專利名稱：一體化三相ac/dc隔離式雙向變換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種一體化三相AC/DC隔離式雙向變換器。
目前，工業(yè)等許多領(lǐng)域需要大量的AC/DC隔離式電源，大功率一般采用三相交流輸入、兩級電路方案，如
圖1所示，即前級為三相不控(或相控)整流，產(chǎn)生直流母線電壓；后級為DC/DC全橋變換，隔離輸出穩(wěn)定的直流電壓。這種前級整流方式產(chǎn)生很大的畸變電流，造成電網(wǎng)諧波污染，降低功率因數(shù)，且直流側(cè)能量無法回饋電網(wǎng)。而近年來出現(xiàn)的三相橋式PWM整流器，具有輸入功率因數(shù)高(近似為1)、輸出直流母線電壓穩(wěn)定、可實現(xiàn)能量雙向傳輸?shù)葍?yōu)點，但其與后級電路的總體效率及可靠性較低，元器件多、控制復(fù)雜，體積大、成本高。
本發(fā)明的目的是，克服上述現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供一種一體化三相AC/DC隔離式雙向變換器，它充分利用單級PWM三相全控橋和輸入LC濾波器件，既實現(xiàn)了輸入端PWM整流，又輸出了隔離穩(wěn)定的直流電壓，還具有能量雙向傳輸?shù)奶攸c。并且控制方法可采用現(xiàn)有的成熟技術(shù)，從而提高效率及可靠性，減小體積和成本。
本發(fā)明是這樣實現(xiàn)的。
一種一體化三相AC/DC隔離式雙向變換器，其主電路拓?fù)浞州斎雮?cè)和輸出側(cè)兩部分，如圖2所示。輸入側(cè)由六個開關(guān)管(VQ1～VQ6)、三個隔離變壓器(T1、T2、T3)、三個交流濾波電容(C1、C2、C3)和兩個直流母線電容(Cd1、Cd2)構(gòu)成。三個隔離變壓器(T1、T2、T3)各有一個初級繞組(Lp1、Lp2、Lp3)，各有一個次級繞組(Ls1、Ls2、Ls3)或多個。輸出側(cè)由兩個諧振電容(Cr1、Cr2)、直流濾波電容(Co)、兩個濾波電感(Lo1、Lo2)、兩個同步整流管(或二極管)(VS1、VS2)構(gòu)成。當(dāng)只要求能量從交流側(cè)到直流側(cè)傳輸時，兩個同步整流管可用二極管代替，并且可去掉一個諧振電容(Cr1)。
1、該變換器各元器件的連接關(guān)系六個開關(guān)管(VQ1～VQ6)組成三相全控橋，即三個開關(guān)管(VQ1、VQ3、VQ5)的集電極接在一起，連接母線電容(Cd1)的正極，并作為直流母線的極，另三個開關(guān)管(VQ2、VQ4、VQ6)的發(fā)射極接在一起，連接母線電容(Cd2)的負(fù)極，并作為直流母線的極；VQ1的發(fā)射極連接VQ2的集電極，并作為節(jié)點a，VQ3的發(fā)射極連接VQ4的集電極，并作為節(jié)點b，VQ5的發(fā)射極連接VQ6的集電極，并作為節(jié)點c；Cd1的負(fù)極連接Cd2的正極，并作為中點N。
三個交流濾波電容(C1、C2、C3)的一端連在一起，并且連接中點N(或直流母線的極或極)；C1的另一端連接變壓器(T1)的初級繞組(Lp1)的一端，Lp1的另一端連接節(jié)點a；C2的另一端連接變壓器(T2)的初級繞組(Lp2)的一端，Lp2的另一端連接節(jié)點b；C3的另一端連接變壓器(T3)的初級繞組(Lp3)的一端，Lp3的另一端連接節(jié)點c。三個隔離變壓器(T1、T2、T3)的次級繞組(Ls1、Ls2、Ls3)串聯(lián)，即Ls1的①端[該端與Lp1連接節(jié)點a的那一端為同名端]連接Ls2的②端，Ls2的①端[該端與Lp2連接節(jié)點b的那一端為同名端]連接Ls3的②端，Ls3的①端[該端與Lp3連接節(jié)點c的那一端為同名端]連接諧振電容(Cr2)的一端和同步整流管(VS2)的漏極；Cr2的另一端連接諧振電容(Cr1)的一端和同步整流管(VS1)的漏極，Cr1的另一端連接Ls1的②端。當(dāng)只要求能量從交流側(cè)到直流側(cè)傳輸時，可將諧振電容(Cr1)的兩端短路連接，并去掉Cr1。
兩個同步整流管(VS1、VS2)等組成倍流整流濾波[或稱為E類變換]網(wǎng)絡(luò)，即兩個同步整流管(VS1、VS2)的源極接在一起，并且連接直流濾波電容(Co)的負(fù)極；兩個濾波電感(Lo1、Lo2)的一端接在一起，并且連接直流濾波電容(Co)的正極；濾波電感(Lo1)的另一端連接同步整流管(VS1)的漏極，濾波電感(Lo2)的另一端連接同步整流管(VS2)的漏極。負(fù)載即與直流濾波電容(Co)并聯(lián)。
2、該變換器的工作原理VQ1～VQ6組成PWM三相全控橋，C1、C2、C3兼作DC/DC隔離變換的隔直電容，T1、T2、T3的初級電感Lp1、Lp2、Lp3兼作交流輸入濾波電感，次級繞組Ls1、Ls2、Ls3串聯(lián)，其漏感與Cr1、Cr2組成串聯(lián)諧振環(huán)節(jié)，VS1、VS2、Lo1、Lo2、Co構(gòu)成倍流整流濾波[或稱為E類變換]網(wǎng)絡(luò)。
首先，該變換器具有PWM整流功能。它通過改變調(diào)制波的幅值和相位來調(diào)節(jié)輸入功率因數(shù)和直流母線電壓。
設(shè)主電路參數(shù)一致，即Lp1=Lp2=Lp3=LpLs1=Ls2=Ls3=Lsk1=k2=k3=kC1=C2=C3=CR1=R2=R3=r---(1)]]>式中k1、k2、k3——分別為三個變壓器的初/次級繞組耦合系數(shù)；R1、R2、R3——分別為三個變壓器初級電感的寄生電阻。
若三相輸入電壓為
ua=Um·sinωtub=Um·sin(ωt+2π/3)uc=Um·sin(ωt-2π/3)---(2)]]>則用于產(chǎn)生PWM驅(qū)動信號的三相調(diào)制波為va*=m·sin(ωt+δ)vb*=m·sin(ωt+2π/3+δ)vc*=m·sin(ωt-2π/3+δ)---(3)]]>式中m——調(diào)制比；δ——vpi滯后于ui的相位角，vpi為橋臂中點輸出電壓基波(i＝a，b，c)。
文獻[李建林等.三相電壓型變流器系統(tǒng)靜態(tài)數(shù)學(xué)模型.電工技術(shù)學(xué)報，2004，19(7)11～15]，建立了三相PWM整流器的交流側(cè)低頻方程ia′ib′ic′=-rLp100010001·iaibic-Ud2Lp100010001·va*vb*vc*+1Lp100010001·uaubuc---(4)]]>式中ia、ib、ic——三相輸入電流；ia′、ib′、ic′、——三相輸入電流的導(dǎo)數(shù)。
由式(4)可見，三相PWM整流器在三相電源穩(wěn)定及主電路參數(shù)一定時，三相輸入電流受調(diào)制波va*、vb*、vc*的控制。采用一定的控制策略來調(diào)節(jié)調(diào)制波，可使三相輸入電流為與三相輸入電壓同相的正弦波形。
該文獻還進一步給出輸出直流母線電壓Ud與系統(tǒng)參數(shù)的關(guān)系Ud=6mRd(r·cosδ+ωLp·sinδ)8(ω2Lp2+r2)+3m2Rdr·Um---(5)]]>式中Rd——PWM整流器的等效負(fù)載電阻。
由式(5)可見，一旦主電路參數(shù)Um、Lp、r、Rd確定，則改變調(diào)制比m和相位角δ，即可對直流母線電壓Ud進行調(diào)節(jié)。
綜合式(4)、(5)可知，調(diào)節(jié)調(diào)制比m和相位角δ不但可以調(diào)節(jié)輸入電流波形和功率因數(shù)，還可以穩(wěn)定直流母線電壓。控制策略可以采用電壓-電流雙閉環(huán)控制、單周期控制等。
其次，該變換器具有DC/DC隔離變換功能。它通過調(diào)頻方式(PFM)調(diào)節(jié)輸出電壓，屬于諧振式變換器。
從DC/DC變換的角度看，單相等效電路模型如圖3所示。虛線框內(nèi)為變壓器等效模型。圖中M為變壓器初/次級繞組的互感，M=kLp·Ls;]]>Vpi(i＝a，b，c)為變壓器初級所加的非對稱方波電壓。由圖3根據(jù)戴維南等效定理，推出其等效輸出阻抗Z2和等效電壓源Vsi分別為Z2=jωLs+ω2M2jωLp+1/jωC=jωLs(1-k21-(1/ω2CLp))≈jωLs(1-k2)---(6)]]>Vsi=Vpi·jωMjω(Lp-M)+jωM+(1/jωC)]]>(i＝a，b，c)(7)≈Vpi·MLp=VPi·k·LsLp=Vpi·k·n]]>式中k——變壓器初/次級繞組的耦合系數(shù)；n——變壓器次/初級的變比，n=Ls/Lp.]]>因為三個變壓器的次級串聯(lián)，所以該變換器總的等效輸出阻抗為3Z2。從而可得DC/DC變換的等效電路，如圖4所示。圖中，∑Vs為總的等效電壓源，Lr為總的諧振電感，即∑Vs＝Vsa+Vsb+Vsc(8)Lr＝3Ls·(1-k2) (9)Re(t)為等效負(fù)載電阻，按有效值計算。由于Lo1、Lo2并聯(lián)為負(fù)載供流且為恒流源特性，其電流大小為Io/2(Io為負(fù)載電流)，可知Re(t)是隨時間變化的；又因為諧振電容Cr2兩端電壓為準(zhǔn)正弦波形，峰值為2Uo(Uo為直流輸出電壓)，所以Re(t)有效值為4RL(RL為負(fù)載阻抗)，最大值為4RL，最小值為0。
采用三角波自然比較法(模擬方法)或?qū)ΨQ規(guī)則采樣法(數(shù)字方法)，產(chǎn)生三相橋的驅(qū)動脈沖時，三個橋臂上管的驅(qū)動脈沖波形如圖5所示。圖中Vt為三角載波，va*、vb*、vc*為三相調(diào)制波，Vg1、Vg3、Vg5分別為VQ1、VQ3、VQ5的驅(qū)動脈沖。可見，三個驅(qū)動波同相位，則三個橋臂中點輸出電壓的基波相位也相同。
若直流母線電壓Ud(即母線電容Cd1、Cd2的電壓之和)恒定，三個交流濾波電容(C1、C2、C3)的電壓在一個開關(guān)周期內(nèi)變化不大，則可以推導(dǎo)出三個變壓器初級所加的非對稱方波電壓Vpi的基波分量有效值Upi(1)為Upi(1)=2π·Ud·sin(Di·π)=2π·Ud·cosπvi*2,(i=a,b,c)---(10)]]>Da=12+va*2,]]>Db=12+vb*2,]]>Dc=12+vc*2---(11)]]>式中Ud——直流母線電壓，即電容Cd1、Cd2的電壓之和；Da、Db、Dc——分別為三個橋臂上管的導(dǎo)通占空比。
根據(jù)級數(shù)理論得cosπva*2≈1-π28(va*)2=1-π2m28sin2(ωt-δ)=(1-π2m216)+π2m216cos(2ωt+2δ)cosπvb*2≈(1-π2m216)+π2m216cos(2ωt+4π/3+2δ)cosπvc*2≈(1-π2m216)+π2m216cos(2ωt-4π/3+2δ)---(12)]]>故有Upa(1)+Upb(1)+Upc(1)≈32π·Ud·(1-π2m216)---(13)]]>根據(jù)式(7)、(8)、(13)得ΣUs(1)=Usa(1)+Usb(1)+Usc(1)≈k·n(Upa(1)+Upb(1)+Upc(1))]]>≈32π(1-π2m216)·k·n·Ud---(14)]]>式中Usi(1)——等效電壓源Vsi的基波分量有效值，(i＝a，b，c)；∑Us(1)——總的等效電壓源∑Vs的基波分量有效值。
由圖4可得整個負(fù)載諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗Z為Z=jωLr+1jωCr1+Re1+jωReCr2=|Z|·ejψ---(15)]]>故諧振電容Cr2的基波電壓有效值UCr2(2)為UCr2(1)=K·ΣUs(1)[1-(ω/ω0)2]2+[(K/Q)(ω/ω0)-(1-K)(K/Q)(ω0/ω)]2---(16)]]>式中Cr——總諧振電容，Cr＝Cr1·Cr2/(Cr1+Cr2)；ω0——特征角頻率，ω0=1/LrCr;]]>Q——諧振網(wǎng)絡(luò)品質(zhì)因數(shù)，Q=ReCr/Lr;]]>K——電容分壓比，K＝Cr1/(Cr1+Cr2)。
則直流輸出電壓Uo為Uo=UCr2(1)2=32π(1-π2m216)·K·k·n·Ud[1-(ω/ω0)2]2+[(K/Q)(ω/ω0)-(1-K)(K/Q)(ω0/ω)]2---(17)]]>當(dāng)將Cr1去掉時(即Cr1為無窮大，K＝1)，可得
Uo=UCr2(1)2=32π(1-π2m216)·k·n·Ud[1-(ω/ω0)2]2+[(1/Q)(ω/ω0)]2---(18)]]>由式(17)、(18)可見，改變開關(guān)頻率ω可以改變輸出電壓Uo；當(dāng)ω≥ω0時，ω增大，Uo降低。該變換器通過頻率調(diào)制(PFM)來調(diào)節(jié)輸出電壓。
再次，該變換器具有能量雙向傳輸功能，即次級直流側(cè)與初級交流側(cè)的能量雙向流動。此時，直流側(cè)可稱為雙E類變換器，同步整流管VS1、VS2以占空比50％交替導(dǎo)通，仍以PFM方式調(diào)節(jié)傳輸能量的大小，只要控制三相全控橋的驅(qū)動脈沖與VS1、VS2的驅(qū)動脈沖同步。當(dāng)只要求能量從交流側(cè)到直流側(cè)傳輸時，兩個同步整流管可用二極管代替，并且可去掉諧振電容Cr1。
最后，由于三個橋臂中點輸出的非對稱方波電壓相位相同，三個變壓器初級電流中的高頻分量相等(初級電流中還含有三相工頻交流輸入分量)。因此，三個交流濾波電容(C1、C2、C3)電壓含有一定的共模紋波電壓，而三相線電壓中共模紋波電壓自然消去，故三相線電壓只有PWM整流帶來的紋波電壓。其三個變壓器初級電感可按通用PWM整流器的要求來選取。為了減小對三相電網(wǎng)的共模干擾，可在輸入端加入共模濾波器，該濾波器的設(shè)計可參考文獻[姜艷姝等.新型PWM逆變器輸出無源濾波器的研究.[J]電機與控制學(xué)報，2005，9(1)5～10]的方法。
本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比具有如下優(yōu)越性①該變換器采用單一的三相全控橋，既實現(xiàn)了PWM整流，又完成了DC/DC隔離變換，控制簡單、可靠性和效率高；②該變換器的隔離變壓器初級電感兼作交流輸入濾波電感，輸入交流濾波電容兼作DC/DC隔離變換的隔直電容，實現(xiàn)了完美的一體化，體積小、成本低；③該變換器屬于諧振式，輸出同步整流管(或二極管)工作在零電壓軟開關(guān)(ZVS)狀態(tài)，降低了電壓應(yīng)力和開關(guān)損耗；④該變換器可實現(xiàn)次級直流側(cè)與初級交流側(cè)的能量雙向傳輸。
下面結(jié)合附圖以最佳實施例詳述本發(fā)明。
圖1為傳統(tǒng)的三相AC/DC隔離式變換器主電路圖；圖2為該一體化三相AC/DC隔離式雙向變換器主電路圖；圖3為該變換器的DC/DC變換的單相等效電路模型；圖4為該變換器的DC/DC變換的整體等效電路圖；圖5為三角波比較法產(chǎn)生的三個橋臂上管的驅(qū)動波形圖。
如圖2所示，該一體化三相AC/DC隔離式雙向變換器，其主電路拓?fù)浞州斎雮?cè)和輸出側(cè)兩部分。輸入側(cè)由六個開關(guān)管(VQ1～VQ6)、三個隔離變壓器(T1、T2、T3)、三個交流濾波電容(C1、C2、C3)和兩個直流母線電容(Cd1、Cd2)構(gòu)成。三個隔離變壓器(T1、T2、T3)各有一個初級繞組(Lp1、Lp2、Lp3)，各有一個次級繞組(Ls1、Ls2、Ls3)或多個。輸出側(cè)由兩個諧振電容(Cr1、Cr2)、直流濾波電容(Co)、兩個濾波電感(Lo1、Lo2)、兩個同步整流管(VS1、VS2)構(gòu)成。
該變換器各元器件的連接關(guān)系是，六個開關(guān)管(VQ1～VQ6)組成三相全控橋，即三個開關(guān)管(VQ1、VQ3、VQ5)的集電極接在一起，連接母線電容(Cd1)的正極，另三個開關(guān)管(VQ2、VQ4、VQ6)的發(fā)射極接在一起，連接母線電容(Cd2)的負(fù)極；VQ1的發(fā)射極連接VQ2的集電極，并作為節(jié)點a，VQ3的發(fā)射極連接VQ4的集電極，并作為節(jié)點b，VQ5的發(fā)射極連接VQ6的集電極，并作為節(jié)點c；Cd1的負(fù)極連接Cd2的正極，并作為中點N。三個交流濾波電容(C1、C2、C3)的一端連在一起，并且連接中點N；C1的另一端連接變壓器(T1)的初級繞組(Lp1)的一端，Lp1的另一端連接節(jié)點a；C2的另一端連接變壓器(T2)的初級繞組(Lp2)的一端，Lp2的另一端連接節(jié)點b；C3的另一端連接變壓器(T3)的初級繞組(Lp3)的一端，Lp3的另一端連接節(jié)點c。三個隔離變壓器(T1、T2、T3)的次級繞組(Ls1、Ls2、Ls3)串聯(lián)，即Ls1的①端[該端與Lp1連接節(jié)點a的那一端為同名端]連接Ls2的②端，Ls2的①端[該端與Lp2連接節(jié)點b的那一端為同名端]連接Ls3的②端，Ls3的①端[該端與Lp3連接節(jié)點c的那一端為同名端]連接諧振電容(Cr2)的一端和同步整流管(VS2)的漏極；Cr2的另一端連接諧振電容(Cr1)的一端和同步整流管(VS1)的漏極，Cr1的另一端連接Ls1的②端。兩個同步整流管(VS1、VS2)等組成倍流整流濾波[或稱為E類變換]網(wǎng)絡(luò)，即兩個同步整流管(VS1、VS2)的源極接在一起，并且連接直流濾波電容(Co)的負(fù)極；兩個濾波電感(Lo1、Lo2)的一端接在一起，并且連接直流濾波電容(Co)的正極；濾波電感(Lo1)的另一端連接同步整流管(VS1)的漏極，濾波電感(Lo2)的另一端連接同步整流管(VS2)的漏極。負(fù)載即與直流濾波電容(Co)并聯(lián)。
參考設(shè)計實例為三相交流輸入相電壓ua、ub、uc＝220VAC±20％，直流輸出電壓Uo＝10～40V，輸出額定功率Poe＝14kW，直流母線電壓Ud＝720～880V(設(shè)定其隨三相輸入電壓大小而變化)；變壓器初級電感Lp1＝Lp2＝Lp2＝1.08mH，次級電感Ls1＝Ls2＝Ls2＝30μH，耦合系數(shù)k1＝k2＝k3＝0.95；交流濾波電容C1＝C2＝C3＝10μF，諧振電容Cr1＝15μF，Cr2＝6μF，直流濾波電感Lo1＝Lo2＝15μH。
權(quán)利要求
1.一種一體化三相AC/DC隔離式雙向變換器，其主電路拓?fù)浞州斎雮?cè)和輸出側(cè)兩部分，輸入側(cè)由六個開關(guān)管(VQ1、VQ2、VQ3、VQ4、VQ5、VQ6)、三個隔離變壓器(T1、T2、T3)、三個交流濾波電容(C1、C2、C3)和兩個直流母線電容(Cd1、Cd2)構(gòu)成；輸出側(cè)由兩個諧振電容(Cr1、Cr2)、直流濾波電容(Co)、兩個濾波電感(Lo1、Lo2)、兩個同步整流管[或二極管](VS1、VS2)構(gòu)成；三個隔離變壓器(T1、T2、T3)各有一個初級繞組(Lp1、Lp2、Lp3)，各有一個次級繞組(Ls1、Ls2、Ls3)或多個；三個開關(guān)管(VQ1、VQ3、VQ5)的集電極接在一起，連接母線電容(Cd1)的正極，并作為直流母線的極，另三個開關(guān)管(VQ2、VQ4、VQ6)的發(fā)射極接在一起，連接母線電容(Cd2)的負(fù)極，并作為直流母線的極；開關(guān)管(VQ1)的發(fā)射極連接開關(guān)管(VQ2)的集電極，并作為節(jié)點a，開關(guān)管(VQ3)的發(fā)射極連接開關(guān)管(VQ4)的集電極，并作為節(jié)點b，開關(guān)管(VQ5)的發(fā)射極連接開關(guān)管(VQ6)的集電極，并作為節(jié)點c；母線電容(Cd1)的負(fù)極連接母線電容(Cd2)的正極，并作為中點N；兩個同步整流管(VS1、VS2)的源極接在一起，并且連接直流濾波電容(Co)的負(fù)極；兩個濾波電感(Lo1、Lo2)的一端接在一起，并且連接直流濾波電容(Co)的正極；濾波電感(Lo1)的另一端連接同步整流管(VS1)的漏極，濾波電感(Lo2)的另一端連接同步整流管(VS2)的漏極；其特征是三個交流濾波電容(C1、C2、C3)的一端連在一起，并且連接中點N(或直流母線的極或極)；交流濾波電容(C1)的另一端連接變壓器(T1)的初級繞組(Lp1)的一端，初級繞組(Lp1)的另一端連接節(jié)點a；交流濾波電容(C2)的另一端連接變壓器(T2)的初級繞組(Lp2)的一端，初級繞組(Lp2)的另一端連接節(jié)點b；交流濾波電容(C3)的另一端連接變壓器(T3)的初級繞組(Lp3)的一端，初級繞組(Lp3)的另一端連接節(jié)點c；三個隔離變壓器(T1、T2、T3)的次級繞組(Ls1、Ls2、Ls3)串聯(lián)，即次級繞組(Ls1)的①端[該端與初級繞組(Lp1)連接節(jié)點a的那一端為同名端]連接次級繞組(Ls2)的②端，次級繞組(Ls2)的①端[該端與初級繞組(Lp2)連接節(jié)點b的那一端為同名端]連接次級繞組(Ls3)的②端，次級繞組(Ls3)的①端[該端與初級繞組(Lp3)連接節(jié)點c的那一端為同名端]連接諧振電容(Cr2)的一端和同步整流管(VS2)的漏極；諧振電容(Cr2)的另一端連接諧振電容(Cr1)的一端和同步整流管(VS1)的漏極，諧振電容(Cr1)的另一端連接變壓器(T1)的次級繞組(Ls1)的②端；還可將諧振電容(Cr1)的兩端短路連接而省去諧振電容(Cr1)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種一體化三相AC/DC隔離式雙向變換器，其主電路由開關(guān)管(VQ
文檔編號H02M7/219GK101071994SQ20061008162
公開日2007年11月14日 申請日期2006年5月10日 優(yōu)先權(quán)日2006年5月10日
發(fā)明者張焱植 申請人:周春香