；該交錯式無橋功率因子修正器可連接控制訊號處理器及控制電路，而該控制訊 號處理器包含了輸出電壓衰減器、輸入電壓衰減器、絕對值電路、比較器、比例積分電路、 相乘電路，其中該輸出電壓衰減器與交錯式無橋功率因子修正器及比較器耦接，可將輸 出的高壓轉換為較低的電壓，以便于控制電路之電路訊號的處理，并將此回授信號和精 密的基準電壓參考準位(命令)做比較，得到控制電路的電壓誤差量，并且經由比例積分 (Proportional-Integral)電路的運算得到電壓回路的控制量，此訊號將和輸入電源的衰 減量相乘得到輸入電流控制電路的電流參考準位(命令)，而輸入電流的回授量則是經由 電流傳感器，再經過Ki (衰減器)的衰減及絕對值電路的轉換負半周所得到，將此輸入電流 回授量，和電流參考準位做比較得到電流的誤差量，此誤差量同樣的經由比例積分電路的 運算，得到最后輸出的控制量，此控制量決定了輸出驅動訊號的工作周期(duty cycle)；由于控制電路將產生兩組相位移180度的控制開關驅動訊號，因此由兩組比較器 及相移180度的三角波來當作脈波寬度調變器(Pulse Width Modulator)，因此輸出控制 量經過此脈波寬度調變器后，得到兩組控制開關驅動訊號，再經由一個互次或門電路O(OR) 并搭配換相訊號，來確保輸入負半周時控制開關及整流開關的互換，最后將此訊號再經過 反相器得到對應的互補開關訊號。本發(fā)明所提供的交錯式無橋功率因子修正器及控制方法，與其它現有技術相互比 較時，更具備下列優(yōu)點1.本發(fā)明的交錯式無橋功率因子修正器及控制方法，省略了前級橋式整流器來達 到能量轉換過程中切換損失的有效降低，因此可以達到高轉換效率的目的。2.本發(fā)明的交錯式無橋功率因子修正器及控制方法，可以達到輸出、入漣波抵銷 及倍頻的作用，因此輸入電感及輸出電容可以選擇體積較小的組件，更進一步達到提升功 率密度的目的。3.本發(fā)明的交錯式無橋功率因子修正器及控制方法，可以依據功率需求衍生為多 相的應用，另外本發(fā)明也可達到低共模噪聲的目的，并且不用特別選擇特定二極管，因此可以選用更常用且低價的二極管，而共模噪聲則可以經由輸入共模電感(多相的應用將輸入 電感使用同一顆鐵心，并且連接為共模電感的型態(tài))的濾除，并且若電路操作在高功率的 應用電路必定為連續(xù)導通模式，因此電源跳動(Power bounce)造成共模噪聲的問題將不存在。


請參閱以下有關本發(fā)明較佳實施例的詳細說明及其附圖，將可進一步了解本發(fā)明 的技術內容及其目的功效；有關該實施例的附圖為圖1為現有的功率因子修正器電路示意圖；圖2A-B為現有的無橋式功率因子修正器示意圖；圖3為現有的交錯式功率因子修正器示意圖；圖4為本發(fā)明交錯式無橋功率因子修正器及控制方法的平均電流控制電路架構圖；圖5為本發(fā)明交錯式無橋功率因子修正器及控制方法的臨界導通控制電路架構 圖；圖6為本發(fā)明交錯式無橋功率因子修正器及控制方法的交錯式無橋功率因子修 正器的實施例示意圖；圖7A為本發(fā)明交錯式無橋功率因子修正器及控制方法的輸入正半周等效電路實 施例示意圖；圖7B為本發(fā)明交錯式無橋功率因子修正器及控制方法的輸入負半周等效電路實 施例示意圖；圖8A為本發(fā)明交錯式無橋功率因子修正器及控制方法的輸入正半周D < 50%時 波形示意圖；圖8B為本發(fā)明交錯式無橋功率因子修正器及控制方法的輸入正半周D > 50%時 波形示意圖；圖9為本發(fā)明交錯式無橋功率因子修正器及控制方法的多相交錯式無橋功率因 子修正器實施例示意圖；圖10為本發(fā)明交錯式無橋功率因子修正器及控制方法的平均電流控制電路實施 例示意圖；圖11為本發(fā)明交錯式無橋功率因子修正器及控制方法的電感電流iu、、輸入電 流、。的示意波形圖；以及圖12為本發(fā)明交錯式無橋功率因子修正器及控制方法的臨界導通控制電路實施 例示意
1、交錯式無橋功率因子修正器；2、控制訊號處理器；21、輸出電壓衰減 器；22、比較器；221、比較器；222、比較器；23、比例積分電路；231、比例積分電路；232、比 例積分電路；24、相乘電路；25、絕對值電路；251、絕對值電路；252、絕對值電路；26、輸入電 壓衰減器；27、電流傳感器；28、衰減器；3、控制電路。
具體實施例方式請參閱圖4及圖10為本發(fā)明交錯式無橋功率因子修正器及控制方法的平均電流控制電路架構圖及實施例示意圖，如圖4中所示，其中包括交錯式無橋功率因子修正器1，與控制訊號處理器2及控制電路3耦接，由圖6中 可知，該交錯式無橋功率因子修正器1包含了交流輸入電源、輸入電感(LpL2)、四顆主動組 件(Q1 Q4)、兩顆被動組件(DpD2)及輸出電容(C0)及輸出電阻(Rl)；控制訊號處理器2，包含了輸出電壓衰減器21、比較器221，222、比例積分電路 231，232、相乘電路24、絕對值電路251，252、輸入電壓衰減器26、電流傳感器27及衰減器 觀，其中該輸入電壓衰減器26及電流傳感器27與交錯式無橋功率因子修正器耦接，而該輸 入電壓衰減器26及電流傳感器27分別耦接至絕對值電路251及衰減器觀，而該輸出電壓 衰減器21與交錯式無橋功率因子修正器1及比較器221耦接，可將輸出的高壓轉換為較低 準位的直流電壓值，以便于控制電路3的電路訊號的處理，并通過比較器221將此回授信號 和精密的基準電壓參考準位(命令)做比較，得到電壓誤差量，再經由比例積分電路231的 運算得到電壓回路的控制量，此訊號將和輸入電源的參考值相乘(通過相乘電路24)得到 輸入電流控制電路的電流參考準位(命令)，其中輸入電源的參考值是經由輸入電壓衰減 器沈及絕對值電路251來得到，而輸入電流的回授則是經由電流傳感器27，再經過衰減器 觀的衰減及絕對值電路的252轉換負半周所得到，將此輸入電流回授量至比較器222，并與 輸入電流控制電路的電流參考準位做比較來得到電流的誤差量，此誤差量同樣的經由比例 積分電路232的運算，得到最后輸出至控制電路3的輸出控制量，此控制量決定了輸出驅動 訊號的工作周期(duty cycle)；控制電路3，與交錯式無橋功率因子修正器1及控制訊號處理器2耦接，由于控制 電路3將決定兩組相位移180度的控制開關驅動訊號，因此由兩組比較器及相移180的三 角波，來當作脈波寬度調變器(Pulse Width Modulator)，而輸出控制量經過此脈波寬度調 變器后，得到兩組控制開關驅動訊號，再經由一個互次或門電路O(OR)并搭配換相訊號，來 確保輸入負半周時控制開關及整流開關的互換，最后將此訊號再經過反相器得到對應的互 補開關訊號(實施例示意圖請參考圖10)；另外由圖11中可知，為電感電流iu、、輸入電 流ia。的示意波形圖，為便于波形的繪制，我們將duty視為固定，由示意的波形可以得知，輸 入電流將和輸入電壓波形同相，得到高功因子低諧波失真的電源轉換。請參閱圖5及圖12為本發(fā)明交錯式無橋功率因子修正器及控制方法的臨界導通 控制電路架構圖及實施例示意圖，如圖5中所示，其中包括交錯式無橋功率因子修正器1、 控制訊號處理器2、控制電路3，其中該控制訊號處理器2包含了輸出電壓衰減器21、比較器 22、比例積分電路23、相乘電路24、絕對值電路25、輸入電壓衰減器沈，而該輸入電壓衰減 器26與交錯式無橋功率因子修正器1及絕對值電路25耦接，另外該輸出電壓衰減器21與 交錯式無橋功率因子修正器1及比較器22耦接，因此輸出電壓將經由輸出電壓衰減器21， 得到等比例的電壓回授量，并且和精密的基準電壓，作比較后得到電壓的誤差量，此誤差量 經由比例積分電路23的運算，得到電壓回路的輸出量，并且再和輸入電壓衰減量相乘，而 得到電流的比較訊號(為輸入電流控制電路的電流參考準位，來決定輸出驅動訊號的工作 周期)；請參閱圖12所示，當輸入正半周時，換相訊號為0，若控制電路開始啟動，此時啟 動電路輸出2組相位差180度的脈沖訊號，將相繼使得SR正反器輸出為高準位，所以( 2、( 4 亦將相繼導通，此時電感上的電流將隨輸入電壓的大小及時間逐漸上升，直到電感電流的
6回授訊號W大于電流比較訊號，此時對應的SR正反器輸出將被清除為零，因此( 2、( 4將 分別被關閉，Qp Q3隨即被導通，而此時因電感跨壓為負，所以電感電流隨時間下降，當電感 電流小于零時，ZCD輸出為高準位，如此將啟動下一個切換周期，如此周而復始達到整個系 統(tǒng)的控制。請參閱圖6為本發(fā)明交錯式無橋功率因子修正器及控制方法的交錯式無橋功率 因子修正器的實施例示意圖，如圖6中所示，交錯式無橋功率因子修正器其中包含交流輸入電源，其中一端與輸入電感Lp L2耦接，而另一端耦接于第一被動組件D1 及第二被動組件D2之間；輸入電感，包含有第一輸入電感L1及第二輸入電感L2,其中該第一輸入電感L1 一 端耦接于第一主動組件A及第二主動組件A之間，而該第二輸入電感L2則耦接于第三主 動組件Q3及第四主動組件Q4之間；主動組件，包含有第一主動組件A、第二主動組件( 、第三主動組件A及第四主動 組件仏，其中該四顆主動組件A A串接為全橋的形式，并分為不同驅動相位的兩組開關， 其中一組控制開關直接受控于控制電路，而另一組則為整流開關；被動組件，包含有第一被動組件D1、第二被動組件D2,該第一被動組件D1的陰極耦 接于第二被動組件D2的陽極，并且兩相連接的被動組件DpD2會與一組控制開關、一組整流 開關、輸出電容Qj及輸出電阻&進行并聯，而該二顆被動組件Dp D2主要作用為導引電流 的流向；而該A A為主動開關，依據輸出功率的等級來選擇適當的半導體組件，經由控 制電路3輸出驅動訊號來進行開啟或關閉，其中該Gl1 A串接為全橋的形式，Q1^ Q2及Q3、 A為不同驅動相位的兩組開關，此兩組開關相互延遲180度，同一組開關中為互補動作，也 就是當％導通時A截止，且在同一個半周中，有一組控制開關直接受控于控制電路，而互補 的另一組為整流開關，當輸入正半周時％、仏為控制開關，QpQ3為整流開關，輸入負半周時 Q” Q3為控制開關，Q2> Q4為整流開關；因此當輸入電源Va。正半周時，如圖7A所示，DjnD1W共接點連接到輸入電源的負 端，此時若輸入電流大于零，則此電流將使得D2順偏導通并導引回輸入電源負端，而D1將因 為D2的導通使得其因而逆偏截止，同理當輸入電源負半周時，如圖7B所示(輸入電源Vac 負半周時的電路，此時電感連接到電源負端因此將由QpQ3控制電感的儲能時間，而Q2、Q4當 作整流路徑的開關)，D1順偏導通&逆偏截止，因此不論輸入電源正半周亦或負半周，電路 都可以等效為兩組同步整流型式的升壓轉換器；首先我們先就輸入正半周時的電路狀態(tài)及其對應的波形來做說明，為了分析方便 起見我們必需假設切換的頻率(> 16Khz)遠大于輸入電源頻率(50 60HZ)，此假設在現 實的應用中是成立的，有了這個假設之后雖然輸入為正負交變的弦波電源，但在一個切換 周期中輸入電源可視為定值，當A導通時輸入電源經由％及D2對電感L1儲能，此時％為 控制開關，由控制電路決定L1儲能的時間，當％受控制電路的作用而截止，為了確保％的 導通不會因為％的截止延遲而造成輸出短路，因此Q1必需延后一小段時間導通，此段時間 我們稱之為死區(qū)(dead time)，這段時間因為L1能量的連續(xù)性，Q1的背接二極管將會導通， 并且將L1的能量對負載釋放，因為％導通前背接二極管已先導通，所以A將操作在零電 壓導通的狀態(tài)，如此切換損失將可以大幅減小，同理Q3、Q4的動作也和Qp Q2相同，只是相位滯后180度，由如圖8A及圖8B所對應的波形中可知，iu、iL2的波形因為相位的延遲，產 生波形相加時的抵消(cancellation)作用，因此可以得到較小的輸入漣波電流，且其頻率 加倍，而輸出電流因為相位及流過整流開關0^ )電流的不連續(xù)，可以分為2種狀態(tài)，當 Duty cycle <50%時輸出漣波因為流過整流開關電流抵消的作用振幅減小且頻率加倍，而 Duty cycle > 50%時振幅不變但頻率加倍，因此雖然Duty cycle > 50%沒有產生抵消的 作用，但因為頻率加倍仍然有利于輸出濾波器的設計；另外基于相同的原理，如此的電路架 構可以拓展到N相的應用，如圖9所示，每一組訊號延遲相位為360度+N(N代表開關的總 組數)。 上列詳細說明是針對本發(fā)明的可行實施例之具體說明，該實施例并非用以限制本 發(fā)明的專利范圍，凡未脫離本發(fā)明的等效實施或變更，均應包含于本發(fā)明的專利范圍中。
權利要求
1.一種交錯式無橋功率因子修正器，其特征在于包含交流輸入電源，其中一端與輸入電感耦接，而另一端耦接于第一被動組件及第二被動 組件之間；輸入電感，包含有第一輸入電感及第二輸入電感，其中該第一輸入電感一端耦接于第 一主動組件及第二主動組件之間，而該第二輸入電感則耦接于第三主動組件及第四主動組 件之間；主動組件，包含有第一主動組件、第二主動組件、第三主動組件及第四主動組件，其中 該四顆主動組件串接為全橋的形式，并分為不同驅動相位的兩組開關，其中一組控制開關 直接受控于控制電路，而另一組則為整流開關；被動組件，包含有第一被動組件、第二被動組件，該第一被動組件的陰極耦接于第二被 動組件的陽極，并且兩相連接的被動組件會與一組控制開關、一組整流開關、輸出電容及輸 出電阻進行并聯，而該二顆被動組件主要作用為導引電流的流向。
2.如權利要求1所述的交錯式無橋功率因子修正器，其特征在于所述不同驅動相位 的兩組開關再連接η組開關，而每一組訊號延遲相位為360度+ (η+2)。
3.如權利要求1所述的交錯式無橋功率因子修正器，其特征在于所述交錯式無橋功 率因子修正器連接控制訊號處理器及控制電路。
4.如權利要求3所述的交錯式無橋功率因子修正器，其特征在于所述控制訊號處理 器，輸出輸出控制量，來決定輸出驅動訊號的工作周期。
5.如權利要求3所述的交錯式無橋功率因子修正器，其特征在于所述控制電路與交 錯式無橋功率因子修正器及控制訊號處理器耦接，而該控制電路得到兩組控制開關驅動訊 號，并再經由一個互次或門電路并搭配換相訊號，來確保輸入負半周時控制開關及整流開 關的互換，最后將此訊號再經過反相器得到對應的互補開關訊號。
6.一種交錯式無橋功率因子修正器控制方法，其特征在于所述控制方法包括以下步驟(1)控制訊號處理器輸出輸出控制量至控制電路中，而輸出控制量進入控制電路后，得 到兩組控制開關驅動訊號，再經由一個互次或門電路并搭配換相訊號，來確保輸入負半周 時控制開關及整流開關的互換，最后將此訊號再經過反相器得到對應的互補開關訊號；(2)再由控制電路輸出的互補開關訊號來進行開啟或關閉，其中該交錯式無橋功率因 子修正器中的四顆主動組件兌力2及仏力4為不同驅動相位的兩組開關，此兩組開關相互延 遲180度，同一組開關中為互補動作，也就是當( 導通時％截止，且在同一個半周中，有一 組控制開關直接受控于控制電路，而互補的另一組為整流開關，當輸入正半周時％、Q4為控 制開關，Qp A為整流開關；(3)而當輸入負半周時，Q1A3為控制開關，％、Gl4為整流開關，因此相位滯后180度，而 流經電感上的電流波形則因為相位的延遲，會產生波形相加時的抵消作用，因而得到較小 的輸入漣波電流，且其頻率加倍。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種交錯式無橋功率因子修正器及控制方法，該交錯式無橋功率因子修正器包含了交流輸入電源、兩個輸入電感、四顆主動組件、兩顆被動組件及輸出電容及輸出電阻，其中該四顆主動組件串接為全橋的形式，并分為不同驅動相位的控制開關及整流開關，而該二顆被動組件主要作用為導引電流的流向；另外該交錯式無橋功率因子修正器可連接控制訊號處理器及控制電路，可輸出互補開關訊號來控制交錯式無橋功率因子修正器，以達到輸出、入漣波抵消及倍頻的目的。
文檔編號H02M1/14GK102104324SQ20091026118
公開日2011年6月22日 申請日期2009年12月21日 優(yōu)先權日2009年12月21日
發(fā)明者林保泓 申請人:力銘科技股份有限公司