專利名稱:電力變換器的控制裝置的制作方法
本發(fā)明是涉及電力變換器的控制裝置，尤其是涉及既滿足主電路的半導體元件的最小脈沖寬度的控制、又可改善輸出波形的適用的電力變換器的控制裝置。
以往的電力變換器(inverter或converter)的控制裝置，人們所熟悉的是用斷開或接通主電路半導體元件來進行多次的換流，并調(diào)制控制多個方形波脈沖的脈沖寬度的脈寬調(diào)制(PWM)控制方式。
其例是，如1985年電氣學會全國大會論文集No.502中所述，提出了在三相電路上分別組合6個半導體元件(具有反相阻斷功能的GTO晶體管或二極管和GTO晶體管的串聯(lián)電路)，直流扼流圈、電容器的電流型逆變器系統(tǒng)。其電路構成示于圖1，實現(xiàn)了組成簡單且緊湊的系統(tǒng)。1是三相交流電源，2、6是抑制過電壓用的電容器，3是由6個GTO組成的電流型轉換器(converter)，4是直流扼流圈、5是由6個GTO構成的電流型逆變器(inverter)，7是感應電動機式的負載。
然而，該系統(tǒng)的優(yōu)點是，輸出電壓以往一直謀求正弦波化，所以作為負載7，即使連接通用的電動機，也極少發(fā)生噪音，但存在的問題是，由于輸出電流除非對其采取特殊方法，否則它原來就是矩形波輸出，因此將發(fā)生扭距脈動。
對于這種輸出電流的問題，在特開昭60-98876號公報中，提出了產(chǎn)生脈沖波形，以使輸出成為正弦波狀的方式，其效果很好。
但是，在這個眾所周知的例子中有時也存在著問題。這是在必須進行頻率非常低的電流輸出的情況下發(fā)生的。如圖2所示，為了實現(xiàn)逆變器的等效輸出電流I，要把PWM(脈寬調(diào)制)控制的io這樣的電流指令輸出給某一個相，而電流I在零附近時，脈沖電流指令io的脈沖寬度應該非常狹窄。尤其是在逆變器的輸出頻率相當?shù)偷臅r候，必須在正弦波輸出上，連續(xù)地輸出狹小寬度的脈沖。
但是，一般來說，電力變換器3、5所采用的GTO或晶體管，有一種不得使脈沖寬度比元件額定值更狹窄的最小脈沖寬度的限制，(例如“新驅動電子學”第279頁，電氣書院發(fā)行)，從避免損壞元件的意義來說，約30～100微秒左右是脈沖寬度的極限值。
固此，存在的問題是，盡管電流在低頻輸出時，電流I應該變化，但是脈沖電流i的寬度被限制在上述的極限值上，而不能象i1所示的那樣變化，故輸出電流有一部分不能形成正弦波。這種現(xiàn)象發(fā)生在整個三相輸出的零交叉點附近，由于對其他相也有影響，所以每隔60度電氣角都在其傍邊發(fā)生扭距震動。
以上是以逆變器輸出有關的問題為例加以說明，這一點對于轉換器也可以說是相同的。在這種情況下，轉換器的輸入電流波形每隔60度電氣角就離開正弦波一次，對電源來說，是產(chǎn)生高次諧波電流的原因。
在上述這種使統(tǒng)技術中，沒有考慮電力變換器組成元件的最小脈沖寬度對輸出的影響，電力變換器的輸入輸出波形都存在問題。
又，本申請人以前曾提出過申請，即①美國順序號為2283(電力變換器的控制方法和裝置)，發(fā)明人為H.INABA等，和申請日期為1987年1月12日(提出的優(yōu)先權為日本特愿昭61-2875號)，②美國連續(xù)號2199(脈寬調(diào)制控制型電力變換器的控制裝置)，發(fā)明人為H.INABA等，和申請日期為1987年1月12日(提出的優(yōu)先權為日本特愿昭61-2876號和特愿昭61-2877號)。但都沒有談到電力變換器元件的最小脈沖寬度對輸出的影響。
本發(fā)明的目的，在于提供一種直到頻率極低的范圍為止的能使輸入輸出波形實現(xiàn)正弦波化的電力變換器的控制裝置。
本發(fā)明的特點是，在向進行脈沖寬度控制的電力變換器(逆變器或轉換器)的半導體元件，提供脈沖圖形的脈沖產(chǎn)生裝置中，當脈沖寬度比限制值小的時候，具有為使上述脈沖圖形(pattern)成為規(guī)定函數(shù)而間掉脈沖的功能。
由于根據(jù)規(guī)定條件，對給于電力變換器的半導體元件的脈沖圖形進行疏間，因此電力變換器的輸入輸出波形可成為正弦波，而且電力變換器的輸入輸出，不再受上述半導體元件最小脈沖寬度這一限制的影響。
圖1表示以往的電流型逆變器系統(tǒng)。圖2是用于說明傳統(tǒng)技術上存在的問題的波形圖。圖3是表示本發(fā)明的電力變換器控制裝置的一實施例的整體結構圖。圖4是表示事件算出處理的一實施例的流程圖。圖5是表示事件設定處理的一實施例的流程圖。圖6是起動定時的說明圖。圖7是表示模式選擇處理的實施例的流程圖。圖8是模式說明圖。圖9是時間設定處理的說明圖。圖10是表示信號波形例子的說明圖。圖11是表示事件設定處理的詳細實施例的流程圖。圖12是表示圖5的實施例的詳細流程圖。圖13是表示相位θT進入O≤θT＜60度范圍內(nèi)時圖5的實施例的詳細流程圖。圖14和圖15是分別表示在綜合相位θT＜30度、θT≥30度范圍內(nèi)的例子的波形圖。圖16表示相位θT靠近電氣角60度時的脈沖圖形。圖17表示在各模式中間附近的電力變換元件的點弧順序的實施例。圖18是有關本發(fā)明的其他實施例，表示模式重疊的系統(tǒng)的電力變換元件的點弧順序。圖19是有關其他實施例，模擬地表示電氣角零度附近的電流狀態(tài)。圖20是有關其他實施例，表示模式變化時的脈沖圖形。
以上通過本發(fā)明的實施例。
圖3是表示本發(fā)明的電力變換器控制裝置的實施例的整體結構圖。在圖3中，1是三相交流電源，2是過電壓抑制用的電容器，3是電流型轉換器。31～36是構成其主開關元件的晶體管，4是直流扼流圈，5是電流型逆變器。51～56構成它的主開關元件的晶體管，6是過電壓抑制用的電容器，7是作為負載的一例而表示的感應電動機，8是直流電流檢測器，9是比較一次電流指令i＊1和反饋值i1的比較器，10、11是用于向晶體管31～36、51～56提供脈沖圖形(控制信號)的單片微機(這些單片微機10和11是采用相同硬件結構，因此對它們的詳細說明，主要是以微機10為例的)。
12是提供送給轉換器控制系統(tǒng)的一次電流指令i＊1的端子，13、14是提供送給逆變器控制系統(tǒng)的頻率指令ω＊1和相位指令θ＊的端子，15是用于輸入電源同步信號的信號線。
單片微機10是由以下各部分組成的，即內(nèi)部指令的輸入端口101、內(nèi)部總線102、存放程序和脈沖寬度數(shù)據(jù)表等的只讀存貯器ROM103、用作暫存器或寄存器的隨機存取存貯器RAM104、執(zhí)行運算等的運算器ALU105、為了向輸出端口106輸出由規(guī)定脈沖圖形(事件)所構成的控制信號而進行必要的事件設定的事件設定寄存器107、進行何時啟動該事件的時間設定的時間設定寄存器108、連接和保持這兩個設定寄存器107、108內(nèi)容的保持寄存器109、依次地將該保持寄存器109設定的幾組設定數(shù)據(jù)循環(huán)存放的相聯(lián)存儲器110、輸出實際時間的定時器111、比較該定時器111的時間和相聯(lián)存儲器110內(nèi)的設定時間內(nèi)容、并在它們一致時產(chǎn)生輸出的比較器112、接受來自該比較器112的觸發(fā)并把設定的事件輸出給輸出端口106且加以控制的執(zhí)行控制器113等。
下面說明該實施例的動作。首先以逆變器控制的情況為例加以說明。
圖4是用來求出決定在輸出端口106發(fā)生的事件、即求出用以決定脈沖圖形的數(shù)據(jù)的事件算出處理程序F1000的簡單流程圖。首先，在F1100上從輸入端口101讀出頻率指令ω＊1、相位指令θ＊。當然，該ω＊1和θ＊在單片微機10內(nèi)部計算時，不需要通過該F1100的口讀出。然后，以每一定時間△t1對該頻率指令ω＊1進行積分，再與相位指令θ＊相加，由處理F1200求出綜合相位θT。其次，再通過在F1300的處理求出在將電氣角360度按60度分割后的6種模式中，在這一次求出的綜合相位θT上應輸出哪個模式的脈沖圖形、即求出根據(jù)綜合相位θT所確定的輸出事件。另外，綜合相位θT和6種模式的關系，在本文后面部分加以詳細說明。最后，通過F1400進行如下處理，即參照綜合相位的數(shù)據(jù)表，求出在中斷間隔△t1期間使脈沖圖形發(fā)生變化為止所需的時間tE1n、tE2n。通過這一處理，即可求出兩個寄存器107和108上設定的事件內(nèi)容和事件變化時間這兩項內(nèi)容。
圖5表示把由此求出的兩項內(nèi)容設定在輸出口控制用相聯(lián)存儲器110上的事件設定處理F2000的簡單流程圖。根據(jù)事件算出處理，已確定了該次規(guī)定區(qū)間△t1期間應該消、點弧的晶體管及其時間。但是，如將該數(shù)據(jù)直接向上述相聯(lián)存儲器110調(diào)度，就會出現(xiàn)主晶體管的接通脈沖寬度和斷開脈沖寬度不能滿足元件額定值的情況。因此，在該事件設定處理2000中，首先用F2100檢查脈沖寬度數(shù)據(jù)、對無需進行間掉脈沖控制的時候，就執(zhí)行將事件算出處理F1000求出的應消、點弧的晶體管信息和時間設定在相聯(lián)存儲器110上的一般調(diào)度(schedule)處理F2200。
相反，脈沖寬度比限制值極限小的時候，在F2300重新計算脈沖寬度數(shù)據(jù)，同時還需重新確定應該消、點弧的晶體管，根據(jù)重新確定后的數(shù)據(jù)，向相聯(lián)存儲器調(diào)度，以結束該次的△t1區(qū)間用的處理。另外，本文后部分將對事件設定處理F2000的流程圖進行詳盡說明，并將重點說明間掉脈沖的算法。下面先說明一般調(diào)度處理F2200。
圖6表示兩個處理F1000和F2000以怎樣的時間過程起動。
事件設定處理F2000與每隔△t1所發(fā)生的定時中斷同步起動。另一方面，事件算出處理F1000，是根據(jù)先于定時中斷而產(chǎn)生的第2定時中斷來起動，并且在F2000起動之前結束事件算出處理。其所以在事件設定處理F2000之臨前使事件算出處理F1000結束，是因為設法使F2000能采用最新數(shù)據(jù)的緣故。當然，在允許采用定時中斷間隔的時滯元件時，F(xiàn)1000可以接在F2000之后進行。在這種情況下，中斷判定所需要的時間較短，因此，可以把中斷間隔△t1設定得短些，使變換器能達到高頻化。
根據(jù)該實施例，如果結束規(guī)定事件和時間的設定，則微機10中的相聯(lián)存儲器100將接受輸出口控制，所以主處理器脫離輸出處理。
這樣，每隔一規(guī)定時間△t1起動兩個任務，因此，間掉脈沖的控制也等于每隔△t1執(zhí)行一次。下面用圖7說明處理F1300的脈沖圖形的確定。在該實施例中的逆變器控制的情況下，設法做到每隔電氣角60度使脈沖圖形變化，從而使以360度為一巡回的6組模式反復出現(xiàn)。因此做到了根據(jù)綜合相位θT來選擇以60度為區(qū)間的6組模式M1～M6。圖7就是它的流程圖。當相位θT超出零度～360度以外的領域時，就在F1300的開頭，先進行對360度的加減運算而使θ回到范圍以內(nèi)的范圍檢查。
圖8表示，在模式M1～M6的各個情況下，使其在△t1期間一直點弧的晶體管、在第一事件發(fā)生前點弧然后消弧的晶體管、在第二事件發(fā)生前點弧再消弧的晶體管、以及在第二事件發(fā)生后點弧的晶體管的組合情況。因此，若知道相位θT，就等于得到模式，而且能夠確定應該消、點弧的晶體管。這時(F1300處理結束之時)尚不知道的只是在什么時候進行消、點弧而已。
在這里即意味著，對于點弧，例如在事件設定時在寄存器上設定“1”，對于消弧則設定“0”那樣對各自的晶體管進行輸出指定。
圖9中，說明求出使事件變化的時間的處理(圖4的F1400)。
因為總結性的講，就是最好得到近似于正弦波輸出的波形，因此，在該實施例中，就采用了根據(jù)相位θT，按照與sin θT有120度相位移的sin(θT-120度)、sin(θT-240度)的波峰值之比來分配中斷間隔△t1的方法。就是說，把第1和第2事件發(fā)生(使脈沖圖形變化)之前的時間tE1n、tE2n作為相位θ的函數(shù)，用下式求出，先制成表格，再用相位θT進行檢索。
tE1n＝△t1·sin(θT-240度)，tE2n＝tE1n+△t1·sinθT……(1)該實施例表示電流型逆變器的例子，因此其優(yōu)點是，逆變器僅僅作為使波形成為正弦波用的開關而動作，所以無需制成數(shù)據(jù)表。在用于電壓型逆變器時，需要在表格檢索之后有必要進行包括振幅等在內(nèi)的數(shù)據(jù)加工。
圖10表示動作模式和加給晶體管51～56的口輸出信號S51～S56的一個例子。
模式中電氣角方面出現(xiàn)的偏移，是因為定時中斷間隔△t1對于頻率指令ω＊1不同步而產(chǎn)生的。為要消滅這種現(xiàn)象，必須進行控制，根據(jù)ω＊1使△t1可變。
圖11表示，以該圖模式1的開始部分為例，使事件設定處理具體化的流程圖。如上所述，圖5的F2200，用環(huán)形組成方式作了簡單說明，但是實際上的處理是如圖11所示，串聯(lián)地經(jīng)過數(shù)個步驟的處理。
圖11的流程圖，表示從圖10的時間t0到t0+△t1為止的1個定時中斷期間的事件設定處理。首先當在時間t0上發(fā)生中斷時，為了能向在F2410的模式1中一直點弧的晶體管55(參見圖8)和只在第1事件發(fā)生之前點弧的晶體管53，立即傳送點弧信號，則在F2410，就各個晶體管分別進行事件設定和時間設定的兩組設定。即進行事件設定，以使與晶體管55和53對應的口3和5上產(chǎn)生“1”，然后，作為時間設定，把規(guī)定時間td加在現(xiàn)在的時間to上，設定于規(guī)定的寄存器內(nèi)。這時，因為會立刻點弧，所以作為此時的時間td，應該盡量選擇較小值。這樣，把事件和時間置于相聯(lián)存儲器110中，接著，經(jīng)過td之后，就等于有計劃地把“1”信號輸出給晶體管55和53。
在此，付加有規(guī)定時間td的理由如下，即把事件置于相聯(lián)存儲器后，一直到被讀出為止，必然要經(jīng)過一些時間。因此，不增加該時間td僅將現(xiàn)在時間to置入，是不可能在比較器112上獲得一致，從而也不可能把該事件送給輸出口106的。
設想在F2420上相位指令θ＊突然變化等的模式可能與前一次不同，而進行在這種模式下應該處于消弧狀態(tài)的晶體管的消弧確認處理。處理是采用與F2410相同的相聯(lián)存儲器110，但是由于在這里事件是屬于消弧的，故應進行事件設定以使口1、2、4、6上產(chǎn)生“0”。
在F2430進行晶體管53在時間to+tE1n上消弧的這種調(diào)度處理。事件是向口3輸出“0”，時間是置入to+tE1n。假如td是某種程度的較大值，則此時等于在同一定時中斷內(nèi)，間斷地把幾個事件向1個輸出口調(diào)度。
在F2440中，進行晶體管51的點弧調(diào)度設定，以取代晶體管53的消弧。
在此，把晶體管53的消弧和晶體管51和點弧設定為同一時間，但是為了避免過電壓，在電流型逆變器上使“1”期間重疊，而在電壓型逆變器上因為形成非重疊期間，也可以考慮在F2430和F2440上改變tE1n的時間。
然后繼續(xù)進行在第2事件發(fā)生點t1+tE2n上晶體管51消弧的調(diào)度(F2450)、晶體管52點弧的調(diào)度(F2460)。
象這樣算出相位θT，根據(jù)該θT來確定應該消弧的晶體管，再依據(jù)相位θT確定消、點弧的時間，最后每隔規(guī)定時間△t1進行一次使應該消、點弧的晶體管及其時間成對地編排調(diào)度的處理。
下面就本發(fā)明的重點即圖5示出的事件設定處理F2000進行說明。
圖12表示圖5的詳細流程圖。與圖11相同，以相位θT處于0≤θT＜60度范圍內(nèi)的情況為例，用圖13加以說明。首先在圖13中的E2001判定綜合相位θT是在60度區(qū)間的前半部分或后半部分。若0≤θT＜30度，則具有必須執(zhí)行間掉脈沖的可能性的晶體管不是53，而是51。然后，在E2002把(tE2n-tE1n)、即晶體管51接通的時間與限制值極限相比較。如果(tE2n-tE1n)≥極限值，則在該△t1區(qū)間可以不間掉脈沖，因此可以執(zhí)行圖11說明的一般調(diào)度E2003～E2005。
在處理E2002上判定為(tE2n-tE1n)＜極限值時，在E2006對(tE2n-tE1n+殘差)和極限值進行比較。這里所說的殘差，就是指到前一次△t1期間為止產(chǎn)生的極限值以下的脈沖寬度累計值。
若在處理E2006上(tE2n-tE1n+殘差)＞極限值，則等于達到了能把極限值以下的脈沖寬度累計值作為點弧脈沖加給晶體管的脈沖寬度，所以，首先在處理E2007上重新把殘差必寫成(tE2n-tE1n+殘差-極限值)，在E2008上把圖9已求出的tE1n值改寫成(tE2n-極限值)，確保極限值部分的時間作為tE2n，然后執(zhí)行E2003～E2005的調(diào)度。在處理E2006上，當(tE2n-tE1n+殘差)＞極限值時，就必須間掉送給晶體管51的脈沖。因此，使晶體管53點弧之后，選擇并非一般調(diào)度途徑E2003～E2005的途徑以使晶體管52而不是51點弧。首先在E2009上形成新的殘差，執(zhí)行處理E2010，然后馬上使晶體管53、55點弧，并且把其他的晶體管全部消弧。接著，在處理E2001上，進行不讓晶體管51點弧、并把晶體管53的消弧推遲到晶體管52點弧為止的調(diào)度。推遲消弧的方法，是通過把事前求出的tE1n值改寫成tE2n來實現(xiàn)的。
在判定E2001上，若θT≥30度，就有可能必須對送給晶體管53的脈沖輸出進行疏間。在判定E2012上，如果不是tE1n＜極限值，則加給晶體管53的脈沖寬度是足夠的，所以選擇處理E2003～E2005的產(chǎn)生一般脈沖的調(diào)度。
如果tE1n＜極限值，那么就在下一判定E2013上對(tE1n+殘差)和極限值進行比較。若(tE1n+殘差)≥極限值，則累計的脈沖超過極限值以上，所以可以實現(xiàn)極限寬度的脈沖輸出。因此，在處理E2014上進行殘差的更新，把處理E2015上已經(jīng)計算的tE1n值改寫成極限值，然后進行E2003～E2005的調(diào)度。
在判定E2013上，當(tE1n+殘差)＜極限值時，就必須間掉送給晶體管53的脈沖輸出。在處理E2016上更新殘差，然后在處理E2017上設立對晶體管55和51馬上點弧的調(diào)度，并且使其他晶體管均消弧。所以就等于間掉了送給晶體管53的脈沖。最后在處理E2018上安排晶體管51的消弧定時和晶體管52的點弧定時，以結束處理。
就是說，通過處理E2003～E2005的4個途徑中，途徑1E2001→E2002→E2003→E2004→E2005，途徑2E2001→E2012→E2003→E2004→E2005，是和間掉脈沖完全無關的一般調(diào)度;而途徑3E2001→E2002→E2006→E2007→E2008→E2003→E2004→E2005，途徑4E2001→E2012→E2013→E2014→E2015→E2003→E2004→E2005，是通過對時間數(shù)據(jù)tE1n進行改寫的一般調(diào)度。
另外，途徑5E2001→E2002→E2006→E2009→E2010→E2011，和途徑6E2001→E2012→E2013→E2016→E2017→E2018，這兩個途徑是間掉脈沖的路線。
圖14表示綜合相位θT＜30度范圍的例子，圖15表示θT≥30度范圍的例子。兩個圖都表示，(a)是不考慮晶體管最小脈沖寬度而產(chǎn)生脈沖的理想場合，(b)是到前一次為止的脈沖累計值超過限制值極限而產(chǎn)生綜合脈沖的場合，(c)是到前一次為止的脈沖累計值因尚未達到限制值不能產(chǎn)生綜合脈沖而間掉脈沖的場合下的圖形例。
圖14中，(a)相當于途徑1，(b)相當于途徑3，(c)相當于途徑5;在圖15中，(a)相當于途徑2，(b)相當于途徑4，(c)相當于途徑6。
圖16表示相位θT是靠近電氣角60度的脈沖圖形例。很清楚，送給晶體管53的脈沖越接近60度則被間掉的越多，并在維持最小脈沖寬度限制的同時，實現(xiàn)了正弦波。在該圖中，A的范圍相當于執(zhí)行了途徑2，B的范圍相當于執(zhí)行了途徑4，其他部分相當于執(zhí)行了途徑6。
這里，以相位θT處于0～60度的區(qū)間為例，通過圖11和圖13進行了說明，但是，θT處于其他范圍內(nèi)時，象圖8所示的那樣，必須根據(jù)θT值，變換應該消、點弧的晶體管，這是不言而喻的。因此，象圖13示出的事件設定處理E2000那樣的處理，還有其他5種(圖12的E2100、E2200、E2300、E2400、E2500)。即，如圖17所示，在改換模式的附近(圖中用箭頭表示)間掉脈沖。另外，圖中的◎～③表示不間掉脈沖的范圍內(nèi)(模式的中間附近)的晶體管點弧順序。即，◎是經(jīng)常點弧的，①是點弧到第1事件發(fā)生為止的，②是從發(fā)生第1事件點弧到發(fā)生第2事件為止的，③是從發(fā)生第2事件點弧到發(fā)生第3事件為止的。
根據(jù)本發(fā)明的實施例，可以在不受采用逆變器輸出的電力變換元件的最小脈沖寬度的限制下，到頻率極低的范圍為止得到正弦波。因此，如果在電流型逆變器上采用本發(fā)明實施例，將發(fā)揮直接大幅度降低負載即感應電動機7的扭距震動的效果，即使用于電壓型逆變器，也具有降低扭距震動的效果。
圖18～圖20表示本發(fā)明的其他實施例。在圖17的例子中，明確地按照每個電氣角60度變換模式，并在該模式兩端使脈沖疏間動作。
另外，在圖18的例子中，是對模式重疊的系統(tǒng)(例如，在模式M1和模式M2變換期間，存在著兩模式混合的模式M12)，采用疏間。因此，脈沖疏間是在該圖(圖18)中箭頭表示的附近動作。
圖19模擬表示電氣角零度附近的電流狀態(tài)。即，模式M6動作到A附近，移向模式61，當達到B附近時，則模式M6一側的被固定為最小脈沖寬度的脈沖，在間掉脈沖時被輸出，當脈沖寬度的累計值達到限制值時(不間掉脈沖時)，模式M1動作(輸出模式1中被固定為最小脈沖寬度的脈沖)。因此，從B起，越接近時間“0”，累計值達到限制值的間隔就越短，模式1的發(fā)生次數(shù)增多，在時間“0”上模式1和模式M6的發(fā)生比率相等。
相反，若超過時間“0”，則與前面相反，疏間的對象變成模式M6。就是說，脈沖寬度的累計值在達到限制值以前(間掉脈沖的狀態(tài))，脈沖寬度被固定在最小脈沖寬度的模式M1被輸出，當累計值達到限制值時(不間掉脈沖的狀態(tài))，輸出脈沖寬度被固定在最小脈沖寬度的模式M6。
圖20表示從模式1移向模式M2時，用該方法發(fā)生的脈沖圖形。這時，作為逆變器的頻率指令，表示了6Hz的結果，所以模式1和模式M2混合的時間較短。
從原理上講，該方式具有能把輸出順利地控制到穿過零時極性相反的效果。
另一效果是，如果把本發(fā)明用于轉換器，則相反，在交流一側，即電源一側的波形基本上完全實現(xiàn)了正弦波化，所以能夠實現(xiàn)高次諧波電源不會流到進相電容器等外部設備上的干凈的交直流變換器。
上述的實施例，表示了把sin函數(shù)用于計算脈沖寬度數(shù)據(jù)值tE1n、tE2n的例子，在這種情況下，計算殘差時只通過累計就能實現(xiàn)正弦波脈沖疏間。
另外一種方法是，通過比較三角波形的載波和由直線調(diào)制的調(diào)制波，求出脈沖寬度數(shù)據(jù)tE1n、tE2n。在這種方法中采用本實施例的脈沖疏間，計算殘差時如果不是單純的累計，而進行加權累計，就能得到輸出的正弦波化。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明，在脈沖產(chǎn)生上能夠等效地避免電力變換用元件的最小脈沖寬度的影響，因此能到頻率極低的范圍為止，使電力變換器的輸入輸出成為正弦波。
權利要求
1.一種電力變換器的控制裝置，其特征在于在具備由多個主電路半導體元件組成的電力變換器和把脈沖圖形送給該電力變換器的半導體元體的脈沖產(chǎn)生裝置中，該脈沖產(chǎn)生裝置具有當脈沖寬度比限制值小時，間掉脈沖使上述脈沖圖形成為規(guī)定函數(shù)的功能。
2.根據(jù)權利要求
1所述的控制裝置，其特征在于上述函數(shù)表示為正弦曲線。
3.根據(jù)權利要求
1所述的控制裝置，其特征在于上述函數(shù)是一次函數(shù)。
4.根據(jù)權利要求
1所述的控制裝置，其特征在于上述脈沖寬度的限制值是上述主電路半導體元件的最小脈沖寬度。
5.根據(jù)權利要求
1所述的控制裝置，其特征在于上述電力變換器是逆變裝置。
6.根據(jù)權利要求
1所述的控制裝置，其特征在于上述電力變換器是轉換裝置。
7.根據(jù)權利要求
1所述的控制裝置，其特征在于上述脈沖產(chǎn)生器具備有預先依次調(diào)度產(chǎn)生上述脈沖圖形的時間的相聯(lián)存儲器，輸出實際時間的定時器，以及比較實際時間和脈沖圖形的時間、讀出與時間對應的脈沖圖形，并送給電力變換器的半導體元件的裝置。
8.根據(jù)權利要求
1所述的控制裝置，其特征在于上述脈沖產(chǎn)生裝置的組成是每隔規(guī)定的電氣角區(qū)分模式并反復進行以提供脈沖圖形。
9.一種電力變換器的控制裝置，其特征在于在具有由多個主電路半導體元件組成的電力變換器，和每隔規(guī)定的電氣角，區(qū)分模式并向該電力變換器的半導體元件提供脈沖圖形的脈沖產(chǎn)生裝置中，脈沖產(chǎn)生裝置具有在脈沖寬度比限制值小時間掉脈沖使上述脈沖圖形成為規(guī)定函數(shù)的功能，以及在脈沖寬度比限制值小時使上述模式重疊，以提供脈沖圖形的功能。
專利摘要
為進行脈沖寬度控制的電力變換器(逆變器或轉換器)的半導體元件提供脈沖圖形的脈沖產(chǎn)生裝置(由微機等組成)，具有在脈沖寬度比限制值小時，間掉脈沖以使脈沖圖形成為規(guī)定函數(shù)的功能。
文檔編號H02M5/45GK87107172SQ87107172
公開日1988年5月4日 申請日期1987年10月24日
發(fā)明者稻∴博美, 島清哉, 安藤武喜, 黑沢俊明, 三井宣夫 申請人:株式會社日立制作所導出引文BiBTeX, EndNote, RefMan