專利名稱：：具有同步續(xù)流mosfet的增壓和上下開關(guān)調(diào)節(jié)器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
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背景技術(shù)：
：—般需要電壓調(diào)節(jié)(volatgeregulation)，以防止對諸如數(shù)字IC、半導(dǎo)體存儲器、顯示模塊、硬盤驅(qū)動器、RF電路、微處理器、數(shù)字信號處理器和模擬IC之類的各種微電子組件供電的電源電壓的變化，特別是在像手機(jī)、筆記本計(jì)算機(jī)和消費(fèi)產(chǎn)品那樣的電池供電的應(yīng)用中。由于產(chǎn)品的電池或DC輸入電壓常常必須升壓到更高的DC電壓、或降壓到更低的DC電壓，因此這樣的調(diào)節(jié)器被稱為DC到DC轉(zhuǎn)換器。每當(dāng)電池的電壓大于期望的負(fù)載電壓時，使用降壓轉(zhuǎn)換器。降壓轉(zhuǎn)換器可包括電感開關(guān)調(diào)節(jié)器(switchingregulator)、電容電荷泵、以及線性調(diào)節(jié)器。相反，每當(dāng)電池的電壓低于對負(fù)載供電所需的電壓時，需要增壓(st印-up)轉(zhuǎn)換器(一般稱為升壓(boost)轉(zhuǎn)換器)。增壓轉(zhuǎn)換器可包括電感開關(guān)調(diào)節(jié)器或電容電荷泵。在前述電壓調(diào)節(jié)器中，電感開關(guān)轉(zhuǎn)換器(switchingconverter)可實(shí)現(xiàn)在最寬范圍的電流、輸入電壓和輸出電壓上的優(yōu)越性能。DC/DC電感開關(guān)轉(zhuǎn)換器的操作基于以下原理電感器(線圈或變壓器)中的電流不能立即改變，并且電感器將產(chǎn)生反向電壓以抵抗其電流的任何改變。基于電感器的DC/DC開關(guān)轉(zhuǎn)換器的基本原理在于將DC電源電壓切換或"斬波(chop)"為脈沖或突發(fā)(burst)，并使用包括電感器和電容器的低通濾波器來對那些突發(fā)進(jìn)行濾波，以產(chǎn)生良好的(well-behaved)時變電壓，即，將DC電壓改變?yōu)锳C電壓。通過使用以高頻率切換的一個或多個晶體管以對電感器進(jìn)行反復(fù)磁化和消磁，可使用該電感器來對轉(zhuǎn)換器的輸入電壓進(jìn)行升壓或降壓，產(chǎn)生與其輸入電壓不同的輸出電壓。在使用磁學(xué)將AC電壓變高或變低之后，輸出電壓然后被向回整流為DC電壓，并被濾波以去除任何波動(ripples)。所述晶體管典型地使用具有低導(dǎo)通狀態(tài)阻抗的M0SFET(—般稱為"功率M0SFET")來實(shí)現(xiàn)。使用來自轉(zhuǎn)換器的輸出電壓的反饋來控制切換條件，可以維持恒定的經(jīng)過良好調(diào)整的輸出電壓，即使轉(zhuǎn)換器的輸入電壓或輸出電流的快速改變。為了去除由所述晶體管的切換動作生成的任何AC噪聲或波動，將輸出電容器放置在開關(guān)調(diào)節(jié)器的輸出端兩端。電感器和輸出電容器一起形成"低通"濾波器，該"低通"濾波器在切換噪聲達(dá)到負(fù)載之前能夠去除晶體管的大部分切換噪聲。相對于濾波器的"LC"振蕩器(tank)的諧振頻率，該切換頻率(典型地為lMHz或更大)必須為"高"。在多個切換循環(huán)之間進(jìn)行平均，切換的電感器像具有緩慢變化的平均電流的可編程電流源那樣運(yùn)轉(zhuǎn)。由于由被偏置為"導(dǎo)通(on)"或"截止(off)"切換的晶體管控制平均電感器電流，所以晶體管中的功率耗散理論上較小，并且可以實(shí)現(xiàn)在80%到90%范圍內(nèi)的高轉(zhuǎn)換器效率。具體地，當(dāng)使用"高"柵偏壓將功率M0SFET偏置為導(dǎo)通狀態(tài)切換時，其呈現(xiàn)了具有典型地為200毫歐或更小的低R。s(。n)阻抗的線性I-V漏極特性。在例如O.5A處，這樣的器件將呈現(xiàn)僅lOOmV的最大壓降IDR。s(。n)，而不管其高漏極電流。其導(dǎo)通狀態(tài)導(dǎo)電時間期間的其功率耗散是1。2*1()。在所給出的示例中，當(dāng)晶體管導(dǎo)通時耗散的功率是(0.5A)2*(0.2Q)=50mW。功率MOSFET在其截止?fàn)顟B(tài)下使得其柵極偏置到其源極，即使得Ves=0。即使具有等于轉(zhuǎn)換器的電池輸入電壓Vbatt的所施加的漏極電壓VDS，功率MOSFET的漏極電流IDSS也非常小，一般充分低于一微安并且典型地在毫微安的范圍內(nèi)。電流I^主要包括結(jié)漏電(junctionleakage)。由此，在DC/DC轉(zhuǎn)換器中用作開關(guān)的功率MOSFET是有效的，因?yàn)樵谄浣刂箺l件下，其呈現(xiàn)高電壓處的低電流，而在其導(dǎo)通狀態(tài)下，其呈現(xiàn)低壓降處的高電流。除了切換瞬態(tài)之外，功率MOSFET中的IDVDS乘積保持較小，并且切換中的功率耗散保持較低。切換調(diào)節(jié)中的關(guān)鍵部分是將斬波器(chopper)的合成的AC輸出向回轉(zhuǎn)換或"整流"為DC所需的整流器功能。為了確保負(fù)載決不經(jīng)歷電壓極性的反轉(zhuǎn)，將整流二極管放置在切換電感器和負(fù)載的串聯(lián)路徑中，由此阻止來自負(fù)載的大AC信號。整流器可在拓?fù)渖衔挥诟邏簜?cè)路徑(high-sidepath)中，即在功率或電池輸入的正極端和輸出的正極端之間的某處，或在低壓側(cè)(low-side)路徑中，即在"地"返回路徑中。整流器的另一功能是控制能量流的方向，使得電流僅從轉(zhuǎn)換器流到負(fù)載，并不反轉(zhuǎn)方向。在一類開關(guān)調(diào)節(jié)器中，整流器功能采用P-N結(jié)二極管或肖特基二極管。肖特基二極管比P-N結(jié)二極管更優(yōu)選，因?yàn)槠涑尸F(xiàn)比P-N結(jié)二極管更低的正向壓降，典型地為400mV而非700mV，并因此耗散更少的功率。在正向?qū)ㄆ陂g，P-N二極管按照少數(shù)載流子的形式存儲電荷。在二極管能夠阻止反向偏置的極性的電流之前，自然必須去除(即提取出)或重組這些少數(shù)載流子。由于肖特基二極管使用金屬半導(dǎo)體接口、而非P-N結(jié)，因此，理想地，其不利用少數(shù)載流子來導(dǎo)電，并且因此存儲比P-N結(jié)二極管更少的電荷。利用更少的所存儲的電荷，肖特基二極管能夠更迅速地對于其端子兩端的電壓的極性的改變作出響應(yīng)，并以更高的頻率操作。不幸的是，肖特基二極管具有幾個主要缺點(diǎn)，其中之一是其呈現(xiàn)大的(significant)并且多余的截止?fàn)顟B(tài)泄漏電流，特別是在高溫下。不幸的是，存在肖特基二極管的截止?fàn)顟B(tài)泄漏電流及其正向偏置壓降之間的固有的折衷。肖特基二極管在導(dǎo)通期間的壓降越低，其在其截止?fàn)顟B(tài)下變得越泄漏。此外，此泄漏也呈現(xiàn)電流的正電壓系數(shù)，使得當(dāng)泄漏增加時，功率耗散也增加，導(dǎo)致肖特基二極管泄漏更多并且耗散更多功率，這導(dǎo)致甚至更多的發(fā)熱。利用這樣的正反饋，局部發(fā)熱可導(dǎo)致熱點(diǎn)變得更熱并"獨(dú)占(hog)"更多泄漏，直到該點(diǎn)達(dá)到使得器件故障的高電流密度為止，這是已知為熱散逸(thermalrunaway)的處理。肖特基二極管的另一缺點(diǎn)是難以使用傳統(tǒng)晶片制造工藝和生產(chǎn)來將其集成為IC。具有用于形成肖特基二極管的最佳屬性的金屬在IC工藝中不是通常可用的。通常可用的金屬呈現(xiàn)過高的勢壘，即，它們產(chǎn)生太高的壓降。相反，其它通?？捎玫慕饘俪尸F(xiàn)太低的勢壘電位，即，在被使用于肖特基二極管中時，它們產(chǎn)生太多的泄漏。盡管有這些限制，許多開關(guān)調(diào)節(jié)器如今仍依賴P-N二極管或肖特基二極管來進(jìn)行整流。作為兩端器件，整流器不要求柵極信號來告知其何時導(dǎo)通或者不導(dǎo)通。除了瞬時電荷存儲的問題之外，整流器自然地防止反向電流，使得能量不能從輸出電容器和電負(fù)載向回流入轉(zhuǎn)換器及其電感器中。為了降低壓降和改善導(dǎo)通損耗，有時在開關(guān)調(diào)節(jié)器中使用功率MOSFET代替肖特基整流二極管。作為整流器的M0SFET的操作通常通過將M0SFET與肖特基二極管并聯(lián)放置并且只要二極管導(dǎo)通就導(dǎo)通MOSFET(即，與二極管的導(dǎo)通同步)而實(shí)現(xiàn)。因此，在這樣的應(yīng)用中，M0SFET被稱為同步整流器。因?yàn)橥秸髌鱉OSFET可被調(diào)整尺寸，以具有低導(dǎo)通阻抗和比肖特基二極管更低的壓降，電流從二極管轉(zhuǎn)移(divert)到MOSFET溝道，并且"整流器"中的總功率耗散降低。大多數(shù)功率MOSFET包括寄生源極-漏極二極管。在開關(guān)調(diào)節(jié)器中，該固有P-N二極管的定向(orientation)必須是與肖特基二極管相同的極性，即，陰極到陰極，陽極到陽極。由于此硅P-N二極管和肖特基二極管的并聯(lián)組合僅在短間隔(已知為"先斷后通"間隔)中承載電流，所以在同步整流器MOSFET導(dǎo)通之前，二極管中的平均功率耗散低，并且肖特基二極管經(jīng)常被一起排除。假設(shè)晶體管切換事件與調(diào)節(jié)器的振蕩周期相比相對較快，則切換期間的功率損耗在電路分析中可被認(rèn)為是可忽略的，或者替代地被認(rèn)為是固定功率損耗。總地來說，那么，在低壓開關(guān)調(diào)節(jié)器中功率損耗可以通過考慮導(dǎo)通和柵極驅(qū)動損耗來估計(jì)。然而，在多兆赫切換頻率處，切換波形分析變得更重要，并且必須通過相對于時間分析器件的漏極電壓、漏極電流、以及柵極偏置電壓驅(qū)動來考慮。與肖特基或結(jié)型二極管不同，同步整流器MOSFET允許電流雙向流動，并其柵極信號的定時必須精確以防止反向電流流動，其是降低效率、增加功率耗散和發(fā)熱并且可以損壞器件的不必要的類型的導(dǎo)通。通過減慢切換速率并增加導(dǎo)通延遲，通?？梢杂眯蕮Q取DC/DC開關(guān)調(diào)節(jié)器中的改善的魯棒性。基于以上原理，使用寬范圍的電路、電感器和轉(zhuǎn)換器拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)當(dāng)今基于電感器的DC/DC開關(guān)調(diào)節(jié)器。大體上，它們被分為兩種主要類型的拓?fù)鋉非隔離和隔離轉(zhuǎn)換器。最通用的隔離轉(zhuǎn)換器包括回掃(flyback)轉(zhuǎn)換器和順向型轉(zhuǎn)換器，并需要變壓器或耦接的電感器。在更高功率處，也使用全橋轉(zhuǎn)換器。隔離轉(zhuǎn)換器能夠取決于變壓器的初級與次級繞組比而使得其輸入電壓升高或降低。具有多個繞組的變壓器可同時產(chǎn)生多個輸出，包括比輸入更高和更低的電壓兩者。變壓器的缺點(diǎn)是它們比單繞組電感器大并經(jīng)受不必要的雜散(stray)電感。非隔離電源包括降壓Buck轉(zhuǎn)換器、升壓boost轉(zhuǎn)換器、以及Buck-boost轉(zhuǎn)換器。Buck(降壓)和boost(升壓)轉(zhuǎn)換器尤其有效并且尺寸緊湊，特別是當(dāng)在其中可使用2.2iiH或更小的電感器的兆赫頻率范圍中操作時。這樣的拓?fù)洚a(chǎn)生每線圈單一的經(jīng)過調(diào)節(jié)的輸出電壓，并且需要專用控制環(huán)路和單獨(dú)P麗控制器用于每一輸出，以持續(xù)調(diào)節(jié)導(dǎo)通時間，從而調(diào)節(jié)電壓。在便攜式和電池供電的應(yīng)用中，通常采用同步整流來改善效率。采用同步整流的升壓boost(增壓)轉(zhuǎn)換器已知為同步boost轉(zhuǎn)換器。采用同步整流的降壓Buck轉(zhuǎn)換器已知為同步Buck調(diào)節(jié)器。非同步相對于同步Boost轉(zhuǎn)換器操作如圖1A圖示，現(xiàn)有技術(shù)boost轉(zhuǎn)換器1包括N溝道功率MOSFET7、電感器4、電容器3、肖特基整流器2、以及脈沖寬度調(diào)制(P麗)控制器6。電感器4、M0SFET7和整流器2共享這里被稱為"V/節(jié)點(diǎn)(有時稱為Lx節(jié)點(diǎn))的共用節(jié)點(diǎn)。二極管5寄生于M0SFET7，并在boost轉(zhuǎn)換器l的常規(guī)操作中始終維持反向偏置和截止。轉(zhuǎn)換器l由輸入電壓Vbatt供電。通過功率M0SFET7的切換動作，V,節(jié)點(diǎn)處的電壓V,在比電源軌線(supplyrail)更大的范圍上切換，呈現(xiàn)在大約地(在MOSFET7導(dǎo)通并且傳導(dǎo)電流I仏n)時)到稍微高于V。UT(在MOSFET7截止并且電流Iu。ff)流過整流器2時)之間交替的電勢。通過圖ID的曲線圖30中的曲線段31、32、38、34、35、36、以及37圖示傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器的Vx的波形，其中在MOSFET7導(dǎo)通時(段31)，由表達(dá)式IRDS(。n)給出Vx，在MOSFET7截止時(段38)，由V。u,Vf給出V,。輸出電壓V。uT大于輸入電壓Vbatt。在沒有反饋和閉環(huán)控制的情況下，轉(zhuǎn)換器1將把V。UT驅(qū)動到逐漸升高的電平，直到二極管5進(jìn)入雪崩擊穿-不必要的并且潛在有害的狀況。在時刻t"在持續(xù)時間U之后，電感器4將電壓V,驅(qū)動為正，并且取決于轉(zhuǎn)換器l的設(shè)計(jì)和布局，可能產(chǎn)生一些電壓過沖(overshoot)以及不必要的振蕩或者振鈴振蕩(ringing)(段32)。在間隔t。ff之后，在時刻t2，MOSFET2導(dǎo)通，并且在從二極管2移除任意存儲電荷之后，Vx呈現(xiàn)負(fù)躍遷以及振鈴振蕩(段35)。整個循環(huán)以循環(huán)時間T二(t。n+t。ff)重復(fù)，所述循環(huán)在固定頻率P麗轉(zhuǎn)換器中保持恒定，并且在可變頻率轉(zhuǎn)換器中可以變化。在同步boost轉(zhuǎn)換器中，由第二功率MOSFET代替整流器二極管。如圖IB所示的同步boost轉(zhuǎn)換器10包括具有本征并聯(lián)二極管15的浮置同步整流器MOSFET13、電感器12、輸出電容器14、以及具有本征并聯(lián)二極管16的低壓側(cè)功率MOSFET11。MOSFET11和13的柵極由先斷后通(BBM)電路17驅(qū)動，并且由P麗控制器響應(yīng)于來自轉(zhuǎn)換器10的輸出端的、經(jīng)由濾波電容器24給出的反饋電壓VFB控制。需要BBM操作，以防止輸出電容器14短路。圖lD的曲線圖30中圖示的同步轉(zhuǎn)換器10的Vx節(jié)點(diǎn)處的切換波形除了部分33之外類似于非同步boost轉(zhuǎn)換器1的Vx節(jié)點(diǎn)處的切換波形，其中在同步整流器MOSFET13導(dǎo)通期間，電壓降低。曲線圖30的波形圖示在MOSFETll導(dǎo)通時的電壓(部分31)由表達(dá)式(IRdsi(otO)給出°在時刻t"在持續(xù)時間U之后，電感器12將電壓Vx驅(qū)動為正，并且取決于轉(zhuǎn)換器10的設(shè)計(jì)和布局，波形可能包括一些電壓過沖以及不必要的振蕩或者振鈴振蕩(部分32)，然后固定為電壓(V。uT+Vf)，其中Vf等于二極管15兩端的正向壓降。在由BBM電路17確定的先斷后通時間間隔tBBM之后，通過導(dǎo)通同步整流器MOSFET21將Vx降低為幅度(V。UT+IRDS2(。n))(部分33)，這相對于P-N二極管15中的耗散降低了功率損耗。在時刻t2，就在低壓側(cè)MOSFET11導(dǎo)通之前，如線段34所示，同步整流器MOSFET13截止，并且Vx回到(V。UT+Vf)。在間隔t。ff之后，MOSFET11導(dǎo)通，并且在二極管從任意存儲電荷恢復(fù)之后，Vx呈現(xiàn)負(fù)躍遷，并且取決于二極管15中的P-N結(jié)的二極管恢復(fù)，l可以呈現(xiàn)過壓尖脈沖35。在該尖脈沖以及隨后的振鈴振蕩(部分36)之后，Vj急定于(I*RDS1(。n))(部分37)。整個循環(huán)以循環(huán)時間T二(t。n+t。ff)重復(fù)，所述循環(huán)在固定頻率P麗轉(zhuǎn)換器中保持恒定，并且在可變頻率轉(zhuǎn)換器中可以變化。浮置同步整流器MOSFET13可以是N溝道的或者P溝道的，而接地的低壓側(cè)功率MOSFETll更適宜使用N溝道器件實(shí)現(xiàn)。在轉(zhuǎn)換器22的正常操作期間保持截止和反向偏置的二極管16是低壓側(cè)MOSFET11本征的P-N二極管。由于二極管16在正常boost操作下不導(dǎo)通，因此將其用虛線示出。每當(dāng)?shù)蛪簜?cè)MOSFET11截止時，同步整流器MOSFET13本征的二極管15就變?yōu)檎蚱?，但僅在同步整流器MOSFET13也截止時，二極管15才承載基本電流。可以包括與MOSFET13并聯(lián)的肖特基二極管，但是利用串聯(lián)電感可能不會操作快到足以轉(zhuǎn)移來自正向偏置的本征二極管25的電流。將DC/DC轉(zhuǎn)換器10的占空比D定義為能量從電池或電源流入轉(zhuǎn)換器10中的時亥lj，即，低壓側(cè)MOSFET開關(guān)11導(dǎo)通并且電感器12正被磁化的時刻，則boost轉(zhuǎn)換器10的輸出_輸入電壓比與1減去占空比成反比，即<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>在圖1C中通過曲線23圖形化地圖示了作為占空因子D的函數(shù)的此輸出-輸入電壓傳遞特性。盡管此等式描述了寬范圍的轉(zhuǎn)換比，但是boost轉(zhuǎn)換器不能在不需要極快的器件和電路響應(yīng)時間的情況下平滑地近似單位傳遞特性?？紤]有限的先斷后通間隔以及非零的M0SFET上升和下降時間，對于單位傳遞21的不連續(xù)22出現(xiàn)，這是因?yàn)樵诜浅５偷恼伎找蜃拥那闆r下沒有足夠的時間來反應(yīng)。代之，轉(zhuǎn)換器從某一最小占空因子跳變到0%，并且失去其調(diào)節(jié)能力。此外，在高占空因子和高負(fù)載電流的情況下，電感器12可用來將其能量傳遞給電容器14和負(fù)載的時間是有限的，并且MOSFET13必須在短持續(xù)時間內(nèi)承載高電流。這些高電流尖脈沖使性能降級并且降低轉(zhuǎn)換器效率?？紤]這些因素，在實(shí)踐中將boost轉(zhuǎn)換器的占空因子限制為5%到75%的范圍。同步boost轉(zhuǎn)換器的電流依賴為了更好地理解由電流并且由占空因子對于boost轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換比和效率施加的限制，必須詳細(xì)考慮從輸入到輸出的能量流。如圖2A所示，在低壓側(cè)MOSFET51導(dǎo)通時，利用電流L使電感器52磁化，并且將節(jié)點(diǎn)Vx偏置為接近地的電壓71，如圖2C中所示的曲線圖70所圖示的。同樣，如圖2C的曲線圖75所示，在時間t。n期間，電感器電流^線性地從點(diǎn)76上升(ramp)到點(diǎn)77，因?yàn)殡姼衅?2將具有以下大小的能量存儲在磁場中在此間隔期間，同步整流器M0SFET53截止，并且二極管54反向偏置，因此沒有能量從電池或者電感器流到負(fù)載56或者電容器55。代之，電容器55必須為負(fù)載56提供必需的電流，因?yàn)槠潆妷簭?9下降到80，如曲線圖78中所示。在同一間隔t。n期間，電容器55損失能量和電荷，該電荷的大小為Ag=C.=《"/0OT'&為了維持穩(wěn)態(tài)操作，在MOSFET51截止時，必須在電荷傳遞循環(huán)中補(bǔ)充此電荷。如圖2B所示，在時間t。ff期間，電壓Vx上升(flyup)，這使得二極管54正向偏置并且將電荷和能量傳遞到電容器55和負(fù)載56。此狀況在曲線圖70中在時刻^和T之間圖示，其中在同步整流器MOSFET53未導(dǎo)通時，V,等于(V。UT+Vf)、即電壓73。在同步整流器MOSFET53導(dǎo)通時，由線72所示的Vx等于(V。UT+I*RDS(HS))，這使得二極管54中的功率損耗減少并且從電感器52移出的能量的量減少。然而，傳遞到電容器55的能量仍然不變。在從^到T的此t。ff間隔期間，電感器電流從其峰值77向最小值76衰減(decay)，同時輸出電壓V。UT從其最小值80向其峰值電壓79增大，如分別在曲線圖75和78中所圖示的。使用電荷守恒原理因此，如果在波動中，AV保持較小，并且輸出被良好地調(diào)節(jié)，那么時間t。ff越短，L￥必須越高。換言之，隨著持續(xù)增高的占空因子，MOSFET54必須承載持續(xù)增高的電流。同步boost轉(zhuǎn)換器頻率的電流依賴在負(fù)載電流減小的情況下，在MOSFET51導(dǎo)通時的t。n期間的脈沖寬度減小，并且在某一特定電流的情況下其達(dá)到最小脈沖寬度。對于高于此最小脈沖寬度的任何電流下降(decline)，為了維持調(diào)節(jié)，MOSFET51的截止時間必須通過降低振蕩器頻率，或者通過跳脈沖(ski卯ingpulse)、即通過不導(dǎo)通同步整流器MOSFET51來增大。在時間t。ff增大的情況下，對于固定導(dǎo)通時間操作，轉(zhuǎn)換器的頻率下降。如圖2D中的曲線88所示，電感器電流的范圍從點(diǎn)89和91處的最小值零到點(diǎn)90處的峰值。具體地，每當(dāng)同步整流器MOSFET51導(dǎo)通時，電感器電流等于負(fù)載電流。不可避免地，如曲線圖88所示，^的平均值下降到比之前在曲線圖75中所示的正常操作中的L的平均值低得多的值。在低壓側(cè)和同步整流器MOSFET51和53兩者短暫地截止時，除了先斷后通間隔之外，在圖2C和2D所示的電流的范圍內(nèi)操作的同步boost轉(zhuǎn)換器僅具有兩種操作模式_使電感器磁化，或者將能量傳遞到其輸出。這些模式在表l中圖示。表1如所述的，在傳統(tǒng)同步boost轉(zhuǎn)換器中，能量從電池輸入流入電感器，或者從電感器流入負(fù)載。在對應(yīng)于輕負(fù)載操作的起始的電流的某一閾值之下，boost轉(zhuǎn)換器的操作頻率不需要隨著負(fù)載電流而變化。當(dāng)此振蕩頻率對應(yīng)于接近20kHz或者以下的頻率時，出現(xiàn)一個較大的問題。<table>tableseeoriginaldocumentpage11</column></row><table>在這樣的狀況下，轉(zhuǎn)換器開始在音頻范圍內(nèi)振蕩，并且可以通過任何聲音放大電路、甚至通過聆聽印刷電路板本身而可聽到。不幸的是，在不能夠變化最低頻率的情況下，輸出電容器將過載，并且其電壓將超出輸出電壓指定的公差范圍。同步boost轉(zhuǎn)換器中的電流反向(currentreversal)除了音頻敏感度和可聽到的噪聲之外，在非常低的電流負(fù)載狀況下發(fā)生其它問題。具體地，在比圖2D中描述的電流低的電流的情況下，發(fā)生新的并且有問題的狀況，如圖2E所示。假定t。n已經(jīng)處于其最小持續(xù)時間，電感器電流上升(線117)到點(diǎn)118處的其峰值，然后，如果電流下降(線119)到點(diǎn)120，則其實(shí)際上達(dá)到零。將同步整流器MOSFET53留在此點(diǎn)之上實(shí)際上允許電感器電流反向，從輸出電容器55向回流入電感器52中。電流在此狀況下是負(fù)的，如線段121所示，并且電流可以在再次改變方向之前達(dá)到反向峰值122。電流在電感器52中以錯誤的方向流動浪費(fèi)能量并且降低整體效率。對應(yīng)于此電流反向，電壓Vx=(V。UT+IRDS)在點(diǎn)107處或者在L為負(fù)的任意時刻下降到V。UT以下，如曲線圖100中的虛線段108所示。為了阻止同步整流器中的反向電流，現(xiàn)有技術(shù)同步boost轉(zhuǎn)換器的唯一選擇是使同步整流器截止。此動作包含檢測電流反向的起始并且在時間^使同步整流器MOSFET53截止。由于P-N二極管54不能在反向方向上正常導(dǎo)通，因此電感器電流在點(diǎn)120處達(dá)到零，并且如線122所示在極性反向的剩余持續(xù)時間中、即直到時刻T為止保持在零。這種類型的轉(zhuǎn)換器操作已知為不連續(xù)導(dǎo)通，其等同于在輕負(fù)載狀況下操作的非同步boost轉(zhuǎn)換器的操作。上面表1則被修改以反應(yīng)轉(zhuǎn)換器在三個狀態(tài)下操作，如表2所示。12表2<table>tableseeoriginaldocumentpage13</column></row><table>通過使同步整流器MOSFET截止并進(jìn)入不連續(xù)導(dǎo)通，改善了輕負(fù)載操作中的轉(zhuǎn)換器效率。不連續(xù)導(dǎo)通的起始不是沒有問題的。再次參照圖2E中的曲線圖100，在時刻^使同步整流器MOSFET53截止導(dǎo)致在如線110所示Vx最終固定為電壓(V。UT+Vf)之前Vx的不必要的振蕩(曲線109)。此不穩(wěn)定的原因是在同步整流器MOSFET53截止的時刻在電感器52和正向偏置的P-N二極管54的擴(kuò)散和結(jié)電容中存儲的多余能量。在該時刻，I^在接近零的同時可以稍正或者稍負(fù)，這是因?yàn)橥秸髌鱉OSFET53不能在其零電流交叉處完全截止。在這些無源元件中存儲的能量形成具有輸出電容器55和負(fù)載56的調(diào)諧電路或者RLC振蕩電路。此調(diào)諧電路的振蕩頻率及其衰減(damping)因此是取決于負(fù)載的。此外，在轉(zhuǎn)換器進(jìn)入不連續(xù)導(dǎo)通時，轉(zhuǎn)換器的整體環(huán)路穩(wěn)定性也改變。取決于轉(zhuǎn)換器的無源元件的選擇，可能產(chǎn)生不穩(wěn)定以及差的動態(tài)響應(yīng)。在缺乏電流的狀況下操作電感器的另一較大的問題是其不能對快速負(fù)載瞬時進(jìn)行反應(yīng)。由于電感器電流很低，因此對于負(fù)載電流中的突然改變的反應(yīng)需要有限的時間來重新建立電感器中的電流。此時間可以超過若干切換循環(huán)，在該時間期間，電容器55必須滿足負(fù)載56的電流要求。除非故意使電容器55過大以用于階躍響應(yīng)狀況，接近或者在不連續(xù)導(dǎo)通的情況下在輕負(fù)載中操作的傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器將在階躍負(fù)載瞬時期間呈現(xiàn)極差的調(diào)節(jié)。不幸的是，在boost或者同步boost轉(zhuǎn)換器中不存在用來在輕負(fù)載狀況期間維持較高的電感器電流并且限制轉(zhuǎn)換器的操作頻率范圍的手段?，F(xiàn)有技術(shù)同步boost轉(zhuǎn)換器中的P-N整流器施加的限制現(xiàn)有技術(shù)同步boost轉(zhuǎn)換器的操作中的另一組限制源自于同步整流器M0SFET并聯(lián)的P-N整流器二極管的存在。盡管可能乍一看來此二極管是用作同步整流器的功率M0SFET結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)和制造的不可避免的結(jié)果，然而其實(shí)際上是用于同步boost轉(zhuǎn)換器操作的不可避免的和必需的元件。再次參照圖IB中所示的傳統(tǒng)同步boost轉(zhuǎn)換器10，P-N二極管15與同步整流器M0SFET13電氣地并聯(lián)，無論MOSFET13是P溝道器件還是N溝道器件。正輸出boost轉(zhuǎn)換器中的二極管15的極性極為重要，該二極管的陰極連接到輸出，其陽極連接到V,節(jié)點(diǎn)，使得每當(dāng)?shù)蛪簜?cè)M0SFET11導(dǎo)通時該二極管保持截止并且反向偏置，Vx接近地，并且電感器12磁化，這是具有圖2A的電路50中示出的等效電子電路的狀況。如果使該二極管的極性反向，則導(dǎo)通低壓側(cè)M0SFET將使該二極管正向偏置并且不期望地下拉輸出電壓。圖2B圖示了每當(dāng)?shù)蛪簜?cè)M0SFET51截止時、P_N整流器二極管54被正向偏置，并且因此Vx〉V。uT，無論同步整流器MOSFET53導(dǎo)通還是截止。M0SFET53可以使電流分流以繞開二極管54，但是每當(dāng)?shù)蛪簜?cè)M0SFET51截止時M0SFET53被正向偏置。在首次檢視時，在M0SFET51和53兩者都截止時，此特性看起來是意外的，因?yàn)槠湓谙葦嗪笸ㄩg隔期間將節(jié)點(diǎn)Vx的最大電壓限制為大小(V。UT+Vf)。不幸的是，整流器二極管54的存在將輸出限制為大于Vbatt的電壓，使得每當(dāng)V。UT"Vbatt時難以將輸出電壓調(diào)節(jié)為接近輸入電壓。此問題在首先將功率施加到轉(zhuǎn)換器50并且M0SFET51和53兩者都暫時截止和不導(dǎo)通的時刻起出現(xiàn)。由于一開始V。UT接近地并且電容器55放電，因此將功率Vbatt施加到轉(zhuǎn)換器的輸入立即使二極管54正向偏置并且將V。uT充電到約等于Vbw的電壓。由于在M0SFET51和53已經(jīng)開始切換之前V。UT"Vbatt，因此另外的操作只能進(jìn)一步增大輸出電壓。不存在將電容器55充電到升高到中途的電壓、即小于輸入電壓V^t的電壓的無損的手段。相應(yīng)地，如在圖1C中所示，最小(V。UT/VIN)傳遞比為l，如線21所圖示14的。不連續(xù)跳變22表示用于在閉環(huán)狀況下調(diào)節(jié)輸出電壓的最小占空因子，在該最小占空因子之上，轉(zhuǎn)換器50根據(jù)曲線23可預(yù)見地運(yùn)轉(zhuǎn)。可以將不連續(xù)22的高度解釋為對應(yīng)于可能的最小脈沖持續(xù)時間的能量或者電荷的量。如果該最小持續(xù)時間將對應(yīng)于電流^的能量^存儲在電感器52中，則轉(zhuǎn)儲到輸出電容器55中的相同的能量利用有限庫侖數(shù)AQ的電荷對電容器55充電，在一個切換循環(huán)中造成電壓AV=(AQ/C)中的有限增量或者階躍。由于將此電壓添加到由首次施加功率時的不可避免的預(yù)充電產(chǎn)生的、已經(jīng)在電容器55上存在的電荷的頂端，因此其遵循V0UT>(Vm+AV)，并且因此換言之，利用傳統(tǒng)的同步boost轉(zhuǎn)換器，不可能在(VIN+AV)的量內(nèi)調(diào)節(jié)V。，更不用說產(chǎn)生小于輸入電壓的輸出電壓。傳統(tǒng)boost或者同步boost轉(zhuǎn)換器的另一較大的問題在啟動時發(fā)生。再次參照圖2B，在功率的施加將電容器55預(yù)充電到輸入電壓之后，其中Vx超過Vbatt的最前面的切換循環(huán)變?yōu)檎蚱貌⑶乙瞥鲈陔姼衅?2中存儲的較小的能量來對電容器55進(jìn)行充電。如果在boost電路磁化電感器52之前、負(fù)載56消耗了電容器55上的所有電荷，則在下一循環(huán)中電感器52再次在不在電容器的預(yù)充電狀況之上添加電荷的情況下(即，一個循環(huán)之后凈AV=0)對電容器進(jìn)行充電。作為電路荷載的結(jié)果，V。uT保持在Vbatt，并且boost電路從不啟動。以電負(fù)載56為負(fù)載的boost轉(zhuǎn)換器陷于不變的狀況，不能將輸出電壓增壓到期望的更高的電壓。此問題在M0SFET51的電阻變高并且不能在電感器52中建立足夠的電流的情況下、當(dāng)Vbatt處于其最小狀況時尤其嚴(yán)重。例如，在單芯NiMH或者干電池中，僅有0.9V可用于導(dǎo)通M0SFET并且實(shí)現(xiàn)啟動。對于載荷啟動問題的一種可能的補(bǔ)救方法看來可以是在啟動期間保持M0SFET51導(dǎo)通達(dá)更長的持續(xù)時間，但是電感器52則可能傳導(dǎo)太多的電流，存儲太多的能量，并且造成V。UT過沖。過沖可以導(dǎo)致不穩(wěn)定、振蕩，并且可能損壞負(fù)載56。如果在電感器52中存儲了太多的能量，則在傳統(tǒng)boost或者同步轉(zhuǎn)換器中不存在補(bǔ)救方法來移除或者吸收多余的能量。如果同步整流器M0SFET53導(dǎo)通，則輸出電壓V。uT將繼續(xù)升高到不必要的值，因?yàn)殡姼衅?2將其能量傳送到了電容器55。如果M0SFET51導(dǎo)通，則甚至更多的能量存儲在電感器52中，使該問題變得更壞。即使使M0SFET51和53兩者均保持截止，二極管54仍被正向偏置，并且電感器52將繼續(xù)對電容器55過充電。并且，由于負(fù)載56的負(fù)載電流未知并且可能變化，因此不存在確?？煽康膯佣鵁o過高的輸出電壓的風(fēng)險的方式。由于整流器二極管54是問題的原因，因此一種選擇可以是將其除去，如圖3A的電路130中所示。在此電路中，同步整流器M0SFET133截止，并且在其兩端不存在正向偏置的整流器。代之，包括兩個背靠背的二極管136a和136b，以表示在該電路中缺少整流器。如圖3B所示，在M0SFET131導(dǎo)通達(dá)某一持續(xù)時間以將電感器132磁化，并且電流150升高之后，使M0SFET131截止造成較大的問題。在電感器132中的電流在點(diǎn)151處中斷的時刻以及時刻tn電壓V,不受限制地跳15變。在M0SFET133兩端沒有正向偏置的整流器的情況下，V,不再限于(V。UT+Vf)，并且Vx繼續(xù)增大，直至二極管137進(jìn)入雪崩擊穿，振蕩(曲線156)并且固定為電壓BU曲線157)，同時電感器132中的電流向回下降(曲線152)。然后，以已知為非箝位電感性切換或者UIS的快速且噪聲非常嚴(yán)重的方式從電感器132移出能量。在將能量移出之后，在時刻^電壓返回Vbatt(曲線158)，電路的輸入狀況。除了由于二極管137中的熱量而損失和耗散能量的事實(shí)之外，很可能MOSFET131被與UIS瞬態(tài)期間同時存在的高電流、電壓、以及溫度損壞或者破壞。換言之，盡管同步boost轉(zhuǎn)換器中有由整流器二極管施加的限制，但是沒有在不造成與UIS相關(guān)的問題以及效率損失的情況下從現(xiàn)有技術(shù)電路拓?fù)渲袑⒃撜髌鞫O管移除的簡單方式。傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器中的問題的總結(jié)現(xiàn)有技術(shù)boost和同步boost開關(guān)調(diào)節(jié)器均受到它們的電路拓?fù)浔菊鞯脑S多限制，其不利地影響效率、噪聲、穩(wěn)定性、瞬態(tài)能力以及更多。這些問題包括不期望的可變頻率操作、音頻噪聲、對于電流反向檢測電路的需要、在使同步整流器M0SFET截止以阻止電流反向時的不必要的振蕩、輕負(fù)載操作中的差的瞬態(tài)調(diào)節(jié)、以及不能以低占空因子和單位電壓轉(zhuǎn)換比進(jìn)行調(diào)節(jié)。尤其成問題的是以下事實(shí)電感器電流、操作頻率、以及轉(zhuǎn)換器穩(wěn)定性對于由boost轉(zhuǎn)換器供電的負(fù)載的負(fù)載電流和復(fù)等效阻抗特別敏感。由低輸入電壓實(shí)現(xiàn)進(jìn)入全負(fù)載電流的可靠啟動很大地限制了現(xiàn)有技術(shù)升壓電路。對電感器的過度磁化造成了輸出上的可能損壞轉(zhuǎn)換器的負(fù)載的過壓狀況的問題。除去整流器二極管以實(shí)現(xiàn)降壓操作或者通過對電路進(jìn)行去載(unload)來改進(jìn)啟動造成由于非箝位電感性切換、噪聲、效率損失以及潛在的器件損壞的另外的并且甚至更大的問題。所需要的是這樣的替代升壓拓?fù)淦涓纳苹蛘呦鲜鲞@些問題，而不增加過度的復(fù)雜程度、成本，或者也不造成得到轉(zhuǎn)換器不穩(wěn)定性或者不可靠操作的新問題。這樣的改進(jìn)的轉(zhuǎn)換器和調(diào)節(jié)器的一個甚至更有抱負(fù)的目標(biāo)是不僅以單位電壓轉(zhuǎn)換比或者高于單位電壓轉(zhuǎn)換比(即，在V。UT>Vbatt時)進(jìn)行調(diào)節(jié)，還能夠降壓或者升壓輸入以由改變的輸入源調(diào)節(jié)期望的輸出電壓，而不利用復(fù)雜和低效率的Buck-boost轉(zhuǎn)換器電路和技術(shù)，并且每當(dāng)V。UT"Vbatt時無需再改變操作模式。
發(fā)明內(nèi)容在根據(jù)本發(fā)明的DC/DC轉(zhuǎn)換器中，電感器以及優(yōu)選地是M0SFET的低壓側(cè)開關(guān)在DC輸入電壓和電路地之間的串聯(lián)路徑中連接。V,節(jié)點(diǎn)位于電感器和低壓側(cè)開關(guān)之間的串聯(lián)路徑中。優(yōu)選地是M0SFET的能量傳遞開關(guān)連接在該Vx節(jié)點(diǎn)和DC/DC轉(zhuǎn)換器的輸出端子之間，典型地，電容器連接在該輸出端子和電路地之間。根據(jù)本發(fā)明，優(yōu)選地是M0SFET的續(xù)流(freewheeling)開關(guān)與該電感器并聯(lián)連接。續(xù)流開關(guān)在低壓側(cè)和能量傳遞開關(guān)斷開時閉合，從而除了傳統(tǒng)的磁化和能量傳遞階段之外，還提供轉(zhuǎn)換器操作的第三階段。在此第三階段期間，電感器電流通過續(xù)流開關(guān)流通或者"續(xù)流"，并且能量不從電池輸入傳遞到電感器，也不從電感器傳遞到輸出端子。這點(diǎn)提供了操作轉(zhuǎn)換器時的大得多的靈活性，因?yàn)檗D(zhuǎn)換器無需從其輸入端子接收能量或者將能量傳遞到其輸出端子。操作周期的總長度(即，轉(zhuǎn)換器的頻率)因此不依賴磁化和能量傳遞階段的長度。此外，通過適當(dāng)調(diào)節(jié)磁化、能量傳遞以及續(xù)流階段的相對持續(xù)時間，本發(fā)明的DC/DC轉(zhuǎn)換器可被操作以對輸入電壓進(jìn)行升壓或者降壓，或者從升壓操作轉(zhuǎn)變到降壓操作，反之亦然。另外，通過續(xù)流開關(guān)與電感器并聯(lián)的電流路徑的存在允許輸出電容器在轉(zhuǎn)換器的切換操作開始之前被預(yù)充電，從而克服了在負(fù)載吸引電流時啟動轉(zhuǎn)換器的問題。在根據(jù)本發(fā)明的DC/DC轉(zhuǎn)換器中，消除或者改善了以下問題不期望的可變頻率操作、音頻噪聲、需要電流反向檢測電路、在截止同步整流器M0SFET以阻止電流反向時不必要的振蕩、輕負(fù)載操作中的差的瞬態(tài)調(diào)節(jié)、以及不能以低占空因子和單位電壓轉(zhuǎn)換比進(jìn)行調(diào)節(jié)。由于轉(zhuǎn)換器可以在升壓或者降壓模式中操作，因此優(yōu)選地除去續(xù)流和能量傳遞M0SFET中的一般的源極-體的短接。這點(diǎn)可以通過控制每個MOSFET的體上的電壓以避免任何正向偏置的P-N結(jié)、或者通過提供"體偏置生成器"以取決于每個MOSFET中的源極電壓和漏極電壓之間的關(guān)系而自動將體電壓與源極或者漏極短接來完成。例如，在N溝道M0SFET(具有P型體)，體偏置生成器將體與具有較低電壓的源極/漏極端短接，從而確保體和源極/漏極端中剩下的那個之間的P-N結(jié)反向偏置。如果轉(zhuǎn)換器僅在升壓模式中操作，S卩，作為續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器，則能量傳遞開關(guān)可以包括具有本征并聯(lián)二極管的MOSFET，或者可以包括整流器二極管。為了確保在先斷后通間隔期間Vx節(jié)點(diǎn)被箝位，開關(guān)二極管可以與續(xù)流和能量傳遞開關(guān)并且與控制電路并聯(lián)連接，以確保二極管如所需地連接以阻止低壓側(cè)M0SFET的非箝位電感性切換(UIS)以及雪崩。在一些實(shí)施例中，此功能通過已經(jīng)在體偏置生成器中存在的二極管執(zhí)行，而在其它實(shí)施例中，通過與V,節(jié)點(diǎn)連接的單個開關(guān)二極管執(zhí)行用于續(xù)流和能量傳遞M0SFET兩者的箝位功能。本發(fā)明的另一方面是用于將DC輸入電壓轉(zhuǎn)換為DC輸出電壓的方法。該方法包括在將電感器的第二端子耦接到電路地時，將DC輸入電壓施加到電感器的第一端子，以磁化電感器；將電感器的第二端子與電路地?cái)嚅_；將電感器的第二端子耦接到電容器和輸出端子，以在輸出端子處提供DC輸出電壓；將電感器的第二端子與電容器和輸出端子斷開；并且在將電感器的第二端子與電容器和輸出端子斷開時，將電感器的第一和第二端子連接在一起。本發(fā)明的又一方面是用于啟動DC/DC轉(zhuǎn)換器的方法，包括將輸入電壓連接到電感器，以及使電流分流以繞開電感器，以將電容器預(yù)充電到預(yù)定電壓。在另一實(shí)施例中，電感器中的電流上升到大于平均負(fù)載電流的值。一旦達(dá)到了期望的電感器電流，低壓側(cè)M0SFET就截止并且續(xù)流開關(guān)閉合，使得允許電感器電流續(xù)流。每當(dāng)輸出電壓下降到預(yù)設(shè)電壓以下時，中斷續(xù)流以將電荷傳遞到輸出，或者在電感器電流下降到期望的電平以下時磁化電感器。通過將電感器電流維持在大于平均負(fù)載電流，有效改進(jìn)了負(fù)載瞬態(tài)期間的調(diào)節(jié)。圖1A是傳統(tǒng)非同步boost轉(zhuǎn)換器的電路圖。圖IB是傳統(tǒng)同步boost轉(zhuǎn)換器的電路圖。圖1C是示出傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器的傳遞特性的曲線圖。17圖ID是傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器的切換波形的曲線圖。圖2A是磁化階段中傳統(tǒng)同步boost轉(zhuǎn)換器的等效電路圖。圖2B是電荷傳遞階段中傳統(tǒng)同步boost轉(zhuǎn)換器的等效電路圖。圖2C示出了在滿負(fù)載狀況中操作的傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器中的波形的曲線圖。圖2D示出了在輕負(fù)載狀況中操作的傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器中的波形的曲線圖。圖2E示出了在不連續(xù)導(dǎo)通狀況中操作的傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器中的波形的曲線圖。圖3A是沒有整流器二極管的同步boost轉(zhuǎn)換器的等效電路圖。圖3B是在非箝位電感性切換(UIS)狀況中的同步boost轉(zhuǎn)換器中的波形的曲線圖。圖4是根據(jù)本發(fā)明的非同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的電路圖。圖5A是在其中電感器正被磁化的階段中非同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的等效電路圖。圖5B是在其中電容器正被充電的階段中非同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的等效電路圖。圖5C是在續(xù)流階段中非同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的等效電路圖。圖6示出了非同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器中的波形的曲線圖。圖7包含圖示占空因子改變的非同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的固定頻率操作的曲線圖。圖8A是描述非同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的操作的算法的流程圖。圖8B示出了啟動期間續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的波形。圖8C示出了圖示續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器對于負(fù)載電流中的瞬態(tài)的響應(yīng)的波形。圖9是根據(jù)本發(fā)明的同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的電路圖。圖10A是在磁化階段中同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的等效電路圖。圖10B是先斷后通(BBM)間隔中同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的等效電路圖。圖10C是在其中輸出電容器正被充電的階段中同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的等效電路圖。圖lOD是在續(xù)流階段中同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的等效電路圖。圖IIA是描述同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的操作的算法的流程圖。圖IIB包含示出在同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換的操作的階段中的電壓和電流的波形。圖12A是P溝道續(xù)流M0SFET的體偏置生成器的電路圖。圖12B是用于P溝道同步整流器M0SFET的柵極驅(qū)動電路的電路圖。圖12C是用于N溝道同步整流器M0SFET的柵極驅(qū)動電路的電路圖。圖12D是用于N溝道續(xù)流M0SFET的體偏置生成器的電路圖。圖13是非箝位同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器的電路圖。圖14A是包括具有體偏置生成器的P溝道M0SFET的非箝位同步整流器的電路圖。圖14B是包括具有體偏置生成器的N溝道M0SFET的非箝位同步整流器的電路圖。圖14C是包括具有接地體的N溝道M0SFET的非箝位同步整流器的電路圖。圖15包含示出在啟動期間在升壓和降壓操作中非箝位續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器的波形的曲線圖。圖16是自適應(yīng)箝位的同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器的電路圖。圖17A是在降壓操作中自適應(yīng)箝位同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器的等效電路圖。18圖17B是在升壓操作中自適應(yīng)箝位同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器的等效電路圖。圖18A圖示在降壓操作中操作的自適應(yīng)箝位同步上下轉(zhuǎn)換器的三個操作狀況中Vx的波形。圖18B圖示在升壓操作中操作的自適應(yīng)箝位同步上下轉(zhuǎn)換器的三個操作狀況中Vx的波形。圖19A是用于續(xù)流MOSFET的自適應(yīng)箝位電路的電路圖。圖19B是用于同步整流器MOSFET的自適應(yīng)箝位電路的電路圖。圖19C是帶有具有集成自適應(yīng)箝位的體偏置生成器的續(xù)流M0SFET的電路圖。圖19D是帶有具有集成自適應(yīng)箝位的體偏置生成器的同步整流器MOSFET的電路圖。圖20是替代自適應(yīng)箝位電路的電路圖。圖21是包括自適應(yīng)箝位電路但不包括續(xù)流MOSFET的上下續(xù)流轉(zhuǎn)換器的電路圖。圖22A是描述用于對自適應(yīng)箝位同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器進(jìn)行預(yù)充電的算法的流程圖。圖22B是描述用于在啟動階段期間操作自適應(yīng)箝位同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器的算法的流程圖。圖23A圖示在預(yù)充電和啟動階段期間在升壓操作中自適應(yīng)箝位同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器中的電流和電壓波形的曲線圖。圖23B圖示在預(yù)充電和啟動階段期間在降壓操作中自適應(yīng)箝位同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器中的電流和電壓波形的曲線圖。圖24圖示同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器的操作的狀態(tài)圖。圖25圖示在轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)變到穩(wěn)態(tài)操作之前其中電感器被過度磁化的同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器中的波形。具體實(shí)施例方式圖4圖示了根據(jù)本發(fā)明做出的續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器和開關(guān)電壓調(diào)節(jié)器的實(shí)施例。如所示的，續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器200包括低壓側(cè)功率M0SFET201、電感器203、電容器204、整流器二極管202、包括體偏置生成器206的續(xù)流功率M0SFET205、先斷后通(BBM)柵極緩沖器208、以及脈沖寬度調(diào)制(P麗)控制器209。使用來自轉(zhuǎn)換器200的輸出的反饋V^，P麗控制器209的操作控制MOSFET201和205的導(dǎo)通時間，以調(diào)節(jié)指定的輸出電壓V。UT。將電感器203耦接到輸入電壓，該輸入電壓在此情況下是電池電壓Vbatt，而將低壓側(cè)MOSFET201耦接到地。地是可以是實(shí)際地或者任何其它電壓的電路地；V^t和地之間的電勢差表示輸入DC電壓。轉(zhuǎn)換器200驅(qū)動負(fù)載210。在指定范圍的輸入電壓、負(fù)載電流、以及溫度上調(diào)節(jié)此輸出。在這點(diǎn)上，轉(zhuǎn)換器200是開關(guān)電壓調(diào)節(jié)器。(所有的開關(guān)電壓調(diào)節(jié)器也可被視為電壓轉(zhuǎn)換器，盡管反過來不一定正確)。將不在開關(guān)調(diào)節(jié)器和開關(guān)轉(zhuǎn)換器之間進(jìn)行區(qū)分。在轉(zhuǎn)換器200中，低壓側(cè)MOSFET201典型地包括具有源極-體短接的N溝道器件、以及與MOSFET201的源極漏極端并聯(lián)的積分二極管207。由于MOSFET201的源極被短接到其體，因此包括N+漏極和P型體的本征P-N結(jié)形成與晶體管的漏極端并聯(lián)的二極管207。在正常操作下，V,保持正，并且二極管207保持反向偏置和不導(dǎo)通。由于二極管207不導(dǎo)通，將其圖示為虛線。整流器二極管202其陽極硬連線到Vx節(jié)點(diǎn)、并且其陰極連接到輸出端子。整流器二極管202優(yōu)選地包括肖特基二極管，并且可以包括與MOSFET201和205分開制造的分立器件。整流器二極管202僅在MOSFET201和205兩者均截止時變?yōu)檎蚱茫駝t其在轉(zhuǎn)換器200的其它操作狀況期間保持反向偏置和不導(dǎo)通。續(xù)流MOSFET205與電感器203并聯(lián)連接，并且每當(dāng)?shù)蛪簜?cè)MOSFET201截止并且電容器204被充電至其目標(biāo)電壓時，續(xù)流MOSFET205導(dǎo)通以阻止二極管202的正向偏置。續(xù)流MOSFER205可以是P溝道器件、或者具有包括在先斷后通電路208內(nèi)的柵極驅(qū)動電路中的適當(dāng)改變的N溝道器件。在優(yōu)選實(shí)施例中，續(xù)流MOSFET205是通過由V^t供電的CMOS柵極緩沖器驅(qū)動的P溝道MOSFET。作為替換，續(xù)流MOSFET205可以包括通過由V。ut供電的CMOS柵極緩沖器驅(qū)動的N溝道器件。在另一替代實(shí)施例中，續(xù)流MOSFET205可以包括由自舉柵極驅(qū)動電路供電的N溝道器件。使用自舉柵極驅(qū)動用于續(xù)流MOSFET205可以對續(xù)流MOSFET205的導(dǎo)通持續(xù)時間施加特定的限制，具體地是需要周期性地刷新自舉電容器的電荷。下面描述用于MOSFET205的柵極驅(qū)動電路的詳細(xì)實(shí)施。在較高電流應(yīng)用中，N溝道MOSFET是有利的，因?yàn)閷τ谙嗤男酒?die)尺寸和成本，N溝道MOSFET比具有相當(dāng)?shù)碾姎庖?guī)格的P溝道MOSFET具有更低的電阻。為了續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器200的適當(dāng)操作，續(xù)流MOSFET205優(yōu)選地不包括與其源極-漏極端并聯(lián)的P-N二極管，無論續(xù)流MOSFET205是N溝道器件還是P溝道器件。任何極性的并聯(lián)二極管的存在可以干擾轉(zhuǎn)換器200的操作。例如，如果P-N二極管永久地存在于續(xù)流MOSFET205兩端，其中該P(yáng)_N二極管的陰極連接到Vbatt，則Vx處的電壓被箝位到(vbatt+vf)的最大正值，并且這可以阻止V。ut超出V^t，S卩，其可以阻止升壓轉(zhuǎn)換。相反地，如果P-N二極管永久地存在于續(xù)流MOSFET205兩端，其中該P(yáng)_N二極管的陽極連接到Vbatt，則Vx處的電壓被箝位到(Vbatt-Vf)的最小電壓。每當(dāng)?shù)蛪簜?cè)MOSFET201導(dǎo)通并且阻止電感器203被磁化時，這可以導(dǎo)致高的能量耗散，從而阻止轉(zhuǎn)換器200的操作。為了消除不必要的二級管導(dǎo)通，體偏置生成器206保證沒有與續(xù)流MOSFET205的源極_漏極端并聯(lián)的正向偏置的P-N二極管存在。作為替換，可以將具有接地的體端的N溝道MOSFET用于消除體偏置生成器206的需要。續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器200的操作包括交替順序的(1)磁化電感器203、(2)通過對輸出電容器204進(jìn)行充電來傳遞能量、以及(3)續(xù)流。在續(xù)流期間，能量既不從電池傳遞到電感器203，也不從電感器203傳遞到輸出電容器204。代之，允許電流在電感器203中再流通，而不與負(fù)載201或者轉(zhuǎn)換器200的電池或者其它電源相互作用。術(shù)語"續(xù)流"是從將能量存儲在紡車中并且周期性地將能量傳遞到紡車中或者從紡車中傳遞出能量的機(jī)械設(shè)備中借來的。在轉(zhuǎn)換器200的正常操作期間，續(xù)流MOSFET205兩端的漏極_源極偏置取決于低壓側(cè)MOSFET201的導(dǎo)通狀況而在兩個極性之間交替。在低壓側(cè)MOSFET201導(dǎo)通時，Vx被偏置為接近地，使得Vbatt>Vx。在低壓側(cè)MOSFET201截止并且不導(dǎo)通時，Vx上升到等于(Vf+V。UT)的電壓。Vf是二極管202兩端的正向壓降，使得Vx〉Vbatt，并且MOSFET205兩端20的源極-漏極極性反向。在任一極性中，體偏置生成器206阻止續(xù)流MOSFET205中的任何P-N結(jié)變?yōu)檎蚱?。續(xù)流MOSFET205在一個實(shí)施例中在其"導(dǎo)通"狀態(tài)中具有足夠低的導(dǎo)通電阻，使得續(xù)流MOSFET205承載電感器203中流動的全部電流，并具有足夠低的壓降，以避免較大的功率損失。結(jié)果，電感器203中的電流可以在延長的持續(xù)時間中通過MOSFET205再流通，而不損失較多的能量。如在傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器中那樣，通過低壓側(cè)MOSFET201相對于切換周期的導(dǎo)通時間來控制輸出電壓V。UT，由此轉(zhuǎn)換器200遵循之前對于boost轉(zhuǎn)換器描述的相同的電壓轉(zhuǎn)換等式，即<formula>formulaseeoriginaldocumentpage21</formula>其中T是P麗控制器209中的時鐘或者斜坡生成器的周期，并且Vin是被標(biāo)為Vbatt的輸入，其可以是電池供電的，或者可以通過任何其它電力供應(yīng)、DC/DC轉(zhuǎn)換器、AD/DC適配器、或者用于實(shí)施轉(zhuǎn)換器200的組件的指定的操作電壓范圍內(nèi)的電源的輸出供電。由于t。n<T，因此續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器200的輸出電壓必須高于其輸入電壓，并且轉(zhuǎn)換器200嚴(yán)格是具有限于Vbatt之上的正輸出的升壓轉(zhuǎn)換器。對于P麗控制器209中上至若干兆赫茲的時鐘頻率，M0SFET切換的速度限制實(shí)際上將占空因子限制為5X到95X的范圍。在那些頻率之上，占空因子范圍由于控制環(huán)路中的傳播延遲變窄。在實(shí)踐中，在整流器二極管202中傳導(dǎo)的電流脈沖的大小可以變得抑制大于75%的占空因子，8卩，抑制超過4乘以輸入電壓的上轉(zhuǎn)換比。P麗控制器209不限于固定頻率，而是也可以利用變化的頻率、例如利用固定的導(dǎo)通時間和可變的截止時間或者在P麗和可變頻率模式之間交替而操作。通過將輸出電容器204充電到某一最大電壓、然后使其下降到某一最小值、并且重復(fù)該循環(huán)，P麗控制器209也可以在滯后模式中操作?？勺冾l率或者滯后操作在消耗較少的電流的同時典型地呈現(xiàn)在固定頻率操作上的增大的輸出電壓波紋?？勺冾l率轉(zhuǎn)換器還具有以下缺點(diǎn)產(chǎn)生導(dǎo)通的和輻射的電噪聲的變化的頻譜，其不利地影響通信和無線電電路的操作。非同步續(xù)流上變換器操作如上所述，使用來自轉(zhuǎn)換器200的輸出端子的反饋電壓VFB，在二極管202導(dǎo)通以調(diào)節(jié)指定的輸出電壓V。UT時，P麗控制器209控制M0SFET的導(dǎo)通時間和持續(xù)時間。續(xù)流導(dǎo)通在電感器203具有足夠的電流并且電容器204具有足夠的電荷時發(fā)生。在表3中總結(jié)了轉(zhuǎn)換器200的操作的各階段。<table>tableseeoriginaldocumentpage21</column></row><table>表3續(xù)流上變換器的操作的原理是利用低壓側(cè)MOSFET201的導(dǎo)通時間控制電感器203中的電流，并且通過控制MOSFET201和205兩者均截止的時間來控制對輸出電容器進(jìn)行充電的時間。續(xù)流MOSFET205的目的是提供二極管202或低壓側(cè)MOSFET201都不導(dǎo)通、但是V,節(jié)點(diǎn)上的電壓不呈現(xiàn)較大的瞬態(tài)或者將反向偏置的二極管207驅(qū)動為雪崩的第三狀態(tài)。圖5A到5C中圖示了續(xù)流上變換器的操作的一個可能的順序，波形在圖6中示出，包括圖示Vx的曲線圖260、圖示V。uT的曲線圖270、以及圖示電感器203中的電流^和續(xù)流MOSFET中的電流Ifw的曲線圖280。以圖5A所示的操作220的第一階段(其中MOSFET201導(dǎo)通并且傳導(dǎo)電流1。饑)=開始，續(xù)流MOSFET205截止，并且整流器二極管202反向偏置，使得通過二極管202的電流I整流器等于O。在低壓側(cè)MOSFET201導(dǎo)通時，Vx等于lL'R脂(曲線261)，稍微高于地，如曲線圖260中所示。圖6的曲線圖280中所示的電感器203中的電流以值280開始循環(huán)，并且上升到值282(曲線281)。在此時間期間，輸出電壓V。UT從值271下降到值273(曲線272)，因?yàn)槠涔?yīng)負(fù)載210要求的任何電流。在這里第一階段被稱作磁化階段。圖5B的電路230圖示了續(xù)流上轉(zhuǎn)換器200的操作的第二階段。如圖6中所示，緊接在時刻^時MOSFET201截止之后，Vx立即跳變到輸出之上的一個正向偏置的二極管壓降Vf的電勢(曲線264)，或者(V。ut+Vf)，由此V,比Vbw更正。在此間隔期間，二極管202變?yōu)檎蚱?，將電容?04從時刻^的電壓273充電到時刻t2的最大電壓275(曲線274)。在一個實(shí)施例中，二極管202保持正向偏置，直到輸出電壓V。UT超出目標(biāo)輸出電壓V'。UT為止，或者直到預(yù)定的時間間隔到期為止。在第二階段期間，電感器203中的電流^以相應(yīng)的方式從值282下降到值283，其中L=I整流器。則每循環(huán)傳遞到輸出電容器205的庫侖電荷dQ是dQc=ILtoff并且，由于dV。=dQ。/C，則由下式給出輸出電容器的電壓dV。中的遞增量,=~^1CC這樣，在MOSFET201和205兩者均截止的時間t。ff=(t廠t》確定在任一個循環(huán)中被傳遞到負(fù)載和輸出電容器的電荷的量。第二階段在這里被稱作傳遞階段。在圖5C所示的操作的第三階段中，續(xù)流MOSFET205導(dǎo)通并且將流過電感器203的電流從二極管202轉(zhuǎn)移到續(xù)流MOSFET205中。如圖6的曲線圖620中所示，V,被下拉到等于(Vbatt+ILRDS3)的電壓(曲線265)。由于ILRDS3非常小，因此Vx"Vbatt。由于在此狀況下Vx<V。，二極管202變?yōu)榉聪蚱貌⑶也粚?dǎo)通。如曲線圖270中所示，V。UT在時刻t3=T時開始從其峰值275下降到值277(曲線276)。更詳細(xì)地，一旦低壓側(cè)MOSFET201截止并且續(xù)流MOSFET205導(dǎo)通并且承載全電感器電流，則L"Ifw。如曲線圖280中所示，續(xù)流電流L在時刻t2和時刻^之間的整個周期期間跳變到等于電感器電流的大小(曲線286)。相應(yīng)地，在此周期期間，電感器203不能強(qiáng)制電壓V。ut或者Vx改變，S卩，由于MOSFET205將流過電感器203的電流分流，因此電感器203不能將電流供應(yīng)給任何其它電路元件，或者強(qiáng)制輸出端子或者Vx節(jié)點(diǎn)上的電壓22移動。此續(xù)流狀況在時刻t2和t3之間的預(yù)定間隔中持續(xù)，或者直到^下降到特定值(點(diǎn)284)為止。在續(xù)流期間，為轉(zhuǎn)換器的輸出供電的整流器二極管202中的電流和從Vbatt流入轉(zhuǎn)換器240的電流兩者均為零。此操作狀態(tài)是傳統(tǒng)Buck或Buck-boost轉(zhuǎn)換器中不存在的續(xù)流狀況。續(xù)流狀況的時間可以變化或者為固定持續(xù)時間。在圖7所示的示例中，總周期固定為持續(xù)時間T，其包括分別具有相應(yīng)的持續(xù)時間t。n、txfCT、以及tfw的磁化、傳遞和續(xù)流操作的某種組合。在一種可能的控制方案中，續(xù)流時間填充周期中不由磁化和傳遞執(zhí)行的任何部分，即，其中tfw=T_(ton+txfer)。續(xù)流操作的另一獨(dú)特特征是圖5C所示的電流路徑(3)不像圖5A中的磁化電流路徑(1)或者圖5C中的傳遞電流路徑(2)那樣導(dǎo)致電流從電池流到電感器或者流到地。換言之，在續(xù)流操作期間流動的唯一較大的地電流是來自暫時為負(fù)載210供電的輸出電容器205。在時鐘周期的時刻t3時，續(xù)流MOSFET205截止，并且Ifw下降到零(曲線287)。在曲線圖260中的區(qū)域266所示的短暫轉(zhuǎn)變tBBM期間，電壓Vx將開始上升。如果不存在電容，則Vx電壓可以達(dá)到大小為V。UT+Vf的電壓(曲線267)，由此二極管202變?yōu)檎蚱貌⑶殷槲坏狡渲?。然而，在?shí)踐中，如果t^間隔較短，則在低壓側(cè)MOSFET201再次導(dǎo)通之前電壓僅具有部分上升的時間。其后，在低壓側(cè)MOSFET201導(dǎo)通的情況下，循環(huán)自身重復(fù)，電壓Vx從Vbatt下降到接近地，并且電感器203兩端的極性返回到正值，如圖6的曲線圖260中所示。盡管以磁化、傳遞、以及續(xù)流的特定順序描述了續(xù)流升壓轉(zhuǎn)換器200的操作，任何其它的順序也是可以的。例如，一個可能的順序是磁化、續(xù)流、然后傳遞。續(xù)流轉(zhuǎn)換器也可以在操作模式中的兩個花費(fèi)延長的持續(xù)時間，并且僅在第三狀態(tài)中偶爾操作。例如，轉(zhuǎn)換器可以在傳遞和續(xù)流狀態(tài)之間重復(fù)交替并且僅不頻繁地磁化電感器，或者在磁化和傳遞狀態(tài)之間重復(fù)地交替并且僅在續(xù)流狀態(tài)中不頻繁地操作。非同步續(xù)流boost調(diào)節(jié)器的好處將續(xù)流上變換器的操作與傳統(tǒng)非同步或同步boost轉(zhuǎn)換器的操作比較，一些顯著的區(qū)別是清楚的。在傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器中，除了先斷后通操作之外，僅存在兩個狀態(tài)-將能量放入電感器以及將該能量傳遞給負(fù)載和輸出電容器。為了維持恒定的輸出電壓并且避免電感器飽和，被放入電感器的能量必須在每個循環(huán)被全部移出，即，轉(zhuǎn)換器必須在能量平衡下操作。如果在每個循環(huán)之后僅剩下小的剩余電流，則平均電流將逐漸增大，直到電感器飽和為止。在電感器飽和時，其電感和其AC阻抗下降，使得其不再控制電流。飽和電感器實(shí)質(zhì)上表現(xiàn)為導(dǎo)致過度的電流并且對功率MOSFET過度加熱的"連線"。為了避免平均電感器電流漸漸上升，在傳統(tǒng)轉(zhuǎn)換器中，必須調(diào)整導(dǎo)通時間和傳遞時間的定時以平衡流入和流出轉(zhuǎn)換器的能量。在傳統(tǒng)轉(zhuǎn)換器中，一個循環(huán)的總周期是在電感器正被磁化時低壓側(cè)MOSFET的導(dǎo)通時間t。n與整流器或者同步整流器將能量傳遞給輸出電容器的時間txfCT的禾P，即，T=t。n+txfCT。對于固定頻率操作和恒定的周期T，通過txfCT中的對應(yīng)的改變補(bǔ)償t。n中任何改變。然而，如果t。n或者t^r達(dá)到最小持續(xù)時間(即，脈沖寬度)，則保持恒定的周期導(dǎo)致改變的輸出電壓。此限制必須強(qiáng)制傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器在輕負(fù)載狀況下在可變頻率模式中操作。此外，平均電感器電流必須遵循負(fù)載的電流要求，否則將造成錯誤的輸出電壓。低電感器電流使得轉(zhuǎn)換器難以響應(yīng)于負(fù)載電流中的階躍函數(shù)增量而適當(dāng)?shù)卣{(diào)節(jié)其輸出。在所公開的具有三個操作的狀態(tài)或者階段(即，磁化、傳遞、以及續(xù)流狀態(tài))的續(xù)流轉(zhuǎn)換器中，續(xù)流狀態(tài)允許轉(zhuǎn)換器以固定的時鐘頻率操作，而不飽和電感器或者驅(qū)動輸出電壓到超出范圍。這個好處通過比較圖7的曲線圖300和320中所示的續(xù)流上變換器的兩個不同的VJ皮形而例示。如曲線圖300中所示的，正常負(fù)載電流狀況例示MOSFET201的導(dǎo)通時間t。n(段302)以及二極管的導(dǎo)通時間t。ff(段304)未處于最小寬度。續(xù)流MOSFET在某一持續(xù)時間上操作(段307)，直到時刻T時鐘脈沖重復(fù)為止。在續(xù)流階段期間，即時間t^電感器電流持續(xù)維持，并且不與負(fù)載相互作用，使得避免了關(guān)于電感器電流中的極性反向以及負(fù)載中的噪聲的問題。如曲線圖320中所示，t。n脈沖寬度(段321)為等于(t「t。)的最小寬度-比曲線圖300中所示的持續(xù)時間短的持續(xù)時間。為了維持恒定的輸出，間隔t。ff相應(yīng)地調(diào)整為也短于曲線圖300中所示的持續(xù)時間的持續(xù)時間(t廠t》。為了實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定頻率的操作，續(xù)流時間tf,增大到(T-t2)_比曲線圖300中所示的持續(xù)時間長的持續(xù)時間。在正常操作下將t。n、t。ff、tfw持續(xù)時間標(biāo)識為段302、304、307，在輕負(fù)載操作期間將t。n、t。ff、tfw持續(xù)時間標(biāo)識為段321、323、326，則恒定頻率的操作具有固定周期TT—ton(302)+toff(304)+tfw(30"—ton(321)+toff(323)+tfw(326)因此，續(xù)流階段(段326)補(bǔ)償U(kuò)和tf中的任何改變，使得T可以保持恒定。以此方式，可以在寬得多的范圍的應(yīng)用中使用固定時鐘循環(huán)，并且可以更好地控制切換頻率和噪聲譜。作為替換，轉(zhuǎn)換器也可以用于可變頻率應(yīng)用中，但其中對其產(chǎn)生的噪聲譜進(jìn)行更大的控制。例如，可以先驗(yàn)地選擇周期T，以避免諸如落入重要的通信波段或者可能干擾射頻電路的那些頻率之類的特定頻率和不期望的諧波。利用續(xù)流MOSFET控制電感器電流續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器提供比常規(guī)boost轉(zhuǎn)換器對于電感器電流的更大程度的控制。在常規(guī)boost轉(zhuǎn)換器中，電感器連接到轉(zhuǎn)換器的輸入或者輸出，即，存儲能量或者將其傳遞給負(fù)載。在常規(guī)boost轉(zhuǎn)換器中，沒有將電感器與輸入電路和輸出電路斷開、而不造成如圖3B中描述的非箝位電感性切換尖脈沖的手段。保持電感器連接到輸入長于所需存儲過多的能量在電感器中，其是在不影響輸出調(diào)節(jié)的情況下隨后必須以某種方式移出的能量。保持電感器連接到輸出太長時間從電感器中移出過多的能量，但是對輸出電容器過充電，并且不利地影響輸出調(diào)節(jié)。在任一方式中，傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器中的能量流可以造成在改變的負(fù)載和輸入狀況下的差的調(diào)節(jié)。續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器通過引入第三個狀態(tài)或者狀況、即續(xù)流來消除此問題，在該續(xù)流中，電感器電流可以再流通，而不將更多的能量傳遞到輸出或者從輸入吸收更多的能量。此概念在圖8A的算法330中圖形化地圖示。如所示的，在將功率施加到轉(zhuǎn)換器的輸入端子之后，作為正向偏置的整流器二極管202的不可避免的結(jié)果，輸出端子充電到大約等于輸入電壓的電壓，V。UT—Vbatt。在續(xù)流轉(zhuǎn)換器200中，此預(yù)充電狀況發(fā)生，無論續(xù)流MOSFET導(dǎo)通與否。在MOSFET205截止的情況下，預(yù)充電電流流過電感器203。在MOSFET205導(dǎo)通的情況下，預(yù)充電電流可以通過導(dǎo)通MOSFET205而繞開電感器203流動。在預(yù)充電期間轉(zhuǎn)移電流以繞開電感器的優(yōu)點(diǎn)是可以更快地對輸出電容器充電，并且電感器不需要在轉(zhuǎn)換器操作開始之前重置為零電流，使得轉(zhuǎn)換器的啟動加速。在任一情況下，在預(yù)充電結(jié)束時，電容器204兩端的電壓V。UT約等于電壓Vbatt。開始切換操作時，在階段l，低壓側(cè)MOSFET201導(dǎo)通并且利用電流磁化電感器203(步驟131)。可以通過許多手段控制階段l的持續(xù)時間，包括利用被饋送到誤差放大器并且與斜坡生成器進(jìn)行比較的模擬反饋信號_這是傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器中常見的方法。作為替換，可以根據(jù)電感器電流和輸出電壓的特定的目標(biāo)值數(shù)字地控制階段1導(dǎo)通時間的持續(xù)時間。在另一算法途徑中，低壓側(cè)MOSFET201的導(dǎo)通時間可以以最小脈沖寬度開始，并且其后每當(dāng)階段1重復(fù)時增加，直到達(dá)到穩(wěn)態(tài)狀況為止。作為替換，可以利用時間上的某一最大值，并且然后如所需的在隨后的切換循環(huán)中將其縮短或者跳過。無論如何控制階段l的持續(xù)時間，在階段2開始時，低壓側(cè)M0SFET201都截止，并且續(xù)流MOSFET205保持截止(步驟332)。整流器二極管202立即變?yōu)檎蚱?，使得利用電流對輸出電容?04充電并且將輸出電壓增大到其預(yù)充電值之上。階段2的持續(xù)時間可以是固定的或者作為其它電路變量的函數(shù)而變化。作為替換，可以為階段1和2的組合分配固定的時間或者時鐘持續(xù)時間(t。n+t。ff)。如果磁化階段(1)占據(jù)較長的時間，則能量傳遞到輸出端子時的階段2可用的時間較少。在階段2中的某一最小持續(xù)時間之后，步驟334中所示的狀況測試將實(shí)際輸出電壓V。UT與目標(biāo)輸出電壓V'。UT進(jìn)行比較，并且如果V。UT不大于V'。UT，例如，如果V。UT小于或者等于V'。爐則階段1(框331)重復(fù)。如果滿足電壓狀況，即，如果V。uT〉V'。爐則重復(fù)磁化電感器203并且將能量傳遞到電容器204(階段1和階段2)的循環(huán)終止，并且轉(zhuǎn)換器200開始階段(3)中的續(xù)流，如步驟335中所示。在續(xù)流狀況(階段3)中，續(xù)流M0SFET205導(dǎo)通并且傳導(dǎo)電感器203中的容許負(fù)載電流(carryingcurrent)，而低壓側(cè)M0SFET201保持截止，并且二極管202保持反向偏置和不導(dǎo)通?？梢砸栽S多方式確定轉(zhuǎn)換器200保持在階段3中的持續(xù)時間。在一個實(shí)施例中，續(xù)流階段3維持固定時鐘循環(huán)周期T的剩余時間，即，維持持續(xù)時間tfw=(T-t。n-t。ff)。作為替換，可以施加這樣的狀況憑借該狀況，轉(zhuǎn)換器200繼續(xù)續(xù)流，直到流過電感器203的電流下降到特定值為止，或者只要輸出電壓V。UT保持在V'。UT之上，轉(zhuǎn)換器200就繼續(xù)續(xù)流，或者其參數(shù)和定時準(zhǔn)則的任意組合。在階段3(步驟335)結(jié)束時，如算法330中所示，轉(zhuǎn)換器200返回階段1(框331)。如所示的算法以與常規(guī)boost轉(zhuǎn)換器操作類似的方式維持電感器電流和輸出電壓。如所例示的，僅在輸出電壓超過指定的目標(biāo)電壓V'。UT時，轉(zhuǎn)換器200才進(jìn)入續(xù)流狀態(tài)。此行為在圖8B的啟動波形336中圖示，其中預(yù)充電到電壓Vbatt(段337)的續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器200在時刻^開始操作，并且輸出電壓在傳遞期間增大，直到時刻t2為止(段338)，此時電感器被再次磁化并且輸出電壓下降(段339)。從時刻t3到時刻t4，到輸出端子的傳遞再一次發(fā)生，使得對輸出端子充電，但不使其高于目標(biāo)值V'?！合鄳?yīng)地，從時刻^到時刻te，另一磁化和傳遞循環(huán)發(fā)生。然而，在點(diǎn)340處，輸出電壓最終超過目標(biāo)值V'。UT，并且在下一時鐘循環(huán)上，在時刻t6，轉(zhuǎn)換器200進(jìn)入續(xù)流操作。在時刻^，轉(zhuǎn)換器再次磁化其電感器，并且實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)操作。作為替換，轉(zhuǎn)換器200可以在續(xù)流操作(階段3)和電荷傳遞操作(階段2)之間交替，直到電感器203中的電流下降到某一最小值以下為止。注意無論電感器203正被磁化(階段1)，還是轉(zhuǎn)換器200正被續(xù)流(階段3)，輸出電壓都以相同的速率下降。在續(xù)流和磁化階段期間輸出電壓的下降僅取決于負(fù)載電流和輸出電容器204的大小。續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的算法靈活性是平均電感器電流不需要設(shè)置輸出電壓的結(jié)果。這意味著不像傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器那樣，續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器提供轉(zhuǎn)換器的兩個狀態(tài)變量(即輸出電壓V。uT和電感器電流IJ的半獨(dú)立的控制。此事實(shí)在圖8C的曲線圖341中清楚地圖示，其中即使以預(yù)先指定的大小和容限調(diào)節(jié)輸出電壓時，電感器電流L也維持遠(yuǎn)高于負(fù)載^i力lLIOUT0作為一個示例，在負(fù)載電流處于由段342表示的大小、例如處于300mA時，電感器電流L上升并且下降到由段345和346表示的大小，其高于負(fù)載電流I。UT。電流上升部分(段345)對應(yīng)于磁化階段t。n(階段l)，而電流下降(段346)對應(yīng)于電荷傳遞時間t。ff(階段2)和續(xù)流時間tfw(階段3)兩者。對應(yīng)于續(xù)流的下降時間段(段346)的部分在I。UT的較高值處較短，而在I。UT的較低值處較長。在時刻t=2T，曲線342圖示了從由段342表示的大小到由段343表示的較低的電流、例如從300mA到50mA的負(fù)載電流的階躍下降。立即，電流上升時間(段347)縮短，而下降(段349)增加相應(yīng)的量。時鐘頻率保持不變。此外，由于負(fù)載吸引較少的電流，因此將能量傳遞到輸出花費(fèi)非常少(如果有的話)的時間。代之，大多數(shù)電感器電流下降是由于續(xù)流期間的功率損失，而不是由于將能量傳遞到輸出。在這樣的情況下，為了阻止輸出的過充電，調(diào)整時間，使得t。ff接近零并且tfw接近T-t。n。如果不需要傳遞能量到輸出，轉(zhuǎn)換器在磁化和續(xù)流之間交替，并且可以在另一傳遞循環(huán)發(fā)生之前跳過許多循環(huán)。在這樣的狀況下，t。ff等于零，并且T=t。n+tfw。續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的獨(dú)特屬性是其即使在負(fù)載電流顯著變化時也維持較高的電感器電流的能力。在時刻t=4T時，負(fù)載電流向上跳變到由段344表示的新的更高的值，其甚至高于初始電流(段342)。由于^的大小仍高于負(fù)載，因此轉(zhuǎn)換器瞬時反應(yīng)，并且調(diào)節(jié)沒有損失。反之，常規(guī)boost轉(zhuǎn)換器將呈現(xiàn)差得多的階躍響應(yīng)，因?yàn)樵跁r刻2T和4T之間的時間段中，平均電感器電流將下降到等于負(fù)載電流的大小(段343)并且不能對于負(fù)載電流的要求的突然的改變(即，增大)做出反應(yīng)。將造成差的瞬時調(diào)節(jié)。續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器完全避免了此問題。同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器圖4的續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的一個可能的缺點(diǎn)是其使用Vx節(jié)點(diǎn)和其輸出之間的整流器二極管202。由于從電感器203流到電容器204和負(fù)載210的所有能量必須流過此整流器二極管，因此該整流器中的功率損失不可忽略。在傳遞階段期間，二極管中的功率損失是ILvf。盡管此功率損失可能是對于低負(fù)載電流和較高輸出電壓的狀況的總的損失中較小的百分比，但是在較高的電流的情況下功率損失可以造成相當(dāng)大的發(fā)熱，并且在較低的輸出電壓的情況下，功率效率也可能受損失。肖特基二極管的使用降低了這些傳導(dǎo)損失，但是沒有消除它們。為了降低續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器中的整流器損失，可以由MOSFET代替二極管。作為結(jié)果的同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器在圖9中圖示。像非同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器200那樣，同步續(xù)流轉(zhuǎn)換器350包括低壓側(cè)N溝道MOSFET351、電感器359、具有體偏置生成器358的續(xù)流MOSFET357、輸出電容器356、以及P麗控制器362。電感器359耦接到輸入電壓、在此情況下是電池電壓Vbw，而低壓側(cè)MOSFET351耦接到地。地是可以是實(shí)際地或者任何其它電壓的電路地；Vbatt和地之間的電勢差表示輸入DC電壓。同步整流器353包括整流器二極管352以及由柵極緩沖器355驅(qū)動的MOSFET354。MOSFET354可以是具有對于柵極緩沖器355和信號范圍或者對于柵極信號Ve3的適當(dāng)調(diào)整的P溝道MOSFET或者N溝道MOSFET。二極管352可以包括MOSFET354本征的P-N結(jié)，或者可以包括肖特基二極管，或者可以包括它們的并聯(lián)組合。定時M0SFET354以在二極管352正向偏置時導(dǎo)通某一時間部分。同步整流器MOSFET354具有足夠大的寬度以呈現(xiàn)比承載相同的電流的二極管352兩端的電壓更低的其導(dǎo)通狀態(tài)中的壓降。續(xù)流MOSFET357可以是N溝道的或者P溝道的，但是P溝道MOSFET更適宜實(shí)施柵極驅(qū)動電路以供應(yīng)柵極信號V『體偏置生成器358除去續(xù)流MOSFET357的源極到漏極端兩端的任何正向偏置的P-N二極管，S卩，沒有任一極性的正向偏置的二極管可以存在于V,和Vbatt之間。先斷后通緩沖器361控制對于低壓側(cè)MOSFET351、同步整流器MOSFET354、以及續(xù)流MOSFET357的柵極信號，以阻止重疊的導(dǎo)通。在任一次僅可以導(dǎo)通三個功率MOSFET中的一個。截止一個MOSFET與導(dǎo)通另一個MOSFET之間的轉(zhuǎn)變、即先斷后通時間優(yōu)選地應(yīng)當(dāng)發(fā)生在可能的最短時間中，而沒有重疊的導(dǎo)通。與非同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器200類似，轉(zhuǎn)換器350在分別對應(yīng)于圖9的電流箭頭(1)、(2)、和(3)的三個狀態(tài)磁化、傳遞、續(xù)流中操作。同步續(xù)流轉(zhuǎn)換器獨(dú)特的是，同步整流器MOSFET354在二極管352正向偏置時的某一時間部分中導(dǎo)通并且分流電流以繞開二極管整流器352，從而降低了由電流箭頭(2)表示的傳遞階段期間的功率耗散。同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器的操作分別在圖10A-10D、后面的圖11A的算法420、以及圖11B的曲線圖430和440中示出的對應(yīng)的V,和I波形中圖示。在圖10A的步驟421中示意性地示出的階段1中，低壓側(cè)M0SFET351導(dǎo)通，并且MOSFET352和357截止。由箭頭(1)表示的電流在由P麗控制器362控制的某一持續(xù)時間t。n中磁化電感器359。由于如圖11B的曲線圖430中所示，V,被偏置到接近地的大小為LRDsas)的電壓(段431)，因此整流器352被反向偏置并且不導(dǎo)通，使得曲線圖440中示出的I整流器為零(段444)。在沒有整流器電流流動的情況下，電容器356必須為負(fù)載401供應(yīng)其需要的電流I。m，使得輸出電壓V。uT在此"磁化"操作階段期間下降。同時，L在U的整個持續(xù)時間中上升(段441)，直到轉(zhuǎn)換器350進(jìn)入其第二操作階段的時刻^為止。第二階段或者操作狀態(tài)開始于圖11B中的時刻tj點(diǎn)422)，此時低壓側(cè)M0SFET351截止。如圖10B所示，在M0SFET351截止時，電感器359立即強(qiáng)制Vx上升并且正向偏置二極管352，使得利用電流(箭頭(2))對電容器356充電。緊接在時刻^之前(時刻t「)，處于其峰值(點(diǎn)442)的電感器電流L全部由低壓側(cè)M0SFET351承載，BP，IJ^-)=IDas)。緊接在時刻^之后(時刻t,)，電感器電流^全部由整流器二極管352承載，使得L(t,)=1;^，如曲線圖440中的虛線445所示。由于電感器電流不能是不連續(xù)的，即，IJt「)"lL(t一)，則整流器二極管352必須在截止低壓側(cè)M0SFET351的時刻承載全電感器電流。在電流^的情況下，二極管352呈現(xiàn)大小為Vf的壓降。作為結(jié)果，電壓VJ兆變到值^=(V。UT+Vf)(段432)。盡管在如所示的包括組件的電路中電壓立即跳變，但是在現(xiàn)實(shí)中，在M0SFET中存在的寄生電容使轉(zhuǎn)變變慢。某些電流因此由寄生電容承載，而不是由如所示的理想元件承載。在如由BBM電路361控制的先斷后通間隔t^之后，同步整流器M0SFET354導(dǎo)"通"，對應(yīng)于算法420中的箭頭423。如圖IOC中所示，電感器電流U箭頭(2))分為兩個部分，使得L=I整流器+I。加)，如由I整流器電流中下降所圖示的(圖11B的曲線圖440中的段446)。在較低的電流的情況下，二級管電壓Vf下降到約等于同步整流器功率MOSFET354兩端的壓降ILRDS(SK)的值。電壓Vx下降到大小為Vx=(V0UT+ILR幽))的值433(圖11B的曲線圖430中的段433)，并且功率耗散降低。在下一階段的操作之前，同步整流器MOSFET354在持續(xù)時間tBBM中再次截止，二極管352必須承載全負(fù)載電流(段447)，并且Vx=(V。UT+Vf)，如段434所示。階段2的持續(xù)時間txfCT因此包括三個子階段圖10B中圖示的先斷后通間隔、圖IOC中圖示的同步整流器導(dǎo)通、以及也在圖IOB中圖示的第二個先斷后通間隔。在整個階段2期間，電感器電流(圖IOB和IOC中的箭頭(2))為負(fù)載401供電，并且為輸出電容器336充電，而電感器359中的電流在從由圖11B的曲線圖440中的點(diǎn)442表示的值到由點(diǎn)447表示的較低的大小的此傳遞階段期間下降。只要與同步整流器MOSFET導(dǎo)通間隔433相比先斷后通間隔432和434較短，在將能量傳遞到輸出期間耗散的平均功率降低，并且提高了轉(zhuǎn)換器效率。下一操作階段由圖11A中的步驟424表示，并且在圖IOD的等效電路中示出。續(xù)流MOSFET357導(dǎo)通，并且承載全部電感器電流(箭頭(3))，S卩，1^=I，其中初始值由點(diǎn)447表示，并且在時刻t=T時下降到由點(diǎn)443表示的值。節(jié)點(diǎn)Vx處的電壓435下降到Vx=(Vbatt+I。RDS(FW))—小于V。uT、但大于Vbatt的值。相應(yīng)地，二極管352變?yōu)榉聪蚱貌⑶也粚?dǎo)通，如曲線圖440中的虛線448所示的。此操作狀態(tài)是在傳統(tǒng)Buck或者Buck-boost轉(zhuǎn)換器中不存在的續(xù)流狀況。續(xù)流狀況的時間可以變化，或者是固定的持續(xù)時間。在圖11B所示的示例中，總周期固定為持續(xù)時間T，其包括分別對應(yīng)于持續(xù)時間t。n、txfCT、tfw的磁化、傳遞、續(xù)流操作的某一組合。在一種可能的控制方案中，續(xù)流時間填充周期中不由磁化和傳遞執(zhí)行的任何部分，即，其中tfw=T-(ton+txfer)。續(xù)流操作的獨(dú)特特征是圖10D所示的電流路徑(3)不如圖10A中的磁化電流路徑(1)或者圖10C中的傳遞電流路徑(2)那樣導(dǎo)致電流從電池流到電感器或者流到地。換言之，在續(xù)流操作期間流動的唯一較大的地電流是來自暫時為負(fù)載401供電的輸出電容器356。在重復(fù)算法420中所示的循環(huán)之前，續(xù)流MOSFET必須在持續(xù)時間tBBM中截止(步驟425)。由于所有MOSFET暫時截止，因此狀況返回到圖10B中所示的那樣，其中電流(由曲線圖440中的點(diǎn)449表示)正向偏置二極管352，并且其中Vx增大回到曲線圖430中的波形437所示的電壓。如果轉(zhuǎn)變足夠短，或者續(xù)流MOSFET357的截止變慢，則此轉(zhuǎn)變期間的電壓V,的峰值可以降低到由曲線436圖示的較小的值，或者降低到取決于寄生電容大小的某一中間電流。續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器中的功率MOSFET體和柵極偏置圖4和圖9的非同步和同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器兩者中的重要組件是與電感器并聯(lián)的控制續(xù)流MOSFET的體端的體偏置生成器。如果任一極性的與續(xù)流MOSFET的溝道并聯(lián)的正向偏置的二極管存在，則電路將不操作。在升壓操作中，無論Vbw的值如何，節(jié)點(diǎn)V,必須自由地從接近地切換到V。UT以上。因此，續(xù)流MOSFET必須以其中P-N二極管可以變?yōu)檎蚱貌⑶覍⑵潆妷簲[動限制在第一象限或者第三象限的方式制造。換言之，續(xù)流MOSFET必須是能夠在其截止時阻擋任一方向的電流的雙向開關(guān)?！N這樣的避免任何P-N二極管的正向偏置的方式是使用其體接地的N溝道功率MOSFET來實(shí)施續(xù)流M0SFET。在這樣的情況下，源極到體的二極管以及漏極到體的二極管兩者始終保持反向偏置。具有接地的、即連接襯底的體端的N溝道MOSFET在非絕緣CMOS工藝中是常見可用的。替代途徑是利用具有體偏置生成器的P溝道或者N溝道功率MOSFET作為續(xù)流MOSFET。體偏置生成器的目的是阻止任何源極到體的二極管或者漏極到體的二極管的正向偏置，無論源極到漏極電壓和極性如何。圖12A中所示的電路450例示了在根據(jù)本發(fā)明的續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器中的與Vx和Vbatt電路節(jié)點(diǎn)之間的電感器454并聯(lián)連接的續(xù)流P溝道MOSFET451。作為連接電池的"高壓側(cè)"器件，可以使用從Vbatt供電的CMOS反相器455制造P溝道451的柵極驅(qū)動。將MOSFET451的柵極拉到地利用柵極偏置Ves=_Vbatt將器件完全導(dǎo)通為增強(qiáng)型MOSFET。二極管452A和452B表示功率MOSFET451本征的源極到體的二極管或者漏極到體的二極管。與這些二極管并聯(lián)的P溝道MOSFET453A和453B操作以使變?yōu)檎蚱玫娜魏味O管旁路、即短路，使得確保MOSFET453A和453B中的另一個保持反向偏置并且阻擋電流。這樣的MOSFET有時被稱作體偏置或者"體搶奪者(bodysnatcher)"器件，因?yàn)樗鼈兛刂乒β蔒OSFET的體或者后柵極端"B"上的偏置。體偏置MOSFET的柵極交叉耦合，這意味著MOSFET453A的柵極連接到MOSFET453B的源極，并且反之，MOSFET453B的柵極連接到MOSFET453A的源極。如所示的，器件450其構(gòu)造對稱，使得源極和漏極元件的命名是任意的。在操作中，每當(dāng)Vhtt〉V,時，P溝道MOSFET453B的Ves為正，因此MOSFET453B截止。在這樣的狀況下，P溝道MOSFET453A的V(s為負(fù)，使得MOSFET453A導(dǎo)通，二極管452A短路，并且將功率MOSFET451的體端B偏置為電勢V^t。在二極管452B的陰極偏置為Vbatt并且其陽極偏置為更負(fù)的電勢VJ勺情況下，二極管452B保持反向偏置并且不導(dǎo)通。在低壓側(cè)MOSFET導(dǎo)通并且Vx被下拉到接近地的電勢時，這樣的狀況在續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器中發(fā)生。反之，每當(dāng)Vx>Vbatt時，P溝道MOSFET453A的VGS為正，因此M0SFET453A截止。在這樣的狀況下，P溝道MOSFET453B的Ves為負(fù)，使得M0SFET453B導(dǎo)通，二極管452B短路，并且將功率MOSFET451的體端B偏置為Vx節(jié)點(diǎn)。在二極管452A的陰極偏置為Vx并且其陽極偏置為更負(fù)的電勢Vbatt的情況下，二極管452A保持反向偏置并且不導(dǎo)通。在操作的續(xù)流階段期間或者在操作的傳遞階段期間，在低壓側(cè)MOSFET截止并且Vx上升到Vbatt之上的電勢時，這樣的狀況在續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器中發(fā)生。圖12D圖示了續(xù)流MOSFET的N溝道實(shí)施。電路480包括與電感器484并聯(lián)的N溝道續(xù)流MOSFET481。MOSFET481包括本征體P_N二極管482A和482B，它們的陽極電氣地連接到MOSFET481的P型體端B，它們的陰極分別電氣地連接到Vbatt和Vx。與二極管482A和482B并聯(lián)的N溝道M0SFET483A和483B操作以使變?yōu)檎蚱玫娜魏味O管旁路、即短路，使得確保MOSFET483A和483B中的另一個保持反向偏置并且阻擋電流。這樣的MOSFET有時被稱作體偏置或者"體搶奪者"器件，因?yàn)樗鼈兛刂乒β蔒OSFET的體或者后柵極端"B"上的偏置。體偏置MOSFET483A和483B的柵極交叉耦合，這意味著MOSFET483A的柵極連接到MOSFET483B的源極，并且反之，MOSFET483B的柵極連接到MOSFET483A的源極。如所示的，電路480其構(gòu)造對稱，使得源極和漏極元件的命名是任意的。在操作中，每當(dāng)Vbatt>Vx時，N溝道MOSFET483B的VGS為正，因此MOSFET483B導(dǎo)通，使得二極管482B短路，并且將功率MOSFET481的體端B偏置為電勢Vx。在這樣的情況下，N溝道MOSFET483A的Ves為負(fù)，使得MOSFET483A截止。在二極管482A的陰極偏置為Vbatt并且其陽極偏置為更負(fù)的電勢^的情況下，二極管482A保持反向偏置并且不導(dǎo)通。在低壓側(cè)MOSFET導(dǎo)通并且Vx被下拉到接近地的電勢時，這樣的狀況在續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器中發(fā)生。反之，每當(dāng)Vx>Vbatt時，N溝道MOSFET483B的Ves為負(fù)，因此M0SFET483B截止。在這樣的狀況下，N溝道MOSFET483A的Ves為正，使得M0SFET483A導(dǎo)通，二極管482A短路，并且將功率MOSFET481的體端B偏置為Vbatt。在二極管482B的陽極偏置為Vbatt并且其陰極偏置為更正的電勢Vx的情況下，二極管482B保持反向偏置并且不導(dǎo)通。在boost操作的續(xù)流階段期間或者在boost操作的傳遞階段期間，在低壓側(cè)MOSFET截止并且Vx上升到Vbatt之上的電勢時，這樣的狀況在續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器中發(fā)生。以此方式，體偏置生成器電路480以與圖12A中的電路450阻止P溝道MOSFET451中的正向偏置的二極管導(dǎo)通的方式類似的方式阻止N溝道續(xù)流MOSFET481中的任何P_N二極管的正向偏置。由于續(xù)流MOSFET481是N溝道M0SFET，因此即使在Vbatt和Vx為近似相同的電勢時，將續(xù)流MOSFET481偏置為導(dǎo)通狀況也需要柵極驅(qū)動具有大于Vx幾伏特的電勢。這意味著必須由大于電池輸入電壓Vbatt的電勢對柵極緩沖器485進(jìn)行供電。一種實(shí)現(xiàn)這樣的浮動的供電的方法是利用自舉二極管486和自舉電容器487，如在電路480中例示的。每當(dāng)Vx節(jié)點(diǎn)偏置為接近地時，自舉二極管486導(dǎo)通并且將自舉電容器487充電為約等于Vbatt的電ffiV電容器。在MOSFET481導(dǎo)通并且Vx上升時，電容器487的正端隨著Vx上升，使得利用約等于V%lm+Vx的電壓對柵極緩沖器485供電，無論Vx的值是多少。這樣的自舉柵極驅(qū)動需要恒定的切換操作來阻止電容器487上的電壓下降?？梢詫⒅T如本領(lǐng)域技術(shù)人員眾所周知的電荷泵或者開關(guān)電容器電路之類的替代柵極驅(qū)動電路用于對緩沖器485供電。除了驅(qū)動N溝道續(xù)流MOSFET481的柵極時的增加的電路復(fù)雜程度之外，P溝道續(xù)流MOSFET451具有另一優(yōu)點(diǎn)。在實(shí)施體偏置電路450和480時，續(xù)流MOSFET的體必須與地電氣地?cái)嚅_，并且必須被允許浮動到各個電勢。在傳統(tǒng)CMOS工藝中，以N型材料形成P溝道器件的體，并且對于周圍的P型襯底材料自然地形成反向偏置的結(jié)。不需要特殊的工藝步驟來將其體端電氣地絕緣。反之，傳統(tǒng)CMOS工藝不利用絕緣技術(shù)，因此所有的N溝道MOSFET共享通用的連接地的P型襯底。為了形成實(shí)施N溝道續(xù)流MOSFET所需的絕緣器件，需要額外的處理步驟，使得對于晶片制造增加了成本和復(fù)雜程度。另一方面，N溝道MOSFET具有以下優(yōu)勢它們30典型地比相同導(dǎo)通電阻的P溝道MOSFET小兩到三倍。在Wi11iams等人的美國專利第5，689，209號中也描述了體偏置電路，其整體結(jié)合于此。盡管體偏置生成器電路是已知的，但是其偏置續(xù)流轉(zhuǎn)換器中的續(xù)流MOSFET的功能是新穎的。體偏置生成器表示這樣一種手段通過該手段便利續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器中的續(xù)流MOSFET操作，而無不必要的二極管導(dǎo)通。在消除續(xù)流MOSFET中的正向偏置的二極管導(dǎo)通的情況下，續(xù)流轉(zhuǎn)換器中的Vx的最大值將被限制為Vbatt加上一個正向偏置二極管壓降Vf的電壓，使得導(dǎo)致調(diào)節(jié)器不能作為boost轉(zhuǎn)換器操作。與必須避免其源極和漏極之間的正向偏置二極管導(dǎo)通的續(xù)流MOSFET相比，續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器中的同步整流器MOSFET包括并聯(lián)的源極到漏極的二極管，其被允許在電路操作的某些階段期間導(dǎo)通。相應(yīng)地，可以將具有源極-體短接的任何功率MOSFET用作續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器中的同步整流器器件，而不需要體偏置生成器電路。圖12B和12C圖示了兩個這樣的實(shí)施。在圖12B中，電路460包括具有源極_體短接的P溝道MOSFET461以及并聯(lián)的二極管462。二極管462的陽極連接到Vx節(jié)點(diǎn)，而其陰極連接到輸出端子。P溝道同步整流器MOSFET461的柵極由柵極緩沖器463驅(qū)動，該柵極緩沖器463可以包括CMOS反相器或者功能上相似的器件。將V。偏置為地將導(dǎo)通同步整流器MOSFET461，使得每當(dāng)二極管462正向偏置時分流電流以繞開二極管462。通過將MOSFET461的柵極連接到最正的電壓(在boost轉(zhuǎn)換器的情況下是V。u》來使MOSFET461截止。作為P溝道器件，同步整流器MOSFET461可以在延長的持續(xù)時間中保持導(dǎo)通，并且不需要恒定的切換。在圖12C中，電路470包括具有源極-體短接的N溝道MOSFET471以及并聯(lián)的二極管472。二極管472的陽極連接到V,節(jié)點(diǎn)，而其陰極連接到輸出管腳V。uT。N溝道同步整流器MOSFET471的柵極由柵極緩沖器473驅(qū)動，該柵極緩沖器473可以包括由浮置自舉電容器474供電的CMOS反相器或者功能上相似的器件。將Ve3偏置為電容器474的正端將導(dǎo)通同步整流器MOSFET471，從而每當(dāng)二極管472正向偏置時分流電流以繞開二極管472。通過將MOSFET471的柵極連接到地來使MOSFET471截止。必須將自舉電容器474周期性地充電以維持對于功率同步整流器MOSFET471的足夠的柵極驅(qū)動。具體地，每當(dāng)VJ扁置為接近地的電勢時，S卩，在轉(zhuǎn)換器的低壓側(cè)MOSFET導(dǎo)通時，自舉二極管475導(dǎo)通并且將電容器474充電到電壓V自舉一(Vbatt-Vf)。每當(dāng)?shù)蛪簜?cè)MOSFET截止并且Vx高于Vbatt時，二極管475反向偏置。然后，將電容器474上的電荷用于驅(qū)動同步整流器MOSFET471的柵極。在其中Vx"Vbatt的其導(dǎo)通狀態(tài)中，則Ve3=(Vx+V自舉)。N溝道M0SFET471上的柵極到源極偏置則在導(dǎo)通的開始時等于V自舉，其后由于泄漏電流逐漸降低。由此，不像P溝道同步整流器461那樣，N溝道同步整流器471需要重復(fù)的切換，并且不能在延長的持續(xù)時間中維持導(dǎo)通。非箝位的同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器在圖1的現(xiàn)有技術(shù)boost轉(zhuǎn)換器中，并且在圖4和圖9的所公開的續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器中，整流器二極管連接在V,節(jié)點(diǎn)和轉(zhuǎn)換器的輸出端子之間。每當(dāng)能量被傳遞到負(fù)載時，此整流器二極管變?yōu)檎蚱?，否則保持反向偏置和不導(dǎo)通。由于此連接輸出的整流器二極管，一將功率施加到轉(zhuǎn)換器的輸入，輸出電壓就預(yù)充電到Vbw。作為結(jié)果，不能將boost轉(zhuǎn)換器用于將輸入電壓降壓到較低的電壓。Boost轉(zhuǎn)換器的可能的最低的電壓輸出因此等于其輸入，即使接近0%的占空園子也是這樣。整流器二極管執(zhí)行另一重要角色_將最大電壓箝位在Vx節(jié)點(diǎn)上。當(dāng)在任何情況下存在二極管時，Vx的最大值是輸出電壓加上一個二極管壓降的電壓，即，Vx《(V。UT+Vf)。如相對于圖3所描述的，除去輸出整流器使得允許Vx不受限制地上升，直到低壓側(cè)M0SFET131兩端的二極管137進(jìn)入雪崩擊穿為止。在圖1A中的boost轉(zhuǎn)換器1中，去除肖特基二極管2將造成二極管5每當(dāng)?shù)蛪簜?cè)M0SFET7截止時雪崩。在圖IB的同步boost轉(zhuǎn)換器10中，除去P-N二極管15將造成二極管16每當(dāng)?shù)蛪簜?cè)MOSFET11和同步整流器MOSFET13兩者均截止時雪崩。不幸的是，為了使用高壓側(cè)連接的電感器將輸入電壓降壓到較低的輸出電壓，即，修改boost轉(zhuǎn)換器以用于降壓操作，在不造成非箝位電感性切換的情況下，每當(dāng)輸出達(dá)到其目標(biāo)輸出電壓時，需要將電感器與輸出斷開。當(dāng)今，沒有現(xiàn)有的轉(zhuǎn)換器拓?fù)錆M足該標(biāo)準(zhǔn)_保持電感器不被磁化、并且輸出電容器不被充電、而且非箝位電感性切換不發(fā)生的狀況的能力。如之前所述，并且與常規(guī)boost轉(zhuǎn)換器相比，圖4和圖9中所示的所公開的續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器200和350在三個穩(wěn)定狀態(tài)中操作，即磁化、能量傳遞以及續(xù)流。常規(guī)boost轉(zhuǎn)換器不包括續(xù)流狀態(tài)，并且因此不能保持不包含將能量移出來源或者移入負(fù)載的任意狀況。通過適當(dāng)?shù)匦薷膱D9的續(xù)流轉(zhuǎn)換器350，可以實(shí)施能夠使用單個電路顯著并且持續(xù)地升壓或者降壓電壓輸入的上下轉(zhuǎn)換器和調(diào)節(jié)器。具體地，通過除去同步整流器MOSFET354中的整流器二極管352和源極-體短接，轉(zhuǎn)換器能夠在任意時刻將輸出與Vx節(jié)點(diǎn)斷開，所述任意時刻包括輸出電容器356僅部分充電并且V。UT<Vbatt時、即降壓操作期間的狀況。為了除去源極-體短接，可以使用體偏置生成器來偏置同步整流器MOSFET354的體。可以將之前在圖12A和圖12D中描述的用于續(xù)流MOSFET的體偏置生成器用于同一目的。作為結(jié)果的同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器500在圖13中圖示。像同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器350那樣，同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器500包括低壓側(cè)N溝道MOSFET501、電感器508、具有體偏置生成器507的續(xù)流M0SFET506、輸出電容器510、P麗控制器512、以及先斷后通緩沖器511。上下轉(zhuǎn)換器500獨(dú)特的是，同步整流器502包括具有體偏置生成器504的M0SFET503以及用于驅(qū)動M0SFET503的柵極的柵極緩沖器505。在同步整流器502中不存在整流器二極管。同步整流器M0SFET503可以是具有對于柵極緩沖器505和信號范圍Ve3的適當(dāng)調(diào)整的P溝道M0SFET或者N溝道M0SFET。例如，在一個實(shí)施例中，同步整流器502可以包括不具有使用圖14A中所示的電路520實(shí)施的源極-體短接的P溝道功率M0SFET。對于P溝道同步整流器柵極驅(qū)動來說，可以利用圖12B的電路460來產(chǎn)生柵極信號Ve3。如所示的，在V,和V。uT節(jié)點(diǎn)之間連接的功率M0SFET521包括源極到體的二極管522A和漏極到體的二極管522B，并且通過分別與二極管522A和522B并聯(lián)的交叉耦接的P溝道MOSFET523A和523B使其體偏置。在操作中，每當(dāng)V,〉V,時，MOSFET523A導(dǎo)通并且使二極管522A短路，而M0SFET523B保持截止和不導(dǎo)通。在MOSFET523A導(dǎo)通的情況下，體偏置VB=Vx，并且二極管522B反向偏置并且不導(dǎo)通。反之，如果Vx<V。UT，則MOSFET523B導(dǎo)通并且使二極管522B短路，而MOSFET523A保持截止和不導(dǎo)通。在MOSFET523B導(dǎo)通的情況下，體偏置VB=V。UT，并且二極管522A反向偏置并且不導(dǎo)通。因此，無論施加到MOSFET521的源極到漏極電勢的極性如何，都沒有與同步整流器MOSFET521的溝道并聯(lián)的二極管導(dǎo)通發(fā)生。在另一實(shí)施例中，同步整流器502可以包括不具有使用圖14B中所示的電路540實(shí)施的源極-體短接的N溝道功率MOSFET541。對于N溝道MOSFET541的柵極驅(qū)動來說，可以利用圖12C的自舉電路470來產(chǎn)生柵極信號V。。如所示的，在l和V。uT節(jié)點(diǎn)之間連接的功率MOSFET541包括源極到體的二極管542A和漏極到體的二極管542B，并且通過分別與二極管542A和542B并聯(lián)的交叉耦接的N溝道MOSFET543A和543B使其體偏置。在操作中，每當(dāng)V,〉V。uT時，MOSFET534B導(dǎo)通并且使二極管542B短路，而MOSFET543A保持截止和不導(dǎo)通。在MOSFET534B導(dǎo)通的情況下，體偏置VB=V。UT，并且二極管542A反向偏置并且不導(dǎo)通。反之，如果Vx<V。UT，則MOSFET543A導(dǎo)通并且使二極管542A短路，而MOSFET543B保持截止和不導(dǎo)通。在MOSFET543A導(dǎo)通的情況下，體偏置VB=Vx，并且二極管542B反向偏置并且不導(dǎo)通。因此，無論施加到MOSFET541的源極到漏極電勢的極性如何，都沒有與同步整流器MOSFET541的溝道并聯(lián)的二極管導(dǎo)通發(fā)生。在又一實(shí)施例中，同步整流器502可以包括不具有使用圖14C中所示的接地體電路560實(shí)施的源極-體短接的N溝道功率MOSFET561。對于N溝道MOSFET561的柵極驅(qū)動來說，可以利用圖12C的自舉電路470來產(chǎn)生柵極信號V^如所示的，在V,和V。uT節(jié)點(diǎn)之間連接的功率MOSFET561包括源極到體的二極管562A和漏極到體的二極管562B，二極管562A和562B具有接地的陽極。由于Vx>0并且V。UT>0，因此這些二極管保持始終保持反向偏置。然而，在操作中，由于源極未電氣地連接到體，因此將發(fā)生不期望地將MOSFET的閾電勢增大與體偏置電壓的平方根成比例的量的體效應(yīng)，即其中K=&+、+^V^"=Fto+y需要較高的柵極偏置來抵消閾電勢中的此增大，否則同步整流器MOSFET561的導(dǎo)通電阻將高于使用如圖14B的電路540所示的體偏置生成器技術(shù)的尺寸相當(dāng)?shù)腘溝道MOSFET541。再次返回圖13，續(xù)流MOSFET506可以是N溝道或者P溝道M0SFET，但是P溝道MOSFET更適宜實(shí)施柵極驅(qū)動電路以供應(yīng)柵極信號Ve2。體偏置生成器506除去續(xù)流MOSFET506的源極到漏極端兩端的任何正向偏置的P-N二極管，S卩，沒有任一極性的正向偏置的二極管可以存在于Vx和Vbatt之間。先斷后通緩沖器511控制對于低壓側(cè)MOSFET501、同步整流器MOSFET505、以及續(xù)流MOSFET506的柵極信號，以阻止重疊的導(dǎo)通。在任一次僅可以導(dǎo)通三個功率MOSFET中的一個。與同步續(xù)流boost轉(zhuǎn)換器350的操作類似，轉(zhuǎn)換器500包括分別對應(yīng)于電流箭頭(1)、(2)、(3)的三個狀態(tài)磁化、能量傳遞、續(xù)流。同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器500獨(dú)特的是，簡單地通過控制電容器510充電的時間txft，同步整流器MOSFET502能夠?qū)㈦娙萜?10部分地充電到高于或者低于Vbatt輸入的任意電壓，使得允許轉(zhuǎn)換器500在升壓模式或者降壓模式中的任一個中操作。如果假定lL在任意短持續(xù)時間中恒定，則每當(dāng)MOSFET503導(dǎo)通時，電感器508對電容器510充電，使得<formula>formulaseeoriginaldocumentpage33</formula>以零開始，可以簡單地通過控制充電時間trfr來將輸出電容器510兩端的電壓V。uT充電到高于或者低于Vbatt的任意電壓。例如，如圖15的曲線圖580中所示，在時刻間隔(l))利用電流磁化電感器508之后，低壓側(cè)M0SFET501截止，并且同步整流器MOSFET503導(dǎo)通，使得輸出電壓從點(diǎn)581的地在電流流入電容器510的時刻t2(間隔(2))上升到某一目標(biāo)V'。UT電壓(點(diǎn)582)。由點(diǎn)582表示的電壓小于Vbatt。在時刻t2截止同步整流器MOSFET503使得在其目標(biāo)電壓處停止電容器510的充電。由于Vbatt超過V'。UT，因此此模式中轉(zhuǎn)換器500的操作是降壓轉(zhuǎn)換器的操作。忽略先斷后通切換的短暫間隔，續(xù)流MOSFET506在M0SFET503截止的同時導(dǎo)通，使得允許在不將節(jié)點(diǎn)Vx驅(qū)動到非箝位電感性切換的情況下電感器電流續(xù)流(間隔(3))。此轉(zhuǎn)換器的基本組件-續(xù)流MOSFET506的導(dǎo)通使得阻止每當(dāng)?shù)蛪簜?cè)和同步整流器MOSFET501和503兩者同時截止時的UIS感應(yīng)雪崩。輸出電壓能夠在不定的時間段中保持在目標(biāo)值583，直到時刻t3為止，在時刻t3，P麗控制器512可以通過截止續(xù)流MOSFET506并且導(dǎo)通同步整流器MOSFET503來刷新輸出電容器510上的電荷，或者如曲線圖580所示，通過截止續(xù)流MOSFET506并且導(dǎo)通低壓側(cè)MOSFET501來刷新電感器508中的電流(間隔(l))。因此，可以通過以任意順序反復(fù)施加磁化、傳遞以及續(xù)流電流(間隔(1)、(2)、(3))不定地保持目標(biāo)電壓V'。uT(段585)。由于V。UT<Vbatt，因此轉(zhuǎn)換器500在降壓模式中操作。作為替換，在圖15的曲線圖590中，在時刻^(間隔(1))利用電流磁化電感器508之后，低壓側(cè)MOSFET501截止，并且同步整流器MOSFET503導(dǎo)通，使得輸出電壓從點(diǎn)591的地在電流流入電容器510的時刻t2(間隔(2))上升到某一目標(biāo)V'。UT電壓(點(diǎn)592)。曲線圖590中的時刻t2晚于曲線圖580中的時刻t2出現(xiàn)，并且因此輸出電壓上升到高于由曲線圖580中的點(diǎn)582表示的值的值(點(diǎn)592)。由點(diǎn)592表示的電壓也大于Vbatt。在時刻t2截止同步整流器MOSFET503使得在其目標(biāo)電壓處停止電容器510的充電。由于V'^超過Vbatt，因此此模式中轉(zhuǎn)換器500的操作是升壓轉(zhuǎn)換器的操作。忽略先斷后通切換的短暫間隔，續(xù)流MOSFET506在M0SFET503截止的同時導(dǎo)通，使得允許在不將節(jié)點(diǎn)Vx驅(qū)動到非箝位電感性切換的情況下電感器508中的電流續(xù)流(間隔(3))。此轉(zhuǎn)換器的基本組件-續(xù)流MOSFET506的導(dǎo)通阻止每當(dāng)?shù)蛪簜?cè)和同步整流器MOSFET501和503兩者同時截止時的UIS感應(yīng)雪崩。此狀況對于續(xù)流轉(zhuǎn)換器來說是獨(dú)特的，因?yàn)闆]有電流從電池流入轉(zhuǎn)換器，并且沒有能量從電感器流到地或者流到負(fù)載，而且能量在某一延長的時間中仍然維持在電感器中，所述時間取決于續(xù)流MOSFET的電阻。輸出電壓能夠在不定的時間段中保持在目標(biāo)值593，直到時刻t3為止，在時刻t3，P麗控制器512可以通過截止續(xù)流MOSFET506并且導(dǎo)通同步整流器MOSFET503來刷新輸出電容器510上的電荷，或者如曲線圖580所示，通過截止續(xù)流MOSFET506并且導(dǎo)通低壓側(cè)MOSFET501來刷新電感器508中的電流。因此，可以通過以任意順序反復(fù)施加磁化、傳遞以及續(xù)流電流(間隔(1)、(2)、(3))不定地保持595目標(biāo)電壓V'。UT。因此，續(xù)流轉(zhuǎn)換器500的升壓和降壓操作本質(zhì)上相同_主要區(qū)別是電感器508對電容器510充電的持續(xù)時間txfCT。對于較短的傳遞間隔，輸出電壓上升較小的量，并且實(shí)現(xiàn)降壓操作。對于較長的間隔，輸出電壓上升較大的量，并且實(shí)現(xiàn)升壓操作。在某一中間持續(xù)34時間中，輸出電壓將等于輸入電壓，即，單位轉(zhuǎn)換比。無論是升壓、降壓、還是單位轉(zhuǎn)換，在這里公開的續(xù)流轉(zhuǎn)換器的操作模式中不存在本質(zhì)區(qū)別。傳統(tǒng)的所謂的Buck-boost轉(zhuǎn)換器在電池輸入下降時必須進(jìn)行從Buck到單位轉(zhuǎn)換并且再次到boost操作的電路和操作模式的切換，而續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器對于所有的轉(zhuǎn)換比僅具有一個操作模式。更高的效率和更穩(wěn)定的操作源自其簡單的控制。如所述的，同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器500通過每當(dāng)續(xù)流MOSFET之外的另兩個MOSFET截止時導(dǎo)通續(xù)流MOSFET而避免非箝位電感性切換。在先斷后通操作期間，三個MOSFET全部截止。除非BBM間隔極短，否則Vx電壓將不受限制地上升，并且可以進(jìn)入非箝位電感性切換感應(yīng)雪崩。如果間隔足夠短，則與功率MOSFET相關(guān)聯(lián)的寄生電容可以過濾并且暫時減慢非箝位狀況中的Vx的另外的快速的上升。換言之，在先斷后通操作期間不箝位同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器。為了在BBM操作期間箝位電壓，需要暫時正向偏置的二極管來限制V,電壓擺動。不幸的是，除了在BBM操作期間，硬連線的正向偏置的二極管的存在對于續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器的正常操作是成問題的。如之前所描述的，與同步整流器并聯(lián)的二級管的存在干擾降壓操作。反之，與續(xù)流M0SFET并聯(lián)的二極管干擾升壓操作。自適應(yīng)地箝位的同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器為了阻止非箝位的電感切換瞬態(tài)，在先斷后通間隔期間必須存在正向偏置的二極管。由于boost或者升壓轉(zhuǎn)換所需的二極管連續(xù)不同于降壓轉(zhuǎn)換所需的二極管連接，因此沒有單個硬連線的二極管電路能夠在整個偏置狀況范圍中阻止UIS瞬態(tài)，而不干擾正常的上下轉(zhuǎn)換器操作。作為本發(fā)明的一個實(shí)施例，自適應(yīng)二極管箝位電路阻止所公開的同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器中的非箝位電感性切換，而不影響上下轉(zhuǎn)換器操作。自適應(yīng)箝位的原理是將取決于偏置狀況提供箝位、而不干擾正常操作的二極管連接到電路中。如圖16所示，箝位的同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器600包括轉(zhuǎn)換器500的電路，其具有添加的元件_分別具有相關(guān)聯(lián)的開關(guān)615和607的二極管614和606。像轉(zhuǎn)換器500那樣，電路600包括低壓側(cè)N溝道MOSFET601、電感器610、具有體偏置生成器613的續(xù)流MOSFET612、包括具有體偏置生成器605的MOSFET604以及柵極驅(qū)動608的同步整流器603、輸出電容器609、P麗控制器617、以及先斷后通緩沖器616。同步整流器MOSFET604和續(xù)流MOSFET612可以是具有對于柵極驅(qū)動的適當(dāng)調(diào)整的P溝道MOSFET或者N溝道MOSFET。典型地使用MOSFET器件實(shí)施的開關(guān)615和617表示連接或者斷開它們對應(yīng)的二極管的部件。為了便利自適應(yīng)箝位，在取決于Vbatt和V。UT電壓的相對大小的任意給定時間僅連接二極管中的一個。在優(yōu)選實(shí)施例中，比較器比較這些大小，并且根據(jù)真值表4導(dǎo)通適當(dāng)?shù)拈_關(guān)操作模式狀況開關(guān)615開關(guān)607續(xù)流(FW)二極管614同歩整流器(SR)二極管607降壓^batt>V0UT閉合斷開vx<vbatt+vf斷開35<table>tableseeoriginaldocumentpage36</column></row><table>表4表4中的星號*指示可以連接任一二極管的任意狀況。由于在電池應(yīng)用中，電池開始完全充電(需要降壓操作)并且放電是常見的，因此二極管初始地以該配置連接并且保持如此，直到需要升壓操作為止。圖17A和17B中圖示了使用自適應(yīng)箝位的電路600的電等效電路。在圖17A中，等效電路620例示其中Vbatt>V。UT并且開關(guān)615閉合、即導(dǎo)通的降壓狀況。作為結(jié)果，續(xù)流二極管614與續(xù)流M0SFET612和電感器610并聯(lián)連接。這樣，V,可以不受阻礙地從地變化到(Vbatt+Vf)，并被用于每當(dāng)同步整流器MOSFET604導(dǎo)通時將功率傳遞到V。UT。在同步整流器MOSFET604截止并且不導(dǎo)通時，體偏置生成器605阻止V。UT與V,之間的任何導(dǎo)通，使得在降壓操作期間Vx的電壓范圍不受V。UT的值的限制。注意盡管轉(zhuǎn)換器620正在執(zhí)行降壓操作，其不等效于現(xiàn)有技術(shù)Buck轉(zhuǎn)換器的電路并且因此不被稱作Buck轉(zhuǎn)換器。圖18A圖示在降壓模式中操作的自適應(yīng)箝位同步上下轉(zhuǎn)換器600的三個操作狀況的Vx波形630。如所示的，在時刻t。和^之間，電壓Vx(段631)表示對應(yīng)于圖16中的電流箭頭(1)的導(dǎo)通狀態(tài)低壓側(cè)MOSFET601兩端的壓降，其大小為LRDsas)。在時刻^和^之間，除了先斷后通間隔之夕卜，(段633中)電壓l等于輸出電壓V。UT加上同步整流器MOSFET604兩端的任何壓降，使得Vx=V。UT+ILRDS(SK)，其對應(yīng)于圖16中的電流箭頭(2)。在t^期間，在全部三個功率MOSFET均截止并且不導(dǎo)通時，V,上升到高于V。UT+IL'R。s加)，但是其不超過電壓Vbatt+Vf(FW)(如虛線632所示)，而不變?yōu)楸惑槲欢O管613的正向偏置箝位。包括電容的電壓瞬態(tài)(如線637所示)可以遠(yuǎn)低于Vbatt+Vf(FW)。在時刻t2和T之間，除了先斷后通間隔之外，(段635中)續(xù)流MOSFET612將Vx的最大電壓箝位在對應(yīng)于圖16的電流箭頭(3)的值Vbatt+I廠R。s^)。在兩個先斷后通間隔t皿期間，在全部三個功率MOSFET均截止并且不導(dǎo)通時，緊接在時刻t2之后或者就在時刻T之前，Vx上升到高于Vbatt+^R。s(剛，但是其不能超過電壓(Vbatt+Vf(FW))(如線634和636所示)，而不變?yōu)楸惑槲欢O管613的正向偏置箝位。以此方式，在降壓模式中操作的轉(zhuǎn)換器600根據(jù)等效電路620運(yùn)轉(zhuǎn)，該等效電路620具有三個功率MOSFET之一導(dǎo)通時三個穩(wěn)定電壓狀態(tài)(由段631、633、635表示)之一中的Vx，然而Vx節(jié)點(diǎn)在全部三個MOSFET均暫時截止時的先斷后通操作期間保持箝位到最大電壓Vx《(Vbatt+Vf(FW))。在圖17B中，等效電路625圖示升壓狀況，其中Vbatt<V。^并且開關(guān)607閉合、即導(dǎo)通。作為結(jié)果，整流器二極管606與同步整流器MOSFET604并聯(lián)連接。這樣，V,可以不受阻礙地從地變化到(V。uT+Vf)，并被用于每當(dāng)?shù)蛪簜?cè)MOSFET601和續(xù)流MOSFET612兩者均截止并且不導(dǎo)通時將功率傳遞到V。UT。在這樣的狀況期間，體偏置生成器613阻止Vbatt與V,之間的任何導(dǎo)通，使得在升壓操作期間Vx的電壓范圍不受Vbw電勢的限制。圖18B圖示在升壓或者boost模式中操作的自適應(yīng)箝位同步上下轉(zhuǎn)換器的三個操作狀況中V,波形640。如所示的，在時刻t。和^之間，電壓V,(段641)表示對應(yīng)于圖16中的電流箭頭(1)的導(dǎo)通狀態(tài)低壓側(cè)MOSFET601兩端的壓降，其大小為L*RDsas)。如圖18A和圖18B中所示，時刻^和t2之間的轉(zhuǎn)換器600的操作在升壓或者降壓模式中相同。在時刻^和^之間，除了先斷后通間隔之外，(段643中)Vx等于輸出電壓V。uT加上同步整流器M0SFET604兩端的任何壓降，使得Vx=V。UT+ItRDS(SK)，其對應(yīng)于圖16中的電流箭頭(2)。在此升壓情況下，V。UT>Vbatt。在先斷后通間隔t皿期間，在全部三個功率MOSFET均截止并且不導(dǎo)通時，緊接在時刻^之后或者就在時刻t2之前，Vx上升到高于V0UT+ILRDS(SK)(段642和644)，但是其不能超過電壓(V。UT+Vf(SK))，而不變?yōu)楸惑槲欢O管606的正向偏置箝位。在時刻t2和T之間，除了先斷后通間隔之外，續(xù)流MOSFET612將Vx的最大電壓箝位在對應(yīng)于圖16的電流箭頭(3)的值645Vbatt+I。R。自)(段645)。在先斷后通間隔^^期間，在全部三個功率MOSFET均截止并且不導(dǎo)通時，Vx上升到高于Vbatt+^R^剛，但是其不能超過電壓(V。UT+Vf(SK))(如虛線647所示)，而不變?yōu)楸惑槲欢O管606的正向偏置箝位。包括電容的電壓瞬態(tài)(段647)可以遠(yuǎn)低于V。u,Vf加)。以此方式，在升壓模式中操作的轉(zhuǎn)換器600根據(jù)等效電路625運(yùn)轉(zhuǎn)，該等效電路625具有三個功率MOSFET之一導(dǎo)通時三個穩(wěn)定電壓狀態(tài)(由段61、643、645表示)之一中的V,，然而節(jié)點(diǎn)Vx在全部三個MOSFET均暫時截止時的先斷后通操作期間保持箝位到最大電壓Vx《(V。UT+Vf(SK))。總之，自適應(yīng)箝位允許單個轉(zhuǎn)換器中的升壓和降壓轉(zhuǎn)換，而不使其組件經(jīng)受非箝位電感性切換瞬態(tài)或者雪崩擊穿。由此，最大V,電壓被限制為(Vbatt+Vf(FW))或者(V。UT+Vf(SK))中較高的一個，而不阻止升壓和降壓操作。此操作在表5中總結(jié)。<table>tableseeoriginaldocumentpage37</column></row><table>表5代數(shù)上，同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器中的Vx的值在降壓和升壓模式兩者中相等。在磁化階段期間，Vx等于LRDsas)。在能量傳遞階段期間，在同步整流器MOSFET導(dǎo)通時，Vx等于v0UT+iLRDS(SK)。在續(xù)流階段期間，vx等于Vbatt+ILRDS(FW)。在升壓和降壓模式中，vbatt和V0UT的實(shí)際相對大小不同，但是對于V,的相同的等式適用于這兩種狀況。Vx的最大值因此在全部三個功率MOSFET均截止時、即先斷后通間隔期間發(fā)生。在降壓模式中，通過(Vbatt+Vf(FW))給出此電壓，而在升壓模式中，電壓等于(V。UT+Vf(SK))。對于所有的實(shí)際目的，續(xù)流和整流器二極管箝位的正向電壓都相同，即，Vf"Vf(SK)"Vf(FW)。由于最高電壓發(fā)生在升壓模式中(其中Vx《(V。UT+Vf)，確定低壓側(cè)MOSFET的額定電壓的狀況如表6中所示。在最低處，低壓側(cè)MOSFET的擊穿電壓BVDSsas)必須超出此電壓，即，BVDSsas)>(V。UT+Vf)?？赡苄枰叩膿舸┳鳛樗璧陌踩珟韺?shí)現(xiàn)足夠的MOSFET熱載流壽命。截止器件最差應(yīng)力Vx狀況最大vDS4氐壓側(cè)MOSFET(v0UT+vf)(v0UT+vf)同步整流器MOSFETVoUT_AAns(LS)VoUT續(xù)流MOSFET(v0UT+vf)(V0UT+Vf)-VbattVbatt^及as(ls)*Vbatt表6同步整流器的boost操作期間最高的VDS狀況發(fā)生在Vx接近地從而BV,DSS(FW)>Vn時。續(xù)流MOSFET所需的最大額定電壓取決于轉(zhuǎn)換器自身的操作范圍。如果(V。UT(ft±)-Vbatt)〉Vbatt，則最差狀況發(fā)生在Vx二(V。UT+Vf)時，則大約BV。ss胸)>(V。UT+Vf-Vbatt)。如果不大于，則BV:DSS(FW)>Vh為求簡單，可以在估計(jì)必須的器件等級時假定Vf為IV。卩DSS(FW)〉vDSS(FW)例如，在5V到12V的boost轉(zhuǎn)換器中，BV。ss(Ls)>13V，BVDSS(SK)>12V，并且BV8V。另一方面，在9V到12V的boost轉(zhuǎn)換器中，BV。ss(Ls)>13V，BVDSS(SK)>12V，并且BV>9V。實(shí)施自適應(yīng)箝位如上所述，為了實(shí)施圖16中的轉(zhuǎn)換器600中的自適應(yīng)箝位，續(xù)流二極管614的導(dǎo)通由開關(guān)615控制，并且整流器二極管606的導(dǎo)通由開關(guān)607控制。開關(guān)607和615的閉合和斷開是有條件的，其取決于Vbw和V。UT電壓的相對大小。在優(yōu)選實(shí)施例中，在任何給定時間僅有一個開關(guān)閉合_控制整流器二極管606的開關(guān)607或者控制續(xù)流二極管614的開關(guān)615。在實(shí)踐中，每當(dāng)?shù)蛪簜?cè)M0SFET導(dǎo)通并且Vx接近地時，二極管606和615可以連接，而不干擾轉(zhuǎn)換器操作，因?yàn)閮蓚€二極管均反向偏置。類似的情況每當(dāng)V。UT"Vbatt時、更具體地是每當(dāng)|V。UT-Vbatt|〈Vf時發(fā)生，因?yàn)闆]有二極管在正向偏置在低于其正向壓降Vf時承載大電流。在這樣的狀況中，只要二極管606和614中僅有一個、正確的一個在先斷后通操作期間保持導(dǎo)通，二極管606和614兩者就可以連接。圖19A到圖19D中圖示了自適應(yīng)箝位的各種實(shí)施。在圖19A中，自適應(yīng)箝位連接在Vbatt和Vx之間的電路660使用以下器件實(shí)施具有體偏置生成器662的P溝道續(xù)流MOSFET661、箝位二極管663和與其串聯(lián)連接的P溝道自適應(yīng)箝位MOSFET664，其具有源極-體短接和本征并聯(lián)二極管665。自適應(yīng)箝位MOSFET664的柵極由柵極緩沖器666控制，該柵極38緩沖器666可以包括在V。UT和地之間供電的CMOS反相器。柵極緩沖器666的輸入由比較Vbatt和V。UT的大小的模擬滯后比較器667供電。自適應(yīng)箝位操作包含在比較器667中比較Vbw和V。UT的大小，然后使用比較器667的輸出來確定二極管663是否與續(xù)流MOSFET并聯(lián)連接。在Vbatt<V。UT時，轉(zhuǎn)換器600處于升壓轉(zhuǎn)換模式中，并且沒有并聯(lián)二極管連接在續(xù)流MOSFET661的兩端。在此狀況中，MOSFET664偏置截止，其中其柵極優(yōu)選地連接到最正的電勢(在升壓模式中是V。uT)。由于二極管665和663背靠背連接，因此不可能發(fā)生任一源極_漏極方向的通過續(xù)流MOSFET661的二極管導(dǎo)通。同樣，由于體偏置生成器662的操作，M0SFET661的源極到體的二極管以及漏極到體的二極管也保持反向偏置和不導(dǎo)通?？梢允褂脠D12A所示的體偏置生成器和柵極緩沖器電路455實(shí)施體偏置生成器662和M0SFET661的柵極驅(qū)動。反之，在Vbatt>V。UT時，轉(zhuǎn)換器600處于降壓轉(zhuǎn)換模式中，并且續(xù)流二極管663與續(xù)流M0SFET661并聯(lián)連接。在此狀況中，M0SFET664偏置導(dǎo)通，其中其柵極理想地連接到最負(fù)的電勢(即，地)。在M0SFET664導(dǎo)通并且箝位二極管663與續(xù)流M0SFET661并聯(lián)連接的情況下，最大V,電壓被限制為(Vbatt+Vf)。然而，在降壓模式中，在續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器600中，這樣的狀況僅在所有的晶體管低壓側(cè)MOSFET601、同步整流器MOSFET604、以及續(xù)流MOSFET612均截止并且不導(dǎo)通時的先斷后通操作期間發(fā)生。在圖19B中，自適應(yīng)箝位連接在Vx和V。uT之間的電路680使用以下器件實(shí)施具有體偏置生成器682的P溝道MOSFET681、箝位二極管663和與其串聯(lián)連接的P溝道自適應(yīng)箝位MOSFET684，其具有源極-體短接和本征并聯(lián)二極管685。自適應(yīng)箝位MOSFET684的柵極由柵極緩沖器686控制，該柵極緩沖器686可以包括在Vbatt和地之間供電的CMOS反相器。柵極緩沖器686的輸入由比較Vbatt和V。uT的大小的模擬滯后比較器687供電。自適應(yīng)箝位操作包含在比較器687中比較Vbatt和V。UT的大小，然后使用比較器687的輸出來確定二極管683是否與同步整流器MOSFET681并聯(lián)連接。在Vbatt>V。UT時，轉(zhuǎn)換器處于降壓轉(zhuǎn)換模式中，并且沒有并聯(lián)二極管連接在同步整流器MOSFET681的兩端。這樣，MOSFET684偏置截止，其中其柵極優(yōu)選地連接到最正的電勢(在降壓模式中是V^t)。由于二極管685和683背靠背連接，因此不可能發(fā)生任一源極-漏極方向的跨同步整流器M0SFET681的二極管導(dǎo)通。同樣，由于BBG682的操作，MOSFET681的源極到體的二極管以及漏極到體的二極管也保持反向偏置和不導(dǎo)通?？梢允褂脠D14A所示的體偏置生成器電路520實(shí)施BBG682。反之，在Vbatt<V。UT時，轉(zhuǎn)換器600處于升壓轉(zhuǎn)換模式中，并且整流器二極管683與同步整流器MOSFET681并聯(lián)連接。在此狀況中，MOSFET684偏置導(dǎo)通，其中其柵極理想地連接到最負(fù)的電勢(即，地)。在MOSFET684導(dǎo)通并且箝位二極管683與同步整流器MOSFET681并聯(lián)連接的情況下，最大V,電壓被限制為(V。UT+Vf)。然而，在升壓模式中，在續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器600中，這樣的狀況僅在所有的晶體管低壓側(cè)MOSFET601、同步整流器MOSFET604、以及續(xù)流MOSFET612均截止并且不導(dǎo)通時的先斷后通操作期間發(fā)生。使用圖19A和圖19B中圖示的技術(shù)實(shí)施主動箝位同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器600需要用于續(xù)流箝位的以及用于整流器箝位的另一組相同元件的額外的二極管、MOSFET、反相器、以及比較器。所描述的主動箝位電路相對于BBG電路662和682獨(dú)立地操作。比較V。UT和Vbatt的比較器功能可以被整流器和續(xù)流自適應(yīng)箝位電路兩者共享。在對圖12A和圖14A中所示的體偏置生成器進(jìn)行更近的檢查時，以下變得明顯所需的箝位二極管和M0SFET已經(jīng)存在于體偏置生成器自身內(nèi)，但是在此容量中所需的箝位二極管和MOSFET以不便利自適應(yīng)箝位的方式操作，僅僅消除通過并聯(lián)的二極管的導(dǎo)通。通過修改體偏置生成器的設(shè)計(jì)，可以使用已經(jīng)在體偏置生成器內(nèi)包括的器件來實(shí)施自適應(yīng)箝位，從而除去額外的組件并且節(jié)省芯片面積。圖19C中對于續(xù)流M0SFET圖示了這樣的途徑，圖19D中對于同步整流器MOSFET圖示了這樣的途徑。作為示例，圖19C圖示了具有集成體偏置生成器的自適應(yīng)箝位的續(xù)流電路700。使用P溝道續(xù)流MOSFET701實(shí)施連接在Vbatt和Vx之間的續(xù)流電路700，該P(yáng)溝道續(xù)流MOSFET701具有自適應(yīng)箝位703，其包括箝位二極管702A以及與其串聯(lián)連接的具有源極_體短接的P溝道MOSFET704B。MOSFET704B包括本征并聯(lián)二極管702B。與二極管702B和自適應(yīng)箝位703—起，MOSFET704A使體偏置生成器電路完整。代替如在圖12A中所示的體偏置生成器中那樣被交叉耦接到續(xù)流MOSFET的Vx端子，自適應(yīng)箝位MOSFET704B的柵極由柵極緩沖器705控制，該柵極緩沖器705操作為在Vx和地之間選擇的模擬開關(guān)。也可以使用適當(dāng)?shù)仉娖揭莆坏臄?shù)字電路實(shí)現(xiàn)等效的功能，但是等效的功能使用其中Vx電壓取決于低壓側(cè)M0SFET、同步整流器M0SFET、以及續(xù)流MOSFET的狀態(tài)的模擬開關(guān)更容易解釋。通過比較Vbw和V。UT的大小的模擬滯后比較器706對柵極緩沖器705的輸入供電。體偏置生成器MOSFET704A的柵極交叉耦接到Vbatt。電路700在兩個截然不同的模式中操作_降壓模式和升壓模式。在其降壓模式中，MOSFET704B總是導(dǎo)通，使得將P溝道MOSFET701的體短接到Vbatt并且旁路體二極管702B，無論低壓側(cè)M0SFET、同步整流器MOSFET以及續(xù)流MOSFET的狀況如何，如下面的表7中所示。在降壓模式中VB固定到Vbatt并且二極管702B旁路的情況下，自適應(yīng)箝位二極管702A的導(dǎo)通狀況取決于轉(zhuǎn)換器的操作狀態(tài)。例如，在磁化和傳遞狀態(tài)兩者中，二極管702保持反向偏置，因?yàn)镵Vbatt。作為結(jié)果，續(xù)流電流1_續(xù)流MOSFET701和續(xù)流二極管702A中的電流的和為零。反之，在續(xù)流狀態(tài)中，續(xù)流MOSFET701導(dǎo)通并且實(shí)質(zhì)上短接Vx和Vbatt端子，使得保持具有最低的功率損失的電感器電流IJ假設(shè)續(xù)流MOSFET701的電阻充分的低)。V,節(jié)點(diǎn)處的電壓則由表達(dá)式(Vbatt+lL*RDS(FW))給出，其可以由電壓Vbatt近似。嚴(yán)格來說，一由于在續(xù)流期間Vx比Vbatt略微更為正，因此二極管702A正向偏置，但是由于導(dǎo)通MOSFET701使得旁路二極管702A的導(dǎo)通，因此在續(xù)流狀態(tài)期間在正向偏置的二極管702A中很少有電流。然而，在先斷后通間隔中，沒有功率MOSFET導(dǎo)通來控制Vx節(jié)點(diǎn)上的電壓。在這樣的狀況中，Vx上升到Vbatt以上，使得正向偏置二極管702A，二極管702A將Vx的最大值箝位到(Vbatt+Vf)。在此t皿持續(xù)時間期間，除了作為例外的任何電容移位電流，包括二極管702A以及與其串聯(lián)的M0SFET704B的自適應(yīng)箝位703必須承載全電感器電流I^，但是由于其短持續(xù)時間，實(shí)際平均功率耗散是可忽略的。因此，在實(shí)質(zhì)上，在降壓模式中，所公開的自適應(yīng)箝位703除了在先斷后通間隔期間之外不承載大的二極管電流。40<table>tableseeoriginaldocumentpage41</column></row><table>表7在表7中，應(yīng)用以下縮寫Mag-磁化階段；Xfer_能量傳遞階段；FW-續(xù)流階段(或者M(jìn)OSFET);BBM-先斷后通間隔；LS-低壓側(cè)M0SFET;SR-同步整流器M0SFET;VB-(續(xù)流MOSFET701的)體電壓；BBG-體偏置生成器；702B-二極管702B;702A-二極管702A;IFW=續(xù)流MOSFET中的電流；FB-正向偏置；RB-反向偏置。在升壓操作中，緩沖器705將MOSFET704B的柵極連接到Vx節(jié)點(diǎn)，這與在其交叉耦接的配置中相同。作為結(jié)果，電路700好像在續(xù)流MOSFET701兩端不存在并聯(lián)二極管那樣操作。在此狀況中唯一的IFW電流在續(xù)流M0SFET701導(dǎo)通并且不包含任何P-N結(jié)二極管的正向偏置時發(fā)生。因此，在轉(zhuǎn)換器600的升壓模式中，電路700和自適應(yīng)箝位703不提供箝位動作，并且因此不限制Vx節(jié)點(diǎn)上的電壓擺動。總之，電路700實(shí)施作為以下開關(guān)運(yùn)轉(zhuǎn)的續(xù)流MOSFET，該開關(guān)除了先斷后通間隔期間以及僅僅之后的降壓操作期間之外沒有導(dǎo)通的并聯(lián)二極管，在該降壓操作期間，二極管702A導(dǎo)通并且將V,箝位到最大電壓(Vbatt+Vf)。在升壓操作期間，無論如何，在續(xù)流MOSFET701兩端不存在正向偏置的二極管，并且不發(fā)生箝位。類似地，圖19D圖示了具有集成體偏置生成器的自適應(yīng)箝位的同步整流器電路720。如所示的，使用P溝道同步整流器MOSFET721實(shí)施連接在V。UT和Vx之間的同步整流器電路720，該P(yáng)溝道同步整流器MOSFET721具有自適應(yīng)箝位723，其包括箝位二極管722A以及與其串聯(lián)連接的具有源極-體短接的P溝道自適應(yīng)箝位MOSFET724B。MOSFET724B包括本征并聯(lián)二極管722B。與二極管722B和自適應(yīng)箝位723—起，MOSFET724A使得體偏置生成器電路完整。代替如在圖14A中所示的體偏置生成器中那樣被交叉耦接到MOSFET721的Vx端子，自適應(yīng)箝位MOSFET724B的柵極由柵極緩沖器725控制，該柵極緩沖器725操作為在Vx和地之間選擇的模擬開關(guān)。也可以使用適當(dāng)?shù)仉娖揭莆坏臄?shù)字電路實(shí)現(xiàn)等效的功能，但是等效的功能使用其中Vx電壓取決于低壓側(cè)M0SFET、同步整流器M0SFET、以及續(xù)流MOSFET的狀態(tài)的模擬開關(guān)更容易解釋。通過比較Vbw和V。UT的大小的模擬滯后比較器726對柵極緩沖器725的輸入供電。體偏置生成器MOSFET724A的柵極交叉耦接到V。UT。具有自適應(yīng)箝位電路720的續(xù)流MOSFET721在兩個截然不同的模式中操作。在41升壓模式中，MOSFET724B總是導(dǎo)通，使得將M0SFET721的體短接到V。UT并且旁路體二極管722B，無論低壓側(cè)MOSFET、同步整流器MOSFET以及續(xù)流MOSFET的狀況如何，如下面的表8中所示。在VB固定到V。UT并且二極管722B旁路的情況下，在升壓模式中自適應(yīng)箝位二極管722A的導(dǎo)通狀況取決于轉(zhuǎn)換器的操作狀態(tài)。例如，在磁化和續(xù)流狀態(tài)兩者中，二極管722A保持反向偏置，因?yàn)镵Vbatt。作為結(jié)果，同步整流器電流I也-同步整流器MOSFET721和整流器二極管722A中的電流的和為零。反之，在傳遞狀態(tài)中，同步整流器MOSFET721導(dǎo)通并且實(shí)質(zhì)上短接Vx和V。UT端子，使得具有最小的功率損失地將電感器的電流L傳遞給負(fù)載和輸出電容器(假設(shè)同步整流器MOSFET721的電阻充分的低)。在此狀況中，V,節(jié)點(diǎn)處的電壓則由表達(dá)式(V。UT+I^*1^(加)給出，其可以由電壓V。uT近似。嚴(yán)格來說，由于在傳遞和同步整流期間Vx比V。uT略微更為正，因此二極管722A正向偏置，但是由于導(dǎo)通MOSFET721使得旁路二極管722A的導(dǎo)通，因此在續(xù)流狀態(tài)期間在正向偏置的二極管722A中很少有電流。然而，在先斷后通間隔中，沒有功率MOSFET導(dǎo)通來控制l節(jié)點(diǎn)上的電壓。在這樣的狀況中，Vx上升到V。UT以上，使得正向偏置二極管722A并且將Vx的最大值箝位到(V。UT+Vf)。在此tBBM持續(xù)時間期間，除了作為例外的任何電容移位電流，包括二極管722A以及與其串聯(lián)的MOSFET724B的自適應(yīng)箝位723必須承載全電感器電流I"但是由于其短持續(xù)時間，實(shí)際平均功率耗散是可忽略的。因此，在實(shí)質(zhì)上，在升壓模式中，所公開的自適應(yīng)箝位723除了在先斷后通間隔期間的瞬態(tài)電流之外不承載大的二極管電流。<table>tableseeoriginaldocumentpage42</column></row><table>表8在降壓操作中，緩沖器725將MOSFET724B的柵極連接到V,節(jié)點(diǎn)，這與在其交叉耦接的配置中相同。作為結(jié)果，電路720好像在續(xù)流MOSFET721兩端不存在并聯(lián)二極管那樣操作。在此狀況中唯一的Ixft電流在同步整流器MOSFET721導(dǎo)通并且不包含任何P-N結(jié)二極管的正向偏置時發(fā)生。因此，在其降壓模式中，電路720和自適應(yīng)箝位723不提供箝位動作，并且因此不限制Vx節(jié)點(diǎn)上的電壓擺動。總之，電路720實(shí)施作為以下開關(guān)運(yùn)轉(zhuǎn)的同步整流器MOSFET，該開關(guān)除了先斷后通間隔期間以及僅僅之后的升壓操作期間之外沒有導(dǎo)通的并聯(lián)二極管，在該升壓操作期間，二極管722A導(dǎo)通并且將V,箝位到最大電壓(V。UT+Vf)。在降壓操作期間，無論如何，在續(xù)流MOSFET721兩端不存在正向偏置的二極管，并且不發(fā)生箝位。利用自適應(yīng)箝位的續(xù)流MOSFET700以及自適應(yīng)箝位的同步整流器MOSFET720，除了電壓Vx在先斷后通狀況期間被箝位之外、同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器與圖13的非箝位轉(zhuǎn)換器500相同地操作。具體地，V,在降壓操作期間通過二極管702A被箝位到最大電壓(Vbatt+Vf)，并且在升壓操作期間通過二極管722A被箝位到最大電壓(V。UT+Vf)。除了二極管702A和722A之外，在任意正常操作狀況下沒有其它二極管變?yōu)檎蚱?。在自適應(yīng)箝位的另一實(shí)施例中，圖20例示可以將單個二極管用于通過多路復(fù)用執(zhí)行自適應(yīng)箝位。如所示的，取決于轉(zhuǎn)換器內(nèi)的相對電壓電勢，二極管808被連接到V。UT或者Vbatt。同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器800包括低壓側(cè)M0SFET801、電感器806、具有體偏置生成器803的續(xù)流M0SFET802、具有體偏置生成器805的同步整流器MOSFET804、以及輸出電容器807。自適應(yīng)箝位電路811包括二極管808、模擬多路復(fù)用器809、以及比較器810?？梢允褂媚M開關(guān)或者具有適當(dāng)?shù)臇艠O驅(qū)動和邏輯控制的兩個大柵極寬度的MOSFET實(shí)施多路復(fù)用器809。利用可以包括圖12A、14A以及14B中所公開的電路的體偏置生成器803和805，MOSFET802和804不具有并聯(lián)二極管，并且因此在先斷后通操作期間不提供電壓箝位。在自適應(yīng)箝位811中，箝位二極管808的陽極硬連線到Vx節(jié)點(diǎn)，而其陰極取決于比較器810的狀態(tài)通過多路復(fù)用器809有選擇地連接到Vbatt或者V。UT。在V。UT<Vbatt時，轉(zhuǎn)換器操作在降壓模式中，并且多路復(fù)用器809將二極管808的陰極連接到Vbatt，從而形成與圖17A的電路的電等效電路。在V。UT>Vbatt時，轉(zhuǎn)換器800操作在升壓模式中，并且多路復(fù)用器809將二極管808的陰極連接到V。，從而形成圖17B的電路的電等效電路。在較低功率的應(yīng)用中，自適應(yīng)箝位可以消除對于同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器中的續(xù)流MOSFET的需要。在這樣的情況下，自適應(yīng)箝位二極管阻止非箝位電感性切換并且還便利續(xù)流操作。如圖21所示，上下轉(zhuǎn)換器820包括低壓側(cè)MOSFET821、電感器822、同步整流器MOSFET823、體偏置生成器824、以及自適應(yīng)箝位電路825。轉(zhuǎn)換器820不包含續(xù)流MOSFET。如所示的，自適應(yīng)箝位電路825包括箝位二極管826、多路復(fù)用器827、以及比較器828。在操作中，比較器828比狡V。ut和Vbatt的大小，并且將箝位二極管826的陰極連接到Vbatt或者V。UT。在V。UT<Vbatt時，轉(zhuǎn)換器操作在降壓模式中，并且多路復(fù)用器828將二極管826的陰極連接到Vbw，從而形成圖17A的電路的電等效電路。在V。UT>Vbatt時，轉(zhuǎn)換器820操作在升壓模式中，并且多路復(fù)用器828將二極管826的陰極連接到V。UT，從而形成圖17B的電路的電等效電路。然而，不像圖16中的續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器600那樣，轉(zhuǎn)換器820不在升壓模式中維持所保持的續(xù)流，因?yàn)槠渲卸O管826與電感器822并聯(lián)的唯一狀況每當(dāng)V。UT<Vbatt時、即在降壓操作期間發(fā)生。續(xù)流轉(zhuǎn)換器啟動除了其僅對電壓進(jìn)行升壓的能力之外，諸如圖IA和IB中所示的那些傳統(tǒng)b。J轉(zhuǎn)換器之類的傳統(tǒng)b。J轉(zhuǎn)換器的一個主要限制是在轉(zhuǎn)換器試圖啟動的同時，每當(dāng)輸出端子有負(fù)載時、即每當(dāng)負(fù)載被連接并且吸引電流時，不能可靠地啟動。如果負(fù)載太大，則電路從不在電感器中產(chǎn)生足夠的電流來達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)狀況。這在其中P麗和柵極緩沖器電路由轉(zhuǎn)換器的輸出供電的boost轉(zhuǎn)換器中尤其成問題。如果輸出有負(fù)載，則輸出電壓從不上升到足以為控制電路供電，這造成低壓側(cè)功率MOSFET經(jīng)受不充足的柵極驅(qū)動以及低偏置電壓，使得產(chǎn)生高電阻和低電感器電流。在boost轉(zhuǎn)換器中的啟動問題是一直存在的硬連線的二極管將其Vx節(jié)點(diǎn)連接到其輸出端子的結(jié)果。例如，在圖1A的傳統(tǒng)非同步boost轉(zhuǎn)換器中，二極管2將負(fù)載連接到電池和電感器4。無法將它們彼此斷開。在圖IB的同步boost轉(zhuǎn)換器中，同步整流器MOSFET13本征的二極管15施加相同的限制和約束。任何"過度磁化"電感器、即在啟動期間在電感器中建立過度的電流的嘗試造成對輸出電容器過充電并且產(chǎn)生高于所指定的目標(biāo)的輸出電壓的風(fēng)險，使得無法進(jìn)行調(diào)節(jié)并且潛在地?fù)p壞電壓敏感負(fù)載。由于根據(jù)本發(fā)明做出的續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器利用不具有硬連線的源極到漏極并聯(lián)二極管的同步整流器，因此可以在沒有負(fù)載或者在受控的負(fù)載的情況下完成啟動序列。此外，由于續(xù)流的能力，可以修改啟動序列以建立比負(fù)載所需的電感器電流更高的電感器電流，而不施加任何對輸出電容器過充電的風(fēng)險。此外，使用轉(zhuǎn)換器拓?fù)?，在開始轉(zhuǎn)換器切換之前，更高等級的控制可用。此預(yù)充電階段允許轉(zhuǎn)換器的輸出電容器被部分充電，即，充電到小于目標(biāo)電壓高于零的電壓。預(yù)充電減少在開始切換操作之后轉(zhuǎn)換器達(dá)到其目標(biāo)電壓所需的時間。圖22A和圖22B中的流程圖850和870在算法上圖示了啟動續(xù)流轉(zhuǎn)換器時可用的各種選擇。具體地，流程圖850圖示預(yù)充電的操作順序。預(yù)充電行為在圖23A的升壓切換波形中的時刻、和t3之間圖示，同樣，在圖23B中所示的降壓切換波形中圖示。再次參照算法850，通過導(dǎo)通同步整流器M0SFET和續(xù)流MOSFET兩者來開始預(yù)充電，使得允許電流從電池直接流到轉(zhuǎn)換器的輸出電容器，而不磁化電感器(步驟851)。充電順序是有條件的，其基于需要升壓還是降壓操作來達(dá)到目標(biāo)輸出電壓V'?！喝缬蓷l件步驟852例示的。如果Vbatt<V。，則轉(zhuǎn)換器將在隨后操作在升壓模式中，并且輸出被預(yù)充電到Vbatt(步驟855)。如在圖23A中所示的，在時刻t"對轉(zhuǎn)換器的輸出電容器充電的電流跳變到輸出電流曲線902所示的Vbatt/(RDS(FW)+RDS(SK))，并且Vx取決于續(xù)流MOSFET和同步整流器MOSFET的相對電阻跳變到接近Vbatt的值(線921)。逐漸地，在電容器電壓充電到Vbatt時(曲線935)，輸出電流指數(shù)地下降(曲線904)。如果在此間隔期間電氣負(fù)載吸引任何電流，則最終的電流將下降到該電流，而不是下降到零。到時刻t3為止，預(yù)充電完成，并且輸出充電到Vbatt，等待操作開始。由于某些預(yù)充電電流可能流過電感器，而不是流過開關(guān)，因此在通過截止同步整流器MOSFET和續(xù)流MOSFET來斷開負(fù)載(步驟857)之前將自適應(yīng)箝位二極管連接在同步整流器MOSFET兩端(步驟856)是謹(jǐn)慎的。再次參照算法850，用于降壓操作的預(yù)充電是不同的，因?yàn)閷⑤敵龀潆姷絍batt使得超出目標(biāo)輸出電壓V'。UT，如條件步驟852所例示的。代之，如果Vbatt>V。UT，則轉(zhuǎn)換器隨后將在降壓模式中操作，并且輸出被預(yù)充電到小于Vbatt的預(yù)充電電壓Vre(步驟853)。如圖23B所示，在時刻t"對轉(zhuǎn)換器的輸出電容器充電的電流跳變到Vbatt/(RDS(FW)+RDS(SK))(曲線942)，并且Vx取決于續(xù)流MOSFET和同步整流器MOSFET的相對電阻跳變到接近目標(biāo)啟動值V，。uT加)(線961)。逐漸地，在電容器電壓充電到V'。UT(SU)時(曲線975)，輸出電流指數(shù)地下降(曲線944)。如果在此間隔期間電氣負(fù)載吸引任何電流，則該電流包括電容以及負(fù)載電流兩者。在時刻tyV。m達(dá)到目標(biāo)啟動電壓V'。UT^，其小于或者等于轉(zhuǎn)換器操作期間的實(shí)際目標(biāo)輸出電壓V'。UT。由于某些預(yù)充電電流可能流過電感器，而不是流過開關(guān)，因此在通過截止同步整流器M0SFET和續(xù)流M0SFET來斷開負(fù)載(步驟857)之前在步驟854中將自適應(yīng)箝位二極管連接在續(xù)流M0SFET兩端是謹(jǐn)慎的。如在時刻t2所示，M0SFET斷開，并且輸出電流從非零值下降到零(曲線945)，在此之后，輸出電壓保持恒定在V'。UT⑨)，直到切換在時刻^開始為止。此順序結(jié)束了算法850中描述的預(yù)充電階段。所公開的續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器的獨(dú)特之處在于簡單地通過截止無體二極管的同步整流器而斷開負(fù)載，該續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器可以預(yù)充電到小于其輸入Vbatt的值，這是圖1A和IB的傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器不能執(zhí)行的功能，因?yàn)樗鼈兊恼髌鞫O管硬連線到它們的輸出端子。在預(yù)充電之后，轉(zhuǎn)換器然后繼續(xù)以開始根據(jù)圖22B中的算法870的切換操作。這里同樣，所公開的續(xù)流轉(zhuǎn)換器提供在現(xiàn)有技術(shù)轉(zhuǎn)換器中無法得到的獨(dú)特特性，即過度磁化電感器、而不過充電輸出電容器的能力。具體地，可以在啟動期間將電感器電流1「驅(qū)動到某一任意值Iu,)，其大于負(fù)載所要求的電流，并且如果該電感器電流證明是過度的話，其在稍后被調(diào)整。以步驟871開始，低壓側(cè)M0SFET導(dǎo)通，使得電感器電流IL上升到某一值1"峰值)。在圖23A的升壓波形中，在時刻t3和t4之間，電感器電流上升(曲線906)到峰值907。在此時間期間，Vx下降(曲線923)到大小為LRDsas)的值924，而V。UT保持在其預(yù)充電電壓Vbatt。類似地，在圖23B的降壓波形中，在時刻^和^之間，電感器電流上升(曲線947)到峰值948。在此時間期間，Vx下降(曲線963)到大小為LRDsas)的值964，而V。UT保持在其預(yù)充電電壓V'。UT(加。代數(shù)上，取決于Vbatt是否大于V。UT(步驟872)，適當(dāng)?shù)嘏c續(xù)流M0SFET并聯(lián)地應(yīng)用自適應(yīng)箝位，以用于降壓操作，并且適當(dāng)?shù)嘏c同步整流器并聯(lián)地應(yīng)用自適應(yīng)箝位，以用于升壓操作。接下來，在時刻^，在導(dǎo)通同步整流器M0SFET(步驟874)之前，對于tBBM截止低壓側(cè)MOSFET(步驟873)。在此BBM間隔期間，在升壓模式中Vx電壓跳變(曲線925)到高于V'。uT—個正向偏置二極管壓降Vf的電壓(線926)，直到在電荷傳遞期間(線922)固定回到大小為(V。UT+ILRDS(SK))的電壓為止。參照圖23A和23B，在降壓模式中，Vx電壓跳變(曲線965)到高于V'。UT—個正向偏置二極管壓降Vf的電壓(線966)，直到在電荷傳遞期間(線967)固定回到大小為(V0UT+ILRDS(SK))的電壓為止。在能量傳遞階段期間，電感器電流(曲線908或者949)下降到某一較低值(點(diǎn)909或者950)，而對輸出電容器和負(fù)載供電的轉(zhuǎn)換器的輸出電流相應(yīng)地上升(曲線912或者953)。同時，在時刻^，輸出電壓V。uT從其預(yù)充電電壓上升到其目標(biāo)值V'。UT。在升壓模式中，此上升開始于Vbatt，并且上升到V'。UT(曲線937)，其是大于Vbatt的電壓。在此降壓模式中，此上升開始于V'。uT咖，并且上升到V'。UT(曲線977)，其是小于Vbatt的電壓(點(diǎn)978)。當(dāng)在時刻t5V。UT—V'。UT時，同步整流器MOSFET截止并且傳遞終止。在升壓模式中，在BBM間隔期間，V,電壓向上跳變回到高于V'。uT—個Vf的電壓(曲線928)，其是大于Vbatt的電壓。在降壓模式中，在BBM間隔期間，V,電壓向上跳變回到高于V'。UT—個Vf的電壓(曲線968)，但此電壓小于Vhtt。在時刻ts，再次導(dǎo)通低壓側(cè)MOSFET，并且電感器電流開始圍繞目標(biāo)值I'^的穩(wěn)態(tài)操作，其中上升直到時刻t6為止(曲線910或者951)，在時刻t6之后，該循環(huán)重復(fù)。然后，啟動完成，并且實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)態(tài)操作。續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)態(tài)操作如圖24的狀態(tài)圖1000中所示，同步續(xù)流上下轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)態(tài)操作包括三個穩(wěn)定狀態(tài)磁化(圈1001)、能量傳遞(圈1002)、以及續(xù)流(圈1003)?？梢詫⑷我鉅顟B(tài)轉(zhuǎn)變?yōu)槿我饬硪粻顟B(tài)，只要該轉(zhuǎn)變包括其中不導(dǎo)通功率MOSFET的先斷后通(BBM)間隔轉(zhuǎn)變狀態(tài)(框1004、1005、或者1006)即可。在這樣的BBM間隔期間，自適應(yīng)箝位(框1009)將二極管插入電路以阻止非箝位電感性切換，而不限制用于所需的升壓或者降壓轉(zhuǎn)換的V,的正常操作范圍。磁化狀態(tài)(圈1001)中的時間在一個實(shí)施例中通過控制實(shí)際電感器電流^以滿足目標(biāo)值I'J如狀態(tài)控制器(框1007)所圖示的)來確定。續(xù)流轉(zhuǎn)換器中的電感器電流可以匹配或者超過實(shí)際負(fù)載電流，并且不需要逐循環(huán)地保持平衡。在能量傳遞狀態(tài)(圈1002)和續(xù)流狀態(tài)(圈1003)中花費(fèi)的時間由其主要功能是要維持實(shí)際V。uT于目標(biāo)值V'。UT處或者接近目標(biāo)值V'。UT處的狀態(tài)控制(框1008)控制。磁化狀態(tài)(圈1001)包含通過導(dǎo)通低壓側(cè)M0SFET并且在時間t。n中導(dǎo)通來在電感器中建立電流。由于、=Ldl/dt，則對于短間隔，可以存儲電感器電流(假定恒定斜率的三角電流波形)，其中<formula>formulaseeoriginaldocumentpage46</formula>其中分式的分子的單位為伏特秒，并且L確定斜率。在電感器中存儲的能量因此由導(dǎo)通時間t。n控制，或者作為總時鐘周期的百分?jǐn)?shù)而控制，或者作為這里定義為以下的占空因子而控制<formula>formulaseeoriginaldocumentpage46</formula>然而，如果^達(dá)到其目標(biāo)值I'^則不需要總是導(dǎo)通低壓側(cè)MOSFET，在某一時間段不需要導(dǎo)通低壓側(cè)MOSFET。此行為在圖25中圖示，其中當(dāng)V。m被調(diào)節(jié)在其目標(biāo)值V'。UT附近的同時(如曲線圖1040中所示，其包括由曲線1041、1043、1044、1045和1046所示的波動)，Iu^t)在續(xù)流和傳遞的反復(fù)的循環(huán)上下降1021到其目標(biāo)1\值1022。在此時間期間，Vx從接近Vbatt(線1047)變化到V。uT(線1049)，并且在低壓側(cè)M0SFET導(dǎo)通(線1053)并且電感器電流開始再次增大之前，V,變化回到接近Vbatt(線1051)。為求清楚，在圖25中未示出所需的先斷后通間隔。如果可以在比輸出電流(線1025)更高的電平上(線1022、1023、和1024)維持平均電感器電流，由于不是逐循環(huán)地需要能量平衡，因此傳遞時間與時間t。n無關(guān)。傳遞時間txfCT具有不由磁化時間t。n確定的對應(yīng)的"占空因子"Dxft。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage46</formula>假定低損失續(xù)流MOSFET，如果Dxft超過轉(zhuǎn)換器的占空因子D。n，則平均電感器電流^將建立，而如果D。n超過D^，則電感器的平均電流將下降。以此方式，平均電流的控制不限制轉(zhuǎn)換器響應(yīng)快速負(fù)載瞬態(tài)的能力。雖然這里已經(jīng)描述了本發(fā)明的特定實(shí)施例，但是這些實(shí)施例應(yīng)當(dāng)被視為本發(fā)明的寬泛的原理中的示例性的和例示性的、而非限制性的實(shí)施例。權(quán)利要求一種DC/DC轉(zhuǎn)換器，包括在第一電源電壓和第二電源電壓之間的串聯(lián)傳導(dǎo)路徑中連接的電感器和低壓側(cè)開關(guān)，電感器耦接到第一電源電壓，并且低壓側(cè)開關(guān)耦接到第二電源電壓，Vx節(jié)點(diǎn)位于電感器和低壓側(cè)開關(guān)之間的串聯(lián)傳導(dǎo)路徑中；能量傳遞開關(guān)，其連接在Vx節(jié)點(diǎn)和轉(zhuǎn)換器的輸出端子之間；以及與電感器并聯(lián)連接的續(xù)流開關(guān)。2.如權(quán)利要求1所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中續(xù)流開關(guān)包括續(xù)流MOSFET。3.如權(quán)利要求2所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中續(xù)流開關(guān)包括體偏置生成器，體偏置生成器耦接到續(xù)流MOSFET的源極、漏極、以及體中的每一個，體偏置生成器被適配為響應(yīng)于分別存在于續(xù)流MOSFET的源極和漏極處的電壓之間的關(guān)系，將續(xù)流MOSFET的體與源極和漏極之一短接，以阻止續(xù)流MOSFET中的任何P-N結(jié)變?yōu)檎蚱谩?.如權(quán)利要求3所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中體偏置生成器包括耦接在續(xù)流M0SFET的體和漏極之間的第一體偏置M0SFET、以及耦接在續(xù)流MOSFET的體和源極之間的第二體偏置M0SFET，第一體偏置MOSFET的柵極耦接到續(xù)流MOSFET的源極，以及第二體偏置MOSFET的柵極耦接到續(xù)流MOSFET的漏極。5.如權(quán)利要求2所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其包括與續(xù)流MOSFET并聯(lián)連接的電壓箝位電路，電壓箝位電路包括與箝位開關(guān)串聯(lián)連接的箝位二極管。6.如權(quán)利要求5所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中電壓箝位電路包括與箝位二極管串聯(lián)連接并且與箝位開關(guān)并聯(lián)連接的阻塞二極管，將阻塞二極管和箝位二極管定向，以阻止電流在包括阻塞二極管和箝位二極管的串聯(lián)路徑中任一方向的流動。7.如權(quán)利要求6所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中箝位開關(guān)包括箝位MOSFET，并且還包括耦接到箝位MOSFET的柵極的柵極驅(qū)動電路，柵極驅(qū)動電路被適配以響應(yīng)于第一電源電壓和輸出端子處的電壓之間的關(guān)系來控制箝位MOSFET的柵極。8.如權(quán)利要求2所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中能量傳遞開關(guān)包括能量傳遞MOSFET。9.如權(quán)利要求8所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中能量傳遞開關(guān)包括體偏置生成器，體偏置生成器耦接到能量傳遞MOSFET的源極、漏極、以及體中的每一個，體偏置生成器被適配為響應(yīng)于分別存在于能量傳遞MOSFET的源極和漏極處的電壓之間的關(guān)系，將能量傳遞MOSFET的體與源極和漏極之一短接，以阻止能量傳遞MOSFET中的任何P-N結(jié)變?yōu)檎蚱谩?0.如權(quán)利要求9所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中體偏置生成器包括耦接在能量傳遞MOSFET的體和漏極之間的第一體偏置M0SFET、以及耦接在能量傳遞MOSFET的體和源極之間的第二體偏置MOSFET，第一體偏置MOSFET的柵極耦接到能量傳遞MOSFET的源極，以及第二體偏置MOSFET的柵極耦接到能量傳遞MOSFET的漏極。11.如權(quán)利要求10所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其包括與能量傳遞MOSFET并聯(lián)連接的電壓箝位電路，電壓箝位電路包括與箝位開關(guān)串聯(lián)連接的箝位二極管。12.如權(quán)利要求11所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中電壓箝位電路包括與箝位二極管串聯(lián)連接并且與箝位開關(guān)并聯(lián)連接的阻塞二極管，將阻塞二極管和箝位二極管定向，以阻止電流在包括阻塞二極管和箝位二極管的串聯(lián)路徑中任一方向的流動。13.如權(quán)利要求12所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中箝位開關(guān)包括箝位MOSFET，并且還包括耦接到箝位MOSFET的柵極的柵極驅(qū)動電路，柵極驅(qū)動電路被適配以響應(yīng)于第一電源電壓和輸出端子處的電壓之間的關(guān)系來控制箝位MOSFET的柵極。14.如權(quán)利要求8所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中能量傳遞MOSFET的體連接到體偏置電壓，使得能量傳遞MOSFET中的源極/體結(jié)或者漏極/體結(jié)在轉(zhuǎn)換器的正常操作期間不正向偏置。15.如權(quán)利要求14所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中體偏置電壓等于第二電源電壓。16.如權(quán)利要求2所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中續(xù)流MOSFET的體連接到體偏置電壓，使得續(xù)流MOSFET中的源極/體結(jié)或者漏極/體結(jié)在轉(zhuǎn)換器的正常操作期間不正向偏置。17.如權(quán)利要求16所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中體偏置電壓等于第二電源電壓。18.如權(quán)利要求1所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其包括連接在Vx節(jié)點(diǎn)和自適應(yīng)箝位電路之間的箝位二極管，自適應(yīng)箝位電路被適配為取決于第一電源電壓和輸出端子處的電壓之間的關(guān)系將二極管連接到第一電源電壓或者輸出端子處的電壓。19.一種DC/DC轉(zhuǎn)換器，包括在第一電源電壓和第二電源電壓之間的串聯(lián)傳導(dǎo)路徑中連接的電感器和低壓側(cè)開關(guān)，電感器耦接到第一電源電壓，并且低壓側(cè)開關(guān)耦接到第二電源電壓，V,節(jié)點(diǎn)位于電感器和低壓側(cè)開關(guān)之間的串聯(lián)傳導(dǎo)路徑中；能量傳遞二極管，其連接在Vx節(jié)點(diǎn)和轉(zhuǎn)換器的輸出端子之間；以及與電感器并聯(lián)連接的續(xù)流開關(guān)。20.—種將DC輸入電壓轉(zhuǎn)換為DC輸出電壓的方法，其包括在將電感器的第二端子耦接到電路地時，將DC輸入電壓施加到電感器的第一端子，以磁化電感器；將電感器的第二端子與電路地?cái)嚅_；將電感器的第二端子耦接到電容器和輸出端子，以在輸出端子處提供DC輸出電壓；將電感器的第二端子與電容器和輸出端子斷開；并且在將電感器的第二端子與電容器和輸出端子斷開時，將電感器的第一和第二端子連接在一起。21.如權(quán)利要求20所述的方法，其包括在將電感器的第二端子與電路地?cái)嚅_以及將電感器的第二端子耦接到電容器和輸出端子之間提供第一先斷后通間隔；并且在第一先斷后通間隔期間限制電感器的第二端子處的電壓的升高。22.如權(quán)利要求21所述的方法，其包括在將電感器的第二端子與電容器和輸出端子斷開以及將電感器的第一和第二端子連接在一起之間提供第二先斷后通間隔；并且在第二先斷后通間隔期間限制電感器的第二端子處的電壓的升高。23.如權(quán)利要求20所述的方法，其中DC輸出電壓高于DC輸入電壓。24.如權(quán)利要求20所述的方法，其中DC輸出電壓低于DC輸入電壓。25.如權(quán)利要求20所述的方法，其中將電感器的第一和第二端子連接在一起包括將續(xù)流MOSFET連接在電感器的第一和第二端子之間；并且導(dǎo)通續(xù)流MOSFET。26.如權(quán)利要求25所述的方法，其包括控制續(xù)流MOSFET的體電壓，以便阻止續(xù)流M0SFET中的任何P-N結(jié)變?yōu)檎蚱谩?7.如權(quán)利要求20所述的方法，其中將電感器的第二端子耦接到電容器和輸出端子包括將能量傳遞MOSFET連接在電感器的第二端子與電容器和輸出端子之間；并且導(dǎo)通能量傳遞MOSFET。28.如權(quán)利要求27所述的方法，其包括控制能量傳遞MOSFET的體電壓，以便阻止能量傳遞MOSFET中的任何P-N結(jié)變?yōu)檎蚱谩?9.—種啟動DC/DC轉(zhuǎn)換器的方法，DC/DC轉(zhuǎn)換器包括電感器和電容器，該方法包括將輸入電壓連接到電感器，以及使電流分流以繞開電感器，以將電容器預(yù)充電到預(yù)定電壓。30.如權(quán)利要求29所述的方法，其中預(yù)定電壓高于輸入電壓。31.如權(quán)利要求29所述的方法，其中預(yù)定電壓低于輸入電壓。全文摘要續(xù)流MOSFET與開關(guān)DC/DC轉(zhuǎn)換器中的電感器并聯(lián)連接。當(dāng)在轉(zhuǎn)換器的切換操作期間導(dǎo)通續(xù)流MOSFET時，在低壓側(cè)和能量傳遞MOSFET截止的同時，電感器電流通過續(xù)流MOSFET流通或者“續(xù)流”。由此，使得轉(zhuǎn)換器的頻率獨(dú)立于磁化和能量傳遞階段的長度，這允許操作和轉(zhuǎn)換器中的大得多的靈活性，并且克服與傳統(tǒng)DC/DC轉(zhuǎn)換器相關(guān)聯(lián)的許多問題。例如，轉(zhuǎn)換器可以在升壓或者降壓模式中操作，并且甚至可以在輸入電壓和期望的輸出電壓的值變化時從一個模式轉(zhuǎn)變到另一個模式。文檔編號H02M3/155GK101796708SQ200880106163公開日2010年8月4日申請日期2008年4月21日優(yōu)先權(quán)日2007年7月6日發(fā)明者理查德·K·威廉斯申請人:先進(jìn)模擬科技公司