專利名稱：提高功率因數(shù)校正電路中的效率的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及電源中的功率因數(shù)校正電路(power factor correctioncircuit)，并且更具體地，本發(fā)明涉及提高功率因數(shù)校正電路的效率。
背景技術(shù)：
電源通常被用于將由電源插座(electrical outlet)提供的交流("ac")功率轉(zhuǎn) 換成可供電設(shè)備使用的直流("dc")功率。電源設(shè)計(jì)的一個重要考慮方面是向電源遞送功 率的效率如何。為了提高功率遞送效率，在電源中可以使用功率因數(shù)校正(PFC)電路。更 具體地，功率因數(shù)校正電路試圖將電流波形整形為與電壓波形的形狀相接近。
通常，PFC電路被設(shè)計(jì)為包括功率開關(guān)(power switch)，功率開關(guān)被控制為在關(guān)斷 狀態(tài)和導(dǎo)通狀態(tài)之間切換，以將從配電線(distribution line)傳送的變形的輸入電流波 形轉(zhuǎn)變成與類似于輸入電壓波形的形狀的更理想的電流波形。更具體地，功率開關(guān)被耦合 到能量傳遞元件，以向電源的輸出傳遞能量。然而，在操作期間，PFC電路經(jīng)受到由于寄生 電容而在功率開關(guān)中產(chǎn)生的開關(guān)損耗。通常，寄生電容可以被定義為由于電組件的各部分 的彼此接近而存在于它們之間的不希望的電容。在能量傳遞元件中還實(shí)現(xiàn)了其它的損耗。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的一方面，提供了一種在功率因數(shù)校正變換器中使用的控制器，該控 制器包括功率因數(shù)校正控制器電路，所述功率因數(shù)校正控制器電路被耦合用于輸出驅(qū)動 信號，以在導(dǎo)通狀態(tài)和關(guān)斷狀態(tài)之間對功率開關(guān)進(jìn)行開關(guān)，從而向功率因數(shù)校正變換器的 輸出傳遞能量；以及開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器，所述開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器被耦合用于向功率因數(shù)校正控 制器電路輸出頻率調(diào)節(jié)信號，以響應(yīng)于表示耦合到功率因數(shù)校正變換器的輸出的負(fù)載的負(fù) 載信號來調(diào)節(jié)功率開關(guān)的平均開關(guān)頻率，其中，所述頻率調(diào)節(jié)信號響應(yīng)于負(fù)載情況的范圍。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種在功率因數(shù)校正變換器中使用的控制器，該 控制器包括第一積分器，所述第一積分器被耦合用于對功率因數(shù)校正變換器的輸入電流 進(jìn)行積分并且用于輸出第一信號以結(jié)束功率變換器的功率開關(guān)的導(dǎo)通時間；第二積分器， 所述第二積分器被耦合用于對功率因數(shù)校正變換器的輸入電壓和輸出電壓之間的差進(jìn)行 積分并且用于輸出第二信號以結(jié)束功率開關(guān)的關(guān)斷時間；驅(qū)動器電路，所述驅(qū)動器電路被 耦合用于響應(yīng)于第一信號和第二信號來改變功率開關(guān)的開關(guān)頻率并且用于輸出第三信號 以對功率開關(guān)進(jìn)行開關(guān)，從而將輸入電流控制為與輸入電壓實(shí)質(zhì)上成比例；以及頻率調(diào)節(jié) 電路，所述頻率調(diào)節(jié)電路被耦合用于接收表示功率因數(shù)校正變換器的輸出處的負(fù)載的誤差 電壓信號，其中，所述頻率調(diào)節(jié)電路還被耦合用于輸出經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差信號，以響應(yīng)于誤差 電壓信號來調(diào)節(jié)功率開關(guān)的關(guān)斷時間的結(jié)束。 根據(jù)本發(fā)明的又一方面，提供了一種方法，該方法包括對功率開關(guān)進(jìn)行開關(guān)，以調(diào) 整功率因數(shù)校正變換器的輸出；通過對功率開關(guān)進(jìn)行的開關(guān)來控制功率因數(shù)校正變換器的 輸入電流，以使得輸入電流與功率因數(shù)校正變換器的輸入電壓成比例；并且在全部負(fù)載情況的范圍中響應(yīng)于功率因數(shù)校正變換器的負(fù)載來調(diào)節(jié)功率開關(guān)的平均開關(guān)頻率。


參考下面的附圖描述本發(fā)明的非限制性并且非窮舉性的實(shí)施例，其中，在各個示 圖中相似的標(biāo)號指代相似的部件，除非另外指定。 圖1是根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的包括示例控制器的示例升壓變換器 (boostco読rter)的功會離圖； 圖2是根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的進(jìn)一步示出圖1的示例控制器的功能框圖； 圖3A示出根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的與圖1和圖2相關(guān)聯(lián)并且與開關(guān)信號和負(fù)載信號
相應(yīng)的示例輸入波形； 圖3B示出圖3A中的輸入波形中一個波形的放大示圖以及相應(yīng)的開關(guān)波形；
圖4A示出根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的負(fù)載和平均開關(guān)頻率之間的示例關(guān)系；
圖4B示出根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的負(fù)載和平均開關(guān)頻率之間的替代示例關(guān)系；
圖4C示出根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的負(fù)載和平均開關(guān)頻率之間的替代示例關(guān)系；
圖4D示出根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的負(fù)載和平均開關(guān)頻率之間的替代示例關(guān)系；
圖5A示出根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的實(shí)施用于功率因數(shù)較正(PFC)的控制技術(shù)的示例 集成電路； 圖5B示出根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的示例開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器； 圖6A示出根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的誤差電壓、經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差電壓和負(fù)載之間的示 例關(guān)系； 圖6B示出根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差電壓的示例曲線圖；以及 圖7是示出根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的用于響應(yīng)于PFC電路中的變化的負(fù)載來調(diào)節(jié)平均
開關(guān)頻率的示例方法的流程圖。
具體實(shí)施例方式
在本發(fā)明的一方面中，在這里為了說明的目的而公開的方法和裝置利用控制技術(shù) 來提高功率因數(shù)校正(PFC)電路中的效率。在下面的描述中，許多特定細(xì)節(jié)被提出以便提 供對本發(fā)明的全面理解。然而，對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說，很明顯，不必必須采用這些特定 細(xì)節(jié)來實(shí)施本發(fā)明。沒有詳細(xì)描述與實(shí)施有關(guān)的公知方法，以避免對本發(fā)明造成模糊。
在整個說明書中，對"一個實(shí)施例"、"實(shí)施例"、"一個示例"或"示例"的提及意味著 結(jié)合該實(shí)施例描述的具體特征、結(jié)構(gòu)或特性被包含在本發(fā)明的至少一個實(shí)施例或示例中。 因此，在整個說明書的各個地方出現(xiàn)的短語"在一個實(shí)施例中"、"在實(shí)施例中"、"在一個示 例中"或"在示例中"不一定都指同一實(shí)施例。例如，具體的特征、結(jié)構(gòu)或特性可以組合成一 個或多個實(shí)施例或示例中的任何適當(dāng)?shù)慕M合和/或子組合。 如下面將要論述的，根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的各種示例實(shí)施用于功率因數(shù)校正電路的 控制技術(shù)，以進(jìn)一步提高功率高效遞送。更具體地，該控制技術(shù)響應(yīng)于耦合在PFC電路的輸 出處的變化的負(fù)載來調(diào)節(jié)PFC電路中的功率開關(guān)的平均開關(guān)頻率。在本發(fā)明的一個實(shí)施例 中，負(fù)載表示要被耦合到PFC校正電路的輸出的dc-dc變換器。本思想將根據(jù)下面描述的 附圖來說明。
為了進(jìn)行說明，圖1是根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的包括控制器102的示例升壓PFC變換 器100(也被稱為PFC變換器)的功能框圖。在所示的示例中，PFC變換器100是升壓功率 變換器，其接收與ac線電壓Ve 106對應(yīng)的ac線電流Ie 104。通常，ac線電流Ie 104和對 應(yīng)的ac線電壓V(; 106由配電系統(tǒng)(例如，發(fā)電廠)通過電插座(electrical socket)提 供。如圖所示，橋式整流器108將ac線電壓Ve 106變換成dc輸入電壓V^ 110。
現(xiàn)在參考圖3A，示例波形302、304和306分別代表ac線電壓Ve106、 dc輸入電壓 VIN llO和dc輸入電流L 111。如圖所示，'ac'波形由在某些時間間隔極性被反轉(zhuǎn)的波 形表示。例如，ac線電壓Ve 106由在正值和負(fù)值之間交變的波形302代表。相比較而言， 'dc'波形由總是相同極性的波形表示。例如，如波形304和306所示，dc輸入電壓VIN 110 和dc輸入電流I^ lll實(shí)質(zhì)上總是為正。注意，dc輸入電壓V^ IIO( S卩，波形304)和dc 輸入電流IIN lll(即，波形306)在大小上隨時間變化。 返回參考圖1，在所示的示例中，濾波器112耦合在橋式整流器108的兩端，以對來 自dc輸入電流IIN 111的高頻噪聲電流進(jìn)行濾波。在本發(fā)明的一方面中，dc輸入電流IIN 111實(shí)質(zhì)上被控制為跟隨dc輸入電壓VIN110的波形形狀。如圖3A所示，表示dc輸入電流 IIN 111的波形306 —般跟隨表示dc輸入電壓VIN 110的波形304的形狀。
如在圖1的示例中所示，被示為電感器1^ 114的能量存儲元件的一端被耦合到控 制器102，而電感器LJ14的另一端被耦合到功率開關(guān)SWJ18。在操作中，當(dāng)開關(guān)118能夠 傳導(dǎo)電流時，功率開關(guān)SWJ18處于'導(dǎo)通'或'閉合'狀態(tài)，并且當(dāng)開關(guān)118不能傳導(dǎo)電流時 處于'關(guān)斷'或'斷開'狀態(tài)。開關(guān)周期被定義為當(dāng)開關(guān)為導(dǎo)通的時間段以及隨后當(dāng)開關(guān)為 關(guān)斷的時間段。例如，開關(guān)周期可以包括當(dāng)開關(guān)SWJ18能夠?qū)щ姷膶?dǎo)通時間段以及跟隨的 當(dāng)開關(guān)SWJ18不能導(dǎo)電的關(guān)斷時間段。在另一示例中，開關(guān)周期可以包括當(dāng)SWJ18不能導(dǎo) 電的關(guān)斷時間段以及跟隨的當(dāng)開關(guān)SWJ18能夠?qū)щ姷膶?dǎo)通時間段。導(dǎo)通時間可以被定義 為開關(guān)周期期間開關(guān)SWJ18導(dǎo)電的時間段，并且關(guān)斷時間可以被定義為開關(guān)周期期間開關(guān) SWJ18不導(dǎo)電的時間段。 在圖1的示例中，輸入回波(input return) 120被耦合到功率開關(guān)SWJ18。在操 作中，根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)，能量存儲電感器LJ14響應(yīng)于開關(guān)SWJ18的開關(guān)來向功率變換器 100的輸出傳遞能量。如在該示例中所示，體電容器122被耦合以向負(fù)載126提供基本恒 定的輸出電壓V。m124。在一個示例中，負(fù)載126可以是對dc-dc電源的輸入。二極管DJ28 被耦合以使得防止來自體電容器122的電流回流通過電感器LJ14。在圖1的示例中，表 示dc輸入電壓V^ 110的輸入電壓信號U， 130被控制器102接收。表示dc輸入電流L 111的輸入電流感測信號UIIN 132也被控制器102接收。更具體地，例如，諸如電流變壓器 (currenttransformer)，或者分立電阻器兩端的電壓、當(dāng)晶體管導(dǎo)電時晶體管兩端的電壓， 或者耦合到功率開關(guān)的感測FET元件之類的電流感測134可以用于測量dc輸入電流IIN 111。在圖1的示例中，表示輸出電壓V。UT 124的輸出電壓信號Uv。uT 136也被控制器102接 收。在一個示例中，輸出電壓信號Uv。m 136可以表示恒定的參考值。在本發(fā)明的一個實(shí)施 例中，感測信號U， 130、UIIN 132和Uv。ut 136可以具有電壓的形式或電流的形式。
在操作中，控制器102響應(yīng)于輸入電壓信號U， 130、輸入電流信號Un, 132和/ 或輸出電壓信號UV。UT 136而輸出控制開關(guān)SWJ18的開關(guān)的開關(guān)信號Usw 119，以調(diào)整輸出 電壓V。uT 124和控制dc輸入電流L 111跟隨dc輸入電壓V^ 110的波形，dc輸入電壓V^110也被稱為'輸入電壓V^ 110'。在一個示例中，控制器102通過改變開關(guān)SWJ18的每個 開關(guān)周期(也被稱為可變開關(guān)頻率控制技術(shù))來調(diào)整輸出電壓V。UT 124和控制dc輸入電 流Im 111。在另一示例中，控制器102通過維持開關(guān)SW工118的恒定的開關(guān)周期(也被稱 為固定開關(guān)頻率控制)來調(diào)整輸出電壓V。uT 124和控制dc輸入電流L 111。在本發(fā)明的 一方面中，控制器102還響應(yīng)于負(fù)載124來調(diào)節(jié)開關(guān)的平均開關(guān)頻率，以進(jìn)一步提高PFC變 換器100的效率。特別地，平均開關(guān)頻率被定義為多個開關(guān)周期中的開關(guān)頻率。更具體地， 控制器102采用了通過響應(yīng)于負(fù)載126調(diào)節(jié)開關(guān)SWJ18的平均開關(guān)頻率來降低功率損耗 的控制技術(shù)。 現(xiàn)在參考圖2，根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)，功率變換器100的功能框圖進(jìn)一步示出圖1的 控制器102的示例。如圖所示，控制器102包括功率因數(shù)校正(PFC)電路202和開關(guān)頻率 調(diào)節(jié)器204。根據(jù)圖2的示例，PFC電路202輸出開關(guān)信號Usw 119和表示耦合到PFC變換 器100的輸出的負(fù)載126的負(fù)載信號U薩206。 PFC電路202接收輸入電壓信號UVIN 130、 輸出電壓信號Uv。uT 136和/或輸入電流信號Un, 134。開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器204接收負(fù)載信號 UWAD 206并且輸出頻率調(diào)節(jié)fAW信號208。 在操作中，作為一個示例，PFC電路202響應(yīng)于輸入電壓信號U，130、輸入電流信 號Un, 134和/或輸出電壓信號Uv。uT 136來調(diào)整電源的輸出和控制輸入電流以使得輸入電 流IIN 111跟隨輸入電壓VIN 110的波形。開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器204響應(yīng)于負(fù)載信號UWAD 206來 輸出頻率調(diào)節(jié)信號fAW 208，并且PFC電路202響應(yīng)于頻率調(diào)節(jié)信號fm 208來調(diào)節(jié)功率開 關(guān)SWJ18的平均開關(guān)頻率。 如圖所示，控制器102、電流感測134和開關(guān)SWJ18可以包括在集成電路210中。 在一個示例中，開關(guān)SWJ18可以包括在與控制器102相同的單個單片電路設(shè)備(single monolithic device)上。在一個替代實(shí)施例中，控制器102可以被包括在沒有開關(guān)SWJ18 的單個單片電路設(shè)備上。在一個實(shí)施例中，開關(guān)SWJ18可以是金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶 體管(MOSFET)。在操作中，當(dāng)開關(guān)SWJ18為導(dǎo)通時，開關(guān)SWJ18允許從漏極端212向源極 端214的電流的傳導(dǎo)，并且當(dāng)開關(guān)SWJ18為關(guān)斷時，實(shí)質(zhì)上阻止電流的傳導(dǎo)。在另一示例 中，如圖所示，電流感測134可以耦合到開關(guān)SWJ18以測量開關(guān)電流I, 216。因?yàn)樵陂_關(guān) 周期的導(dǎo)通時間期間開關(guān)電流I, 216實(shí)質(zhì)上等于dc輸入電流I^ 111(如圖3B所示)，所 以在開關(guān)周期的導(dǎo)通時間期間，可以感測開關(guān)電流I216，而不感測dc輸入電流I^ 111。 如圖所示，電流感測134可以感測功率開關(guān)SWJ18的漏極端212處的輸入電流I^ 111。在 一個替代實(shí)施例中，電流感測134可以感測功率開關(guān)SWJ18的源極端214處的輸入電流IIN 111。在一個替代實(shí)施例中，電流感測134可以在漏極端212之前或源極端214之后感測開 關(guān)電流Isw 216。 如圖所示，開關(guān)SWJ18包括寄生電容Cp 222。更具體地，寄生電容可以被定義為由 于電組件的各部分彼此接近而存在于它們之間的不希望的電容。在操作中，當(dāng)開關(guān)SWJ18 切換到關(guān)斷狀態(tài)時，PFC變換器100中的寄生電容Cp 222存儲電能。雖然，示出雜散電容 (stray capacity) Cp222接在功率開關(guān)SWJ18的兩端，但是雜散電容可能是從PFC控制器 100內(nèi)的所有組件貢獻(xiàn)來的。當(dāng)開關(guān)SWJ18切換到導(dǎo)通狀態(tài)時，在PFC變換器100的組件 內(nèi)所存儲的電能被放電，并且能量在功率開關(guān)SWJ18中耗散。在控制器100的操作期間， 隨著開關(guān)SWJ18的開關(guān)頻率的提高并且開關(guān)SWJ18在導(dǎo)通狀態(tài)和關(guān)斷狀態(tài)之間更加頻繁地切換，更多的能量被耗散在開關(guān)SWJ18中。因此，盡可能最小化開關(guān)SWJ18的開關(guān)頻率 可能是有益的。在一個示例中，開關(guān)SWJ18的開關(guān)頻率可以隨著接在PFC變換器100的輸 出的兩端的負(fù)載126的減少而降低，以限制SWJ18中的功率耗散。然而，當(dāng)對SWJ18的頻 率進(jìn)行限制時，能量傳遞元件LJ14中的損耗被增大。更具體地，隨著功率開關(guān)SWJ18的 開關(guān)頻率變低，峰電流的增大可能在電感器中產(chǎn)生更多的功率耗散。另外，能量變壓器磁芯 (energy transformer core)中的損耗由于磁芯中的磁通量的偏移(excursion)而變大。 通常，在PFC變換器中，能量傳遞元件LJ14中的損耗比開關(guān)SWJ18中當(dāng)開關(guān)頻率被降低時 所防止的損耗大很多。然而，在某些PFC變換器設(shè)計(jì)中，降低開關(guān)頻率可能是有益的，因?yàn)?功率開關(guān)中的損耗大于從能量傳遞元件LJ14引起的附加的功率損耗。
如在所描述的示例中所示，濾波器112包括但不限于電容器220，其對來自dc輸 入電流IIN 111的高頻噪聲進(jìn)行濾波。更具體地，在一個示例中，電容器220的電容值是被 選取使得電容器220可以濾出高頻噪聲，但是未大到足以降低dc輸入電壓VIN 110的時變 分量的值。在一個替代實(shí)施例中，集成電路210可以用在包括反激式變換器的PFC變換器 100中。 如之前所參考的，圖3A示出根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的ac線電壓波形302、dc輸入電壓 波形304、dc輸入電流波形306、開關(guān)信號U119和負(fù)載信號U^^ 206。 ac線電壓波形302 代表ac線電壓Ve 106并且實(shí)質(zhì)上是正弦波形。線周期(line cycle)被定義為ac線電壓 波形302的三個連續(xù)的過零點(diǎn)之間的時間間隔并且對應(yīng)于表示完成一個線周期所花費(fèi)的 時間的線周期時段！Ym 310。更具體地，在所示的示例中，線周期時段！Y310依賴于ac線電 壓Ve 106的頻率。例如，如果ac線電壓Ve 106的頻率提高，則線周期時段1Y 310將變短。 相反，如果ac線電壓Ve 106的頻率降低，則線周期時段1Y 310將變長。根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施 例，線周期時段1Y310比開關(guān)周期時段T312長得多。為了進(jìn)一步地說明，在一個示例中， 線頻率是60Hz，對應(yīng)于16666微秒的線周期時段1\310，并且在分段1中的平均開關(guān)頻率是 100kHz，對應(yīng)于10微秒的開關(guān)周期時段Tsw312。 如圖所示，dc輸入電壓波形304表示dc輸入電壓VIN 110并且是ac線電壓波形 302的經(jīng)過整流的波形。在操作中，橋式整流器108對由ac線電壓波形302表示的ac線電 壓Ve 106進(jìn)行整流，以生成由dc輸入電壓波形304表示的dc輸入電壓V^ 110。dc輸入電 流波形306表示dc輸入電流I^ 111。如圖所示，dc輸入電流波形306疊在輸入電壓波形 304之上，以示出在開關(guān)周期期間dc電流IIN 111如何被控制為跟隨dc輸入電壓VIN 110。 在圖3B中示出了 dc輸入電流波形306的放大視圖314。 如在圖3A中所示，開關(guān)信號Usw 119的平均開關(guān)頻率隨著信號U自206的大小而 變化。根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)，平均開關(guān)頻率響應(yīng)于負(fù)載126而被調(diào)節(jié)。更具體地，平均開關(guān) 頻率被定義為至少半個線周期或者更多周期中的平均開關(guān)頻率。因此，即使當(dāng)PFC電路的 控制方案實(shí)施可變開關(guān)頻率時，平均開關(guān)頻率也可以被調(diào)節(jié)。如在分段l中所示，負(fù)載信號 UWAD 206處于最高大小并且對應(yīng)于處于最高平均開關(guān)頻率的開關(guān)信號U119。如在分段2 中所示，負(fù)載信號206在大小上被降低并且對應(yīng)于具有較低平均開關(guān)頻率的開關(guān)信號 Usw 119。如在分段3中所示，負(fù)載信號U^ 206進(jìn)一步在大小上被降低，對應(yīng)于具有更低 的平均開關(guān)頻率的開關(guān)信號U, 119。如圖3A所示，開關(guān)輸入電流波形306描述了連續(xù)傳 導(dǎo)模式中的輸入電流IIN111。更具體地，連續(xù)傳導(dǎo)模式是這樣一種開關(guān)控制技術(shù)，其被實(shí)施
8以使得在開關(guān)周期內(nèi)防止輸入電流1 111達(dá)到零，因?yàn)殚_關(guān)SWJ18在能量傳遞元件LJ14 中的能量變?yōu)榱阒氨粚?dǎo)通。將會意識到，因?yàn)镻FC變換器100的輸入是ac信號，所以當(dāng) 輸入電壓為零時，ac輸入電流將為零，即使在連續(xù)傳導(dǎo)模式中也是如此。不連續(xù)傳導(dǎo)模式 控制技術(shù)可以被實(shí)施以使得在每個開關(guān)周期的每個關(guān)斷時間期間PFC控制器102防止輸入 電流I^111變?yōu)榱恪Ｔ诟鶕?jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例中，當(dāng)平均開關(guān)頻率被降低時，PFC控制器 102可以從連續(xù)傳導(dǎo)操作模式切換到不連續(xù)的操作模式。相反，當(dāng)平均開關(guān)頻率提高時，輸 入電流IIN111可以從不連續(xù)操作模式變到連續(xù)操作模式。 如圖3B所示，放大的示圖314描述了連續(xù)傳導(dǎo)模式中的圖3A的輸入電流波形306 的一部分。如圖所示，dc輸入電流L lll對應(yīng)于開關(guān)的導(dǎo)通時間期間的開關(guān)電流I, 216。 在操作中，響應(yīng)于由控制器102確定的第一導(dǎo)通時間T。N1318和第一關(guān)斷時間T。m320，針對 第一開關(guān)周期時段T^316控制輸入電流L 111。如在放大示圖314中所示，開關(guān)周期T，、 TSW2和TSW3因控制器102所實(shí)施的用于PFC校正的可變頻率控制技術(shù)而不同。因此，根據(jù)本 發(fā)明的一個實(shí)施例，為了進(jìn)行PFC，控制器102可以在多個線周期中響應(yīng)于變化的負(fù)載來調(diào) 節(jié)開關(guān)SWJ18的平均開關(guān)頻率，并且也可以逐周期地調(diào)節(jié)開關(guān)頻率以調(diào)整輸出電壓和控制 輸入電流IIN 111為跟隨輸入電壓VIN110。 現(xiàn)在參考圖4A、圖4B、圖4C和圖4D，可以以多種方式響應(yīng)于PFC變換器100的負(fù) 載來調(diào)節(jié)平均開關(guān)頻率。在圖4A中，開關(guān)SWJ18的平均開關(guān)頻率隨著負(fù)載126線性連續(xù) 地變化。在圖4B中，開關(guān)SWJ18的平均開關(guān)頻率隨著負(fù)載126指數(shù)連續(xù)地變化。在圖4C 中，開關(guān)SWJ18的平均開關(guān)頻率隨著負(fù)載126線性離散地變化。根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例， 如在圖4A、圖4B和圖4C中所示，在升壓變換器的全部負(fù)載范圍中調(diào)節(jié)平均開關(guān)頻率。也就 是，平均開關(guān)頻率可以響應(yīng)于最小負(fù)載情況而處于最小頻率，并且平均開關(guān)頻率可以響應(yīng) 于升壓變換器的最大負(fù)載情況而處于最大頻率。在另一實(shí)施例中，如圖4D所示，平均開關(guān) 頻率在全部負(fù)載范圍的一部分中被線性連續(xù)地調(diào)節(jié)。在本發(fā)明的另一實(shí)施例中，可以以任 何類型的組合對圖4A、圖4B、圖4C和圖4D進(jìn)行組合來確定開關(guān)SWJ18的平均開關(guān)頻率和 負(fù)載126之間的關(guān)系。 現(xiàn)在參考圖5A，示出了根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的示例集成電路控制器500，其利用具 體控制技術(shù)來實(shí)施PFC并且還包括開關(guān)頻率控制器501以提高效率。在該示例中，功率 MOSFET 502在導(dǎo)通狀態(tài)和關(guān)斷狀態(tài)之間切換，以允許和防止輸入電流IIN 503在漏極端D 504和源極端S 506之間流動。電壓端V^ 507被耦合用于接收輸入電壓信號V^ 110。如 圖所示，輸入電壓檢測器508輸出表示PFC變換器100的瞬時dc輸入電壓的電流IVIN 512。 在操作中，從輸入電壓檢測器508得出生成的電流信號IVIN2513。根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例的 教導(dǎo)，生成的電流信號Iv皿513可以表示半個線周期的峰值輸入電壓，或者輸入電壓的有效 值，或者在半個周期中的平均輸入電壓。反饋端FB 514接收電壓Vv。，電壓Vv。uT表示PFC 變換器100的輸出處的輸出電壓。在一個示例中，電壓VV。UT可以是任何恒定的值。
如圖所示，參考電流IKEF以與從電流源522流出的成比例電流(scaled current) Is，相反的方向從電流源520流出。更具體地，成比例電流k，等于電流I，乘以用于信 號處理的比例因子。電容器C。^ 524耦合在晶體管T, 526的兩端。在操作中，當(dāng)晶體管 T。FF 526關(guān)斷時，電容器Q^ 524進(jìn)行充電。更具體地，對電容器C, 524進(jìn)行充電的電流是 參考電流IKEF和成比例電流ISVIN之間的差。當(dāng)晶體管T。FF 526變?yōu)閷?dǎo)通時，電容器C。FF 524
9經(jīng)由公共回波(common return) 529進(jìn)行放電。電壓比較器528被耦合到電容器C。FF 524， 以使得比較器528的負(fù)端處于與電容器C, 524相同的電勢電壓。當(dāng)電容器C, 524上的 電壓等于經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差電壓V' EKK 530時，電壓信號V。FF 532從低轉(zhuǎn)變到高，這使得功率 MOSFET 502轉(zhuǎn)變到導(dǎo)通狀態(tài)。按照此方式，功率MOSFET 502的開關(guān)周期的關(guān)斷時間被調(diào) 節(jié)。在本發(fā)明的一個實(shí)施例中，電容器C。^ 524用作積分器(integrator)，其對恒定電壓和 功率變換器的輸入電壓之間的差進(jìn)行積分，以確定開關(guān)周期的關(guān)斷時間。
在操作中，在所示的實(shí)施例中，誤差電壓VEKK 531是誤差放大器533的輸出。在操 作中，誤差放大器533對電壓Vv。uT與參考電壓V， 535進(jìn)行比較以確定誤差電壓V， 531， 誤差電壓V， 531表示功率變換器的輸出處的輸出電壓。根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例，電壓 誤差信號V， 531給出功率變換器100的輸出電壓以及控制器的輸出處的負(fù)載的指示。根 據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)，誤差信號V， 531被設(shè)計(jì)為具有與開關(guān)信號U, 119(例如驅(qū)動信號554) 相比慢得多的響應(yīng)時間。例如，在一個實(shí)施例中，誤差信號V， 531是表示若干線周期中的 輸出電壓V。m 124的平均大小的平均化的值，以使得當(dāng)在線周期中控制輸入電流時，輸出電 壓V。uT 124被認(rèn)為實(shí)質(zhì)上是恒定的值。 更具體地，在本示例中，誤差信號V， 531實(shí)質(zhì)上不對線周期中輸出電壓V。uT 124 的ac時間變化做出響應(yīng)。還可以假定誤差信號V， 531在多個開關(guān)周期中實(shí)質(zhì)上是恒定 的。在一個示例中，誤差電壓VEKK 531可以經(jīng)由C0MP端537被輸出到增益設(shè)定濾波器，增 益設(shè)定濾波器用于調(diào)整誤差電壓V， 531的響應(yīng)時間。 如在示例中所示，開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器501耦合在誤差放大器533的輸出和比較器528 的非反相端(non-inverting terminal)之間。開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器501是圖2的開關(guān)頻率調(diào) 節(jié)器204的一個可能的實(shí)施方式，而集成電路控制器500的一些或者所有其余的電路是PFC 電路202的可能的實(shí)施方式。在操作中，開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器501響應(yīng)于接收誤差電壓信號VEKK 531來輸出經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差信號V'， 530。在一個示例中，根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，誤差電壓 信號VEKK 531基于下面的公式被修改
V，哪=Vc-V腳 公式1 其中，Vc是基于PFC變換器100的反饋回路的設(shè)計(jì)參數(shù)而確定的恒定的值。根據(jù) 本發(fā)明的教導(dǎo)，誤差電壓信號V， 531可以被認(rèn)為等于圖2中所示的負(fù)載信號U皿D 206。更 具體地，誤差電壓信號V， 531的大小與功率變換器的輸出處的負(fù)載成正比。通常，誤差電 壓信號V， 531的大小可以通過變化的輸入電壓和改變的負(fù)載情況而被影響，因此可能難 以建立反饋信號V， 531的大小和功率變換器的輸出處的負(fù)載情況之間的正比關(guān)系。根據(jù) 本發(fā)明的實(shí)施例，輸入電壓檢測器生成信號電流Iv皿，信號電流IVIN2表示平均輸入電壓值， 并且乘以電流源534以抵消輸入電壓對誤差電壓信號V， 531的影響。換句話說，在前饋 系統(tǒng)中，電流IVIN2乘以電流源534以使得誤差電壓信號VEKK 531的大小獨(dú)立于輸入電壓VIN lll，并且可以表示耦合到PFC變換器100的輸出的負(fù)載126。在根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例 中，經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差信號V' EKK 530可以被認(rèn)為等同于在圖2中的頻率調(diào)節(jié)信號fAW208。
在根據(jù)本發(fā)明的另一示例實(shí)施例中，開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器501被耦合在誤差放大器 533和電壓比較器544的正輸入端之間。在本示例的操作中，經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差信號V'， 530 被電壓比較器544接收。 如在圖5A的示例中所示，電流源534輸出成比例電流ISIIN，成比例電流1 表示乘以了用于信號處理的比例因子的感測的輸入電流Is 538。電容器C。w 540被耦合在晶體管 T。N 542的兩端。在操作中，當(dāng)晶體管T。w 542為關(guān)斷時，成比例電流I^,對電容器C。w 540 進(jìn)行充電。當(dāng)晶體管T。w 542為導(dǎo)通時，電容器C。w 540經(jīng)由公共回波529被放電。電壓比 較器544耦合到電容器C。N 540，以使得比較器544的負(fù)輸入處于與電容器C。N 540相同的 電勢電壓。當(dāng)電容器C。w 540的電壓等于誤差電壓V，531時，比較器544的輸出處的電壓 信號V， 546從低信號轉(zhuǎn)變?yōu)楦咝盘?，這導(dǎo)致將功率M0SFET 502設(shè)定成關(guān)斷狀態(tài)。按照此 方式，用于功率率MOSFET 502的開關(guān)周期的導(dǎo)通時間被控制。在本發(fā)明的一方面中，電容 器C。N 540用作積分器，其對功率變換器的輸入電流進(jìn)行積分以確定開關(guān)周期的導(dǎo)通時間。
如在圖5A的示例中所示，OR門548的第一輸入被耦合到比較器544的輸出，并且 OR門548的第二輸入被耦合到AND門550的輸出。在操作中，當(dāng)電壓信號V。N 546轉(zhuǎn)變?yōu)?高或者過流保護(hù)(OCP)信號553轉(zhuǎn)變?yōu)楦邥r，OR門548向鎖存器552的復(fù)位端(R)輸出高 信號。在操作中，當(dāng)鎖存器552的復(fù)位輸入R接收到高信號時，輸出Q被設(shè)定成高并且互補(bǔ) 輸出5被設(shè)定為低。相反，當(dāng)電壓信號V。FF 532轉(zhuǎn)變成高時，鎖存器552的輸入S將輸出Q 設(shè)定為低，并且將互補(bǔ)輸出5設(shè)定為高。按照此方式，互補(bǔ)輸出5輸出控制功率M0SFET 502 的開關(guān)的驅(qū)動信號DRIVE554。放大器556對驅(qū)動信號DRIVE 554進(jìn)行放大，以提供足夠電 流來對功率MOSFET 502的柵極進(jìn)行充電和放電，以便控制功率MOSFET 502的開關(guān)。
如在示例中所示，電流限制比較器558對感測的輸入電流Is 538與電流限制參考 IUM 559進(jìn)行比較。在一個示例中，當(dāng)感測的輸入電流Is 538達(dá)到電流限制參考IuM 559 時，電流限制比較器558的輸出變?yōu)楦?。更具體地，在本示例中，感測的輸入電流Is 538是 輸入電流1 503的一部分。在一個示例中，根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)，感測的輸入電流Is 538表 示輸入電流IIN 503。在一個示例中，驅(qū)動信號554在被施加到AND門550的輸入之前被前 沿消隱(leading edge blanking, LEB)電路562延遲，以防止在功率MOSFET 502轉(zhuǎn)變?yōu)閷?dǎo) 通而暫時對雜散電容進(jìn)行放電時過流保護(hù)信號553指示虛假的電流限制情況。更具體地， 過流保護(hù)信號553指示功率MOSFET 502中的電流何時達(dá)到電流限制參考IUM 559，以防止 對功率MOSFET 502和/或集成電路500的任何其它內(nèi)部組件的損壞。
如上面所論述的，本發(fā)明的教導(dǎo)允許功率變換器采用控制技術(shù)來對功率變換器的 輸入電流波形進(jìn)行整形。另外，平均頻率調(diào)節(jié)電路501被包括來沿著所有負(fù)載范圍調(diào)節(jié) MOSFET 502的平均開關(guān)頻率，從而限制控制器中的損耗。在所論述的示例中，PFC控制器 通過改變功率變換器中的功率開關(guān)的導(dǎo)通時間和關(guān)斷時間來控制輸入電流波形使之跟隨 輸入電壓波形的形狀。更具體地，在每半個線周期中，輸入電流被控制為與輸入電壓成正 比。然而，當(dāng)在多個半個線周期中輸入電流被平均化時，輸入電流IM lll不再與輸入電壓
VIN 110成比例。更具體地，控制技術(shù)通過為關(guān)斷時間設(shè)定恒定的伏特-秒來強(qiáng)迫功率開關(guān)
的導(dǎo)通時間與經(jīng)過整流的時變輸入電壓V^(t)成反比。關(guān)斷時間被控制為恒定的乘積
(V。UT_VIN) XT。FF 公式2 特別地，在關(guān)斷時間期間對下面的量進(jìn)行積分
V。UT_VIN 公式3 允許在關(guān)斷時間期間設(shè)定恒定的伏特_秒。通過對關(guān)斷時間進(jìn)行設(shè)定以具有恒定 的的伏特-秒，在一些開關(guān)周期中導(dǎo)通時間伏特-秒被強(qiáng)制為實(shí)質(zhì)上是恒定的，以便維持滿 足升壓電感器的特性的伏特-秒平衡。升壓電感器上的伏特-秒的平衡允許導(dǎo)通時間實(shí)質(zhì)上與輸入電壓成反比。導(dǎo)通時間對輸入電壓的這種關(guān)系建立了一種用于將輸入電流控制為 表示輸入線電壓的經(jīng)整流時變輸入電壓V^(t)的函數(shù)的方便并且簡單的手段。如果通過在 導(dǎo)通時間期間對輸入電流積分而感測輸入電流，則導(dǎo)通時間可以通過達(dá)到以下恒定的積分 值而終止 J" //mw&公式4 其中從T1到T2期間是通過在一些開關(guān)周期中實(shí)質(zhì)上恒定的反饋信號確定的導(dǎo)通 時間。這將使得開關(guān)周期中的平均輸入電流實(shí)質(zhì)上與輸入電壓成比例。
現(xiàn)在參考圖5B，根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)，示例開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器501包括電流鏡560。如 圖所示，電流鏡560還包括第一晶體管T1562和第二晶體管T2564，第一晶體管T1562的柵 極耦合到第二晶體管T2564的柵極。在操作中，電流鏡560接收第一電流Ip以控制第二電 流I2通過第二晶體管T2564。更具體地，誤差電壓信號V， 531被第一電阻器I^ 566變換 成第一電流^，并且第二電流12因電流鏡配置而與第一電流L成比例。換句話說，當(dāng)?shù)谝?電流L增大時，第二電流12將成比例增大。第二電阻器R2568將在圖5A中所論述的恒定 電壓^變換成第二電流12。經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差電壓V'EKK 530被確定。在一個示例操作中， 當(dāng)?shù)谝浑娏鱈由于誤差電壓信號V'■ 530的增大而增大時，第二電流12成比例增大。當(dāng) 第二電流12增大時，第二電阻器1 2568兩端的電壓降增大，因此降低了經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差電壓 信號V' EKK530的大小。根據(jù)圖5A中的實(shí)施例，因?yàn)榻?jīng)過調(diào)節(jié)的誤差信號V' ■ 530用作確 定關(guān)斷時間的閾值，如圖5A的示例控制電路中所示，經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差電壓信號V'， 530通 過改變在開關(guān)周期期間功率開關(guān)SWJ18的關(guān)斷時間來調(diào)節(jié)開關(guān)的平均開關(guān)頻率。
現(xiàn)在參考圖6A，示例曲線圖600還示出根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例的經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤 差電壓信號V' ■ 530作為由平均頻率調(diào)節(jié)器501實(shí)現(xiàn)的誤差電壓信號VEKK 531的函數(shù)的 函數(shù)關(guān)系。在一個示例中，誤差電壓信號V， 531表示負(fù)載信號U皿。206，而經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤 差電壓信號V'EKK 530表示頻率調(diào)節(jié)信號fAW 208。如圖所示，電壓誤差信號VEKK531的大小 隨著負(fù)載的增大而增大。相反，經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差電壓信號V'EKK530隨著負(fù)載的減小而減小。 如上所述，在一個示例中，誤差電壓V， 531、經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差電壓V'EKK 530和恒定電壓Vc
之間的關(guān)系被表示為如下 V，哪=Vc-V腳 公式5 其中，Ve是根據(jù)PFC變換器100中的反饋回路的設(shè)計(jì)參數(shù)選取的恒定電壓。在根
據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的替代實(shí)施例中，曲線圖600可以類似于如圖4A、圖4B、圖4C和圖4D所示
的平均開關(guān)頻率和負(fù)載之間的其它函數(shù)關(guān)系或者其它函數(shù)關(guān)系的組合。 現(xiàn)在參考圖6B，曲線圖650圖示出第一經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差電壓V' ■和第二經(jīng)過調(diào)
節(jié)的電壓V' EKK2。如圖所示，經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差電壓V' ，530具有和負(fù)載相反的關(guān)系，因此，
當(dāng)經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差電壓V' EKK 530從V' EKK1增加到V'哪2時，表示PFC變換器100的輸出處
的負(fù)載減小。 返回參考圖5，當(dāng)經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差電壓閾值V'， 530增大時，電容器C。FF 524兩端 的電壓達(dá)到增大的經(jīng)過調(diào)節(jié)的閾值將花費(fèi)較長的時間，因此再次延遲了 MOSFET 502被導(dǎo) 通的時間，從而加長了開關(guān)周期的關(guān)斷時間。按照此方式，當(dāng)PFC變換器100的輸出處的負(fù) 載126被減小時，平均開關(guān)頻率被降低。由于在集成的控制器500中實(shí)施的控制技術(shù)，每個開關(guān)周期的導(dǎo)通時間也被拉長，以便維持相同的占空比。相反，當(dāng)負(fù)載126曾大了耦合到電 壓比較器528的正端的經(jīng)過調(diào)節(jié)的電壓參考時，平均開關(guān)頻率可以被增大，從而減少了對 C。N 540進(jìn)行充電要花費(fèi)的時間并且使得關(guān)斷時間縮短。 圖7是示出根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)的用于響應(yīng)于變化的負(fù)載情況來調(diào)節(jié)開關(guān)頻率的 示例方法的流程圖。在處理塊710中，開關(guān)SWJ18被開關(guān)以調(diào)整輸出電壓并且以便實(shí)施功 率因數(shù)校正，從而使得輸入電流1 111與輸入電壓V^ 110成正比。在下一個處理塊715 中，PFC電路212將表示負(fù)載126的負(fù)載信號UMAD 206輸出到平均頻率調(diào)節(jié)器204。在下 一處理塊720中，開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器向PFC電路輸出頻率調(diào)節(jié)信號fm 208，以響應(yīng)于負(fù)載信 號UMAD 206調(diào)節(jié)平均開關(guān)頻率。在下一處理塊725中，PFC電路對開關(guān)信號Usw 119進(jìn)行調(diào) 節(jié)，以使得功率開關(guān)SWJ18的平均開關(guān)頻率響應(yīng)于耦合到PFC變換器100的輸出處的負(fù)載 126而被調(diào)節(jié)。在執(zhí)行決定塊725之后，處理返回到處理塊710。 上面對所示的本發(fā)明的示例的描述(包括在摘要中所描述的)不旨在是窮舉性的 或者不旨在是對所公開的明確形式的限制。雖然為了說明的目的在這里描述了發(fā)明的特定 實(shí)施例和示例，但是在不脫離本發(fā)明的寬泛的精神和范圍的情況下，各種等同修改是可以 的。 根據(jù)上面詳細(xì)的描述，可以對發(fā)明的示例做出這些修改。在下面的權(quán)利要求中所 使用的術(shù)語不應(yīng)當(dāng)被解釋為將發(fā)明限制在說明書和權(quán)利要求書中所公開的特定實(shí)施例。而 是，范圍將全部通過下面的權(quán)利要求來確定，這根據(jù)所建立的權(quán)利要求解釋的原則來構(gòu)建。 本說明書和附圖因此應(yīng)當(dāng)被認(rèn)為是說明性的而非限制性的。
權(quán)利要求
一種在功率因數(shù)校正變換器中使用的控制器，包括功率因數(shù)校正控制器電路，所述功率因數(shù)校正控制器電路被耦合用于輸出驅(qū)動信號，以在導(dǎo)通狀態(tài)和關(guān)斷狀態(tài)之間對功率開關(guān)進(jìn)行開關(guān)，從而向所述功率因數(shù)校正變換器的輸出傳遞能量；開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器，所述開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器被耦合用于向所述功率因數(shù)校正控制器電路輸出頻率調(diào)節(jié)信號，以響應(yīng)于表示耦合到所述功率因數(shù)校正變換器的輸出的負(fù)載的負(fù)載信號來調(diào)節(jié)所述功率開關(guān)的平均開關(guān)頻率，其中，所述頻率調(diào)節(jié)信號是響應(yīng)于負(fù)載情況的范圍的。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制器，其中，所述控制器在所有負(fù)載情況的范圍中以連續(xù)傳導(dǎo)模式進(jìn)行操作。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制器，其中，所述控制器在沒有負(fù)載的情況期間以不連續(xù)的傳導(dǎo)模式進(jìn)行操作，并且在最大負(fù)載的情況期間以連續(xù)傳導(dǎo)模式進(jìn)行操作。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制器，其中，所述平均開關(guān)頻率是在至少半個線周期中的平均開關(guān)頻率。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制器，其中，所述功率因數(shù)校正控制器電路被耦合用于利用可變頻率控制技術(shù)來對所述功率開關(guān)進(jìn)行開關(guān)。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制器，其中，所述功率因數(shù)校正控制器電路被耦合用于利用固定頻率控制技術(shù)來對所述功率開關(guān)進(jìn)行開關(guān)。
7. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制器，其中，所述功率因數(shù)校正變換器包括升壓變換器。
8. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制器，其中，所述功率因數(shù)校正變換器包括反激式變換器。
9. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制器，其中，所述負(fù)載情況的范圍是從沒有負(fù)載的情況到最大負(fù)載的情況的負(fù)載情況的范圍。
10. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制器，其中，所述平均開關(guān)頻率響應(yīng)于所述負(fù)載情況的范圍中的負(fù)載而連續(xù)地并且成比例地變化。
11. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制器，其中，所述平均開關(guān)頻率響應(yīng)于所述負(fù)載情況的范圍中的負(fù)載而離散地并且成比例地變化。
12. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制器，其中，所述控制器包括在集成電路中。
13. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的控制器，其中，所述功率開關(guān)包括在所述集成電路中。
14. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制器，其中，所述控制器響應(yīng)于從由以下信號組成的組中選擇的一個或多個信號來調(diào)整所述功率因數(shù)校正變換器的輸出處的輸出電壓輸出電壓信號、輸入電壓信號和輸入電流信號。
15. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制器，其中，所述功率開關(guān)還包括相當(dāng)大的寄生電容。
16. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制器，其中，所述控制器響應(yīng)于從由以下信號組成的組中選擇的一個或多個信號來調(diào)整所述功率因數(shù)校正變換器的輸出處的輸出電壓輸出電壓信號、輸入電壓信號和開關(guān)電流信號。
17. —種在功率因數(shù)校正變換器中使用的控制器，包括第一積分器，所述第一積分器被耦合用于對所述功率因數(shù)校正變換器的輸入電流進(jìn)行積分并且用于輸出第一信號以結(jié)束功率變換器的功率開關(guān)的導(dǎo)通時間；第二積分器，所述第二積分器被耦合用于對所述功率因數(shù)校正變換器的輸入電壓和輸出電壓之間的差進(jìn)行積分并且用于輸出第二信號以結(jié)束所述功率開關(guān)的關(guān)斷時間；驅(qū)動器電路，所述驅(qū)動器電路被耦合用于響應(yīng)于所述第一信號和第二信號來改變所述功率開關(guān)的開關(guān)頻率并且用于輸出第三信號以對所述功率開關(guān)進(jìn)行開關(guān)，從而將所述輸入電流控制為與所述輸入電壓實(shí)質(zhì)上成比例；以及頻率調(diào)節(jié)電路，所述頻率調(diào)節(jié)電路被耦合用于接收表示所述功率因數(shù)校正變換器的輸出處的負(fù)載的誤差電壓信號，其中，所述頻率調(diào)節(jié)電路還被耦合用于輸出經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差信號，以響應(yīng)于所述誤差電壓信號來調(diào)節(jié)所述功率開關(guān)的關(guān)斷時間的結(jié)束。
18. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的控制器，其中，所述驅(qū)動器電路對所述功率因數(shù)校正變換器的輸出處的輸出電壓進(jìn)行調(diào)整。
19. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的控制器，其中，所述功率開關(guān)包括金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管。
20. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的控制器，還包括比較器，所述比較器被耦合用于對表示所述功率因數(shù)校正變換器的輸出的反饋信號與參考電壓進(jìn)行比較，并且被耦合用于輸出所述誤差電壓信號。
21. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的控制器，其中，所述頻率調(diào)節(jié)電路在負(fù)載情況的范圍中響應(yīng)于所述誤差電壓信號而輸出經(jīng)過調(diào)節(jié)的誤差電壓信號。
22. —種方法，包括對功率開關(guān)進(jìn)行開關(guān)，以調(diào)整功率因數(shù)校正變換器的輸出；通過對所述功率開關(guān)進(jìn)行的開關(guān)來控制所述功率因數(shù)校正變換器的輸入電流，以使得所述輸入電流與所述功率因數(shù)校正變換器的輸入電壓成比例；并且在全部負(fù)載情況的范圍中響應(yīng)于所述功率因數(shù)校正變換器的負(fù)載來調(diào)節(jié)所述功率開關(guān)的平均開關(guān)頻率。
23. 根據(jù)權(quán)利要求22所述的方法，其中，對所述功率開關(guān)進(jìn)行開關(guān)以調(diào)整所述功率因數(shù)校正變換器的輸出包括對所述功率開關(guān)進(jìn)行開關(guān)以調(diào)整輸出電壓并且控制所述輸入電流以使得所述輸入電流與所述功率因數(shù)校正變換器的輸入電壓實(shí)質(zhì)上線性成比例。
全文摘要
本發(fā)明公開了提高功率因數(shù)校正電路中的效率的方法和裝置。一種在功率因數(shù)校正(PFC)變換器中使用的控制器，包括功率因數(shù)校正控制器電路，所述功率因數(shù)校正控制器電路被耦合用于輸出驅(qū)動信號，以在導(dǎo)通狀態(tài)和關(guān)斷狀態(tài)之間對功率開關(guān)進(jìn)行開關(guān)，從而向PFC變換器的輸出傳遞能量。該控制器還包括開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器，所述開關(guān)頻率調(diào)節(jié)器被耦合用于向功率因數(shù)校正控制器電路輸出頻率調(diào)節(jié)信號，以響應(yīng)于表示耦合到PFC變換器的輸出的負(fù)載的負(fù)載信號來調(diào)節(jié)功率開關(guān)的平均開關(guān)頻率，其中，所述頻率調(diào)節(jié)信號響應(yīng)于負(fù)載情況的范圍。
文檔編號H02M3/04GK101741244SQ20091022220
公開日2010年6月16日 申請日期2009年11月9日 優(yōu)先權(quán)日2008年11月7日
發(fā)明者羅蘭·塞爾威爾·賽恩特-皮埃爾 申請人:電力集成公司