專利名稱：波形均衡器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種波形均衡器，適合用于記錄和重放數(shù)字信息信號(hào)的設(shè)備；更具體地說，是涉及一種能夠防止由于重放信號(hào)特性造成標(biāo)記系數(shù)收斂延遲和由于確定誤差的增加造成系數(shù)收斂的波形均衡器。
一種用作波形均衡器的常規(guī)的橫向?yàn)V波器自動(dòng)地控制具有與信號(hào)周期相等的內(nèi)標(biāo)記延遲的延遲元件的標(biāo)記系數(shù)。該濾波器就其所屬的非周期類型而言基本上是穩(wěn)定的。
在一種通過部分響應(yīng)方法記錄和重放數(shù)字信息信號(hào)的磁記錄和重放設(shè)備中，也可以用一種由橫向?yàn)V波器構(gòu)成的波形均衡器。在這種濾波器中，所重放的數(shù)字信息信號(hào)根據(jù)濾波器的輸出與其估計(jì)值之差而被自適應(yīng)地調(diào)整，以抑制重放數(shù)字信息信號(hào)的碼元間干擾，通過將輸出變換到預(yù)定三進(jìn)制值之一得到該估計(jì)值。濾波器的輸出再通過一個(gè)碼元解碼器(例如維特比解碼器)和一個(gè)誤差校正裝置(例如RS即Reed Solomon解碼器)。
在上述磁記錄和重放設(shè)備的重放電路中，如圖7所示，借助于安裝于旋轉(zhuǎn)磁鼓(未示出)上的磁頭H掃描一帶狀記錄介質(zhì)T(此后稱為磁帶)得到的一個(gè)重放的信號(hào)，被一個(gè)預(yù)放大器(PA)1放大到一個(gè)預(yù)定電平，其噪聲分量則被一個(gè)濾波器2去除。濾波后的信號(hào)被一個(gè)模數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換器3轉(zhuǎn)換為一個(gè)數(shù)字信號(hào)。在一個(gè)DC控制器4中，對該數(shù)字信號(hào)設(shè)置一直流(DC)電平，而電平調(diào)整后的數(shù)字信號(hào)作為一重放后的數(shù)字信息信號(hào)被提供給波形均衡器E。
波形均衡器E包括延遲電路11-14，其用于順序地延遲和輸出反饋到波形均衡器E的數(shù)字信息信號(hào)；乘法器15-19用于將所重放的數(shù)字信息信號(hào)和延遲電路11-14的輸出乘上低通數(shù)字濾波器(LPF)36-40的輸出，該低通數(shù)字濾波器將在后面說明；一加法器20用于將乘法器15-19的輸出加到一起并將結(jié)果輸出作為一均衡后的輸出信號(hào)；一確定電路F用于通過將加法器20的輸出與預(yù)定閾值比較而虛擬地確定數(shù)字信息信號(hào)的值；一誤差計(jì)算電路G用于通過計(jì)算虛擬確定電路F的輸出和加法器20的均衡后輸出信號(hào)之差將均衡后輸出信號(hào)相對于其預(yù)期值的幅值誤差輸出；乘法器31-35用于將幅值誤差與所重放的數(shù)字信息信號(hào)以及延遲電路11-14的輸出相乘；以及LPF36-40用于將乘法器31-35的輸出進(jìn)行低通濾波。
在將所重放的數(shù)字信息信號(hào)與延遲電路11-14的輸出乘上誤差計(jì)算電路G的幅值誤差時(shí)，因?yàn)樵摲嫡`差是由虛擬確定電路F和誤差計(jì)算電路G的運(yùn)行而產(chǎn)生的，則在幅值誤差中就會(huì)出現(xiàn)延遲。因此，在從DC控制器4來的信號(hào)路徑中就加了一個(gè)延遲(未示出)，而在乘法器31-35中則加入了延遲電路11-14，由此使乘法器的乘法定時(shí)(即幅值誤差)和被乘數(shù)(即DC控制器4的輸出)以及延遲電路11-14同步。
在這種連接中，可以分別對DC控制器4的輸出配置延遲元件，延遲電路11-14或延遲14的輸出可以對乘法器31-35順序提供延遲。
從DC控制器4來的所重放的數(shù)字信息信號(hào)被延遲電路11-14依次延遲一個(gè)預(yù)定的量，然后所重放的數(shù)字信息信號(hào)和延遲電路11-14的輸出在乘法器15-19中被乘上LPF36-40的輸出，由此從乘法器15-19中得到被標(biāo)記系數(shù)加權(quán)后的輸出。乘法器15-19的乘法結(jié)果再在加法器中加到一起，以形成易在有各種值的信號(hào)波形中被分辨出來的形狀，以得到其二進(jìn)制數(shù)字信息信號(hào)。換言之，在原始數(shù)字信息信號(hào)波形被碼元間的干擾再抑制時(shí)，沖突的波形中的碼元間干擾分量通過加入根據(jù)LPF35-40的系數(shù)所得到的加權(quán)的乘法結(jié)果而進(jìn)行的波形均衡被抑制。
加法器20的輸出送到虛擬確定電路F和誤差計(jì)算電路G。虛擬確定電路F通過將輸出與預(yù)定信號(hào)電平(即為例如-1,0,1這樣的三進(jìn)制值之一的預(yù)期值)比較來確定加法器20的輸出的預(yù)期值。確定的結(jié)果提供給誤差計(jì)算電路G，其計(jì)算加法器20輸出與預(yù)期值之間的幅值差或誤差，并將該值提供給乘法器31-35。
乘法器31-35將原始信號(hào)(即所重放的數(shù)字信息信號(hào))和其延遲后的信號(hào)(其定時(shí)已被延遲元件所調(diào)整，如上所述)分別乘上幅值誤差。通過執(zhí)行將均衡誤差(即均衡后的輸出信號(hào)的幅值誤差)與未均衡的輸入信號(hào)在乘法器31-35的相乘運(yùn)算，就得到了用于均衡所重放數(shù)字信息信號(hào)的標(biāo)記系數(shù)。通過將所重放的數(shù)字信息信號(hào)和其延遲信號(hào)乘上標(biāo)記系數(shù)來抑制其中的碼元間干擾，從而實(shí)現(xiàn)所重放數(shù)字信息信號(hào)中的波形均衡。
對于波形均衡器用于例如重放用部分響應(yīng)方法記錄在磁記錄介質(zhì)上的視頻信號(hào)并將視頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)的磁重放設(shè)備，已經(jīng)提出了一種磁重放設(shè)備(在日本公開的未決申請No.5-102793中公開)，其具有一根據(jù)預(yù)均衡器特性對所重放信號(hào)執(zhí)行簡化均衡的濾波器，其不需要作為自適應(yīng)均衡器的數(shù)字濾波器的各標(biāo)記系數(shù)初始值，并能得到穩(wěn)定的快速操作；和一個(gè)自動(dòng)均衡電路(在日本公開的未決申請No.5-291879中公開)，用于自動(dòng)調(diào)整用于根據(jù)輸入信號(hào)的失真對數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)通信或記錄設(shè)備解調(diào)制的均衡器的標(biāo)記系數(shù)，其能夠由一個(gè)模擬電路來實(shí)現(xiàn)。
但是，在上述的波形均衡器中，如果濾波器的標(biāo)記系數(shù)的初始值不合適或由于輸入信號(hào)的頻率特性變差導(dǎo)致碼元間干擾變得嚴(yán)重，重放信號(hào)的確定值就會(huì)導(dǎo)致一個(gè)誤差值并最終發(fā)散。
例如，當(dāng)如圖8A所示的一個(gè)數(shù)字信息信號(hào)輸入到波形均衡器中時(shí)，該數(shù)字信息信號(hào)就被均衡為如圖8B所示的其中一種情況。
在圖8C中，在波形均衡前的信息信號(hào)的采樣值被標(biāo)以負(fù)方向，而波形均衡后的信息信號(hào)的采樣值被標(biāo)以正方向。采樣值相應(yīng)于+1或-1?？梢钥闯鼍馇暗牟蓸又挡⒉煌耆c均衡后的采樣值一致。換言之，不匹配的采樣值是那些由于確定值的發(fā)散而被誤識(shí)別為+1和-1的值。結(jié)果，如圖8C所示得到的信息信號(hào)的視覺圖形就收斂為一個(gè)有誤差的值，如圖9A和9B所示，其中圖9A所示是一個(gè)未均衡的重放數(shù)字信息信號(hào)的視覺圖形，而圖9B所示是一個(gè)其確定值收斂為誤差值的均衡后的視覺圖形。
大多數(shù)橫向?yàn)V波器常規(guī)上是由模擬電路構(gòu)成的，每個(gè)都包括多個(gè)延遲電路，這些延遲電路一般都具有彼此不同的時(shí)間延遲。在這種情況下，就需要調(diào)節(jié)個(gè)別均衡器的響應(yīng)，在一些情況下，需要在濾波器之前安裝一個(gè)附加的可調(diào)節(jié)均衡器，結(jié)果電路的體積變大，其調(diào)節(jié)也變得復(fù)雜了。
在對具有數(shù)十兆赫傳送速率的信號(hào)進(jìn)行均衡時(shí)，因?yàn)楫a(chǎn)生數(shù)個(gè)納秒單位的采樣選通脈沖以采樣信號(hào)波形，所以需要精確地調(diào)節(jié)產(chǎn)生選通脈沖的位置，這是一件麻煩的事情。
在采用Viterbi解碼器的用部分響應(yīng)方法記錄和重放數(shù)字信息信號(hào)的傳送系統(tǒng)中，本發(fā)明的發(fā)明者最近提出了一種波形均衡器，其采用橫向?yàn)V波器來采樣和去除由于傳送信道失真而由用于Viterbi解碼的位時(shí)鐘產(chǎn)生的波形誤差，但是，其并未公開任何解決上述問題的方法(參見日本公開的未決申請No.6-303099)。
通過對均衡器本身性能的改進(jìn)可以得到更好的均衡結(jié)果。此外，還可以考慮根據(jù)專用于Viterbi解碼的電路確定的結(jié)果進(jìn)行所重放信號(hào)的確定，以達(dá)到更好地均衡的目的；但是，對未均衡輸入信號(hào)的Viterbi解碼也不保證正確的結(jié)果。換言之，因?yàn)樵趯χ胤判盘?hào)的波形均衡后由Viterbi解碼的結(jié)果來實(shí)現(xiàn)延遲控制，一些信息可能被抹去。這樣就不能保證對均衡前的重放信號(hào)進(jìn)行有效的確定。
還有，在Viterbi解碼器中，需要在峰值檢測確定最可能真實(shí)的值之前保持確定的結(jié)果，而且因此需要相當(dāng)大的存儲(chǔ)器。這樣系統(tǒng)的價(jià)格就很高而且其結(jié)構(gòu)和控制也變得復(fù)雜了。
更具體地說，在對部分響應(yīng)4級(jí)類型的數(shù)字信息信號(hào)波形均衡時(shí)使用2比特?cái)?shù)字延遲相關(guān)關(guān)系的傳送路徑中，分別使用了兩個(gè)存儲(chǔ)器來執(zhí)行對信息信號(hào)值按1比特間隔分辨，這樣可以減少與存儲(chǔ)器存取相關(guān)的費(fèi)用。但是，根據(jù)這一方法，要在均衡前確定信號(hào)合適的數(shù)字值可能是困難的。
還有，在Viterbi解碼和確定電路中，因?yàn)閷?shù)字信息信號(hào)進(jìn)行虛擬確定所用的閾值電平被設(shè)為與那些用于確定最終數(shù)字值的閾值電平相等，所以微弱的輸入信號(hào)可能不會(huì)被波形均衡。
磁重放系統(tǒng)(日本公開的末決申請No.5-102793)或自動(dòng)均衡器(日本公開的未決申請No.5-291879)并未對上述問題提供解決方案。
因此，本發(fā)明的目的就是要提供一種能夠解決上述問題的設(shè)備。
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供了一種波形均衡器，其采用一通過加和加權(quán)值來抑制所傳送的數(shù)字信息信號(hào)的碼元間干擾的橫向?yàn)V波器，所述加權(quán)值通過將傳送的數(shù)字信息信號(hào)及其延遲信號(hào)乘上標(biāo)記系數(shù)而得到，每個(gè)標(biāo)記系數(shù)為自適應(yīng)控制，這種波形均衡器包括一虛擬確定電路，用于虛擬確定橫向?yàn)V波器輸出中的可能真實(shí)的數(shù)字信息信號(hào)；一誤差計(jì)算電路，用于輸出一根據(jù)虛擬確定結(jié)果計(jì)算出的幅值誤差結(jié)果；一保持和選擇電路，用于保持和選擇所傳送的數(shù)字信息信號(hào)及其延遲信號(hào)；和一更新電路，用于將誤差計(jì)算電路輸出的幅值誤差乘上保持和選擇電路來的輸出信號(hào)，以由此根據(jù)乘法結(jié)果更新橫向?yàn)V波器的標(biāo)記系數(shù)，其中虛擬確定電路通過基于所傳送數(shù)字信息信號(hào)間相關(guān)關(guān)系的峰值檢測來虛擬確定可能真實(shí)的數(shù)字信息信號(hào)的值，而誤差計(jì)算電路根據(jù)虛擬確定的結(jié)果得到幅值誤差。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供了一種波形均衡器，其中，本發(fā)明第一方面的虛擬確定電路響應(yīng)所傳送的數(shù)字信息信號(hào)的電平或是其頻率特性自適應(yīng)地確定閾值以虛擬確定可能真實(shí)的數(shù)字信息信號(hào)。
根據(jù)本發(fā)明的第三方面，提供了一種根據(jù)本發(fā)明第一和第二方面的波形均衡器，其中所傳送的數(shù)字信息信號(hào)是由采用碼元間干擾的部分響應(yīng)方法傳送的。
根據(jù)本發(fā)明的第四方面，提供了一種根據(jù)本發(fā)明第一到第三方面的波形均衡器，其中所傳送的數(shù)字信息信號(hào)是一個(gè)重放的數(shù)字信息信號(hào)，其由一用于記錄和重放數(shù)字信息信號(hào)的信息信號(hào)記錄/重放設(shè)備產(chǎn)生。
根據(jù)本發(fā)明的第五方面，提供了一種根據(jù)本發(fā)明第一到第三方面的波形均衡器，其中所傳送的數(shù)字信息信號(hào)是一個(gè)重放的數(shù)字信息信號(hào)，其由一用于從記錄有數(shù)字信息信號(hào)的記錄介質(zhì)中重放數(shù)字信息信號(hào)的信息信號(hào)重放設(shè)備產(chǎn)生。
根據(jù)本發(fā)明的第六方面，提供了一種根據(jù)本發(fā)明第一到第三方面的波形均衡器，其中所傳送的數(shù)字信息信號(hào)是由一用于接收和重放由頻帶傳送所發(fā)送的數(shù)字信息信號(hào)的信息信號(hào)接收設(shè)備或信息信號(hào)傳送/接收設(shè)備接收的數(shù)字信息信號(hào)。
本發(fā)明的上述和其它目的及特征通過下面結(jié)合附圖對優(yōu)選實(shí)施例的說明將更為明顯，其中


圖1是根據(jù)本發(fā)明的波形均衡器的方框圖；圖2是圖1所示波形均衡器中的虛擬確定電路和誤差計(jì)算電路的方框圖；圖3是圖1所示波形均衡器中的保持和選擇電路的方框圖；圖4A到4D說明了虛擬確定電路的操作；圖5A到5C描繪了由本發(fā)明的波形均衡器重放的數(shù)字信息信號(hào)的波形圖；圖6A到6B提供了由本發(fā)明的波形均衡器得到的所重放的數(shù)字信息信號(hào)的視覺圖形。
圖7提供了常規(guī)波形均衡器的方框圖；圖8A到8C給出了解釋常規(guī)波形均衡器中所用算法的波形圖。
圖9A和9B是由常規(guī)波形均衡器得到的所重放的數(shù)字信息信號(hào)的視覺圖形。
下面，參考附圖對本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行說明。與上面所述相同的標(biāo)號(hào)用來指代與上面所述相同的部分，其解釋將被省略。
根據(jù)本發(fā)明的波形均衡器用一種Viterbi解碼的峰值檢測算法確定一可能真實(shí)的數(shù)字信息信號(hào)，從而進(jìn)行波形均衡。如圖1所示，通過例如一磁頭H掃描一帶狀記錄介質(zhì)T而得到的重放信號(hào)通過預(yù)放大器(PA)1、一濾波器2、一A/D轉(zhuǎn)換器3和一DC控制器4提供給波形均衡器A。
本發(fā)明的波形均衡器A包括延遲電路11-14，用于將提供給波形均衡器A的重放數(shù)字信息信號(hào)順序延遲一個(gè)預(yù)定量；一保持和選擇電路D，用于保持和選擇重放數(shù)字信息信號(hào)以及各延遲電路11-14的延遲輸出；乘法器15-19，用于將延遲電路11-14的輸出和重放數(shù)字信息信號(hào)分別乘上低通濾波器(LPF)36-40的輸出；一加法器20，用于將乘法器15-19的輸出加在一起；一虛擬確定電路B，用于根據(jù)加法器20的輸出虛擬確定一數(shù)字信息信號(hào)值；一誤差計(jì)算電路C，用于將加法器20的輸出與根據(jù)虛擬確定電路B的確定結(jié)果計(jì)算出的其預(yù)期值之間的幅值誤差輸出；乘法器31-35，用于將誤差計(jì)算電路C的幅值誤差乘上由保持和選擇電路D選擇的信號(hào)值；以及LPF36-40，用于將乘法器31-35的輸出積分，由此輸出其低通濾波后的分量到乘法器15-19。
與圖7所示常規(guī)的橫向?yàn)V波器或波形均衡器E相對照，本發(fā)明的波形均衡器A包括虛擬確定電路B和誤差計(jì)算電路C，它們是對相應(yīng)的常規(guī)電路F和G的改進(jìn)，此外還提供了保持和選擇電路D。還有，如同在常規(guī)橫向?yàn)V波器中的那樣，在波形均衡器A中提供了延遲元件(未示出)，以補(bǔ)償在保持和選擇電路D與其輸入之間的幅值誤差的處理延遲。
從加法器20來的被均衡的輸出信號(hào)提供給虛擬確定電路B和誤差計(jì)算電路C并提供給一個(gè)發(fā)送器(未示出)以將其傳送到一個(gè)數(shù)字信號(hào)處理器等類似的裝置中。數(shù)字信號(hào)處理器對從橫向?yàn)V波器輸出的數(shù)字均衡輸出信號(hào)確定一個(gè)二進(jìn)制值；在被確定的信號(hào)上進(jìn)行重放操作，如誤差校正和去重排(deshuffling)等等；然后將重放的數(shù)字信息信號(hào)中所包含的視頻和音頻信息重組。
參考圖2，說明了虛擬確定電路B和誤差計(jì)算電路C，其包括三個(gè)(例如+1、0和-1)電平的確定電路21、24和27和相應(yīng)數(shù)目的減法器22、25和28以及鎖存器23、26和29。虛擬確定電路B將來自加法器20的均衡輸出信號(hào)與由先前采樣值確定的閾值比較，以由此虛擬確定所述均衡輸出信號(hào)的值為+1、0和-1之一。響應(yīng)虛擬確定結(jié)果，一開關(guān)SW6被控制以選擇鎖存器23、26和29的輸出之一和減法器25的輸出。
現(xiàn)在以圖8A所示的重放信號(hào)的間隔AA為參照來說明虛擬確定電路B的操作。為方便起見，間隔AA在圖4A到4D中被示意性地放大了。假定在間隔AA中要被重放的數(shù)字信號(hào)為…1100010011110001…，如圖4A所示，由于磁記錄和重放系統(tǒng)以及橫向?yàn)V波器具有1-D的傳遞特性(1比特延遲和減法運(yùn)算器)，于是就得到…10(-1)00l(-1)01000(-1)001…。(-1)是受碼元間干擾影響的信號(hào)。
按部分響應(yīng)方法對數(shù)字信息信號(hào)編碼的傳遞函數(shù)為1/1-D2，它可被分解為1/(1-D)(1+D)，其中(1-D)對應(yīng)于重放過程中的微分特性。換言之，重放信號(hào)用(1-D)函數(shù)來處理，由此得到…10(-1)001(-1)01000(-1)001…，盡管在此未作解釋，波形均衡后的信息信號(hào)用(1+D)(1比特延遲和加法)來處理并被解碼。
如圖4B所示，如果重放信號(hào)在每個(gè)預(yù)定時(shí)間(1)至(16)被采樣，且在定時(shí)(1)的預(yù)采樣結(jié)果確定為-1，對定時(shí)(1)設(shè)置某一電平(虛線箭頭)的比較數(shù)據(jù)，如圖4C所示，其中比較數(shù)據(jù)被設(shè)為一個(gè)如虛線箭頭所示的方向，以從虛擬確定值-1中檢測下一個(gè)+1。
下一步，在定時(shí)(2)中，因?yàn)樵诙〞r(shí)(2)中檢測到的電平超過了在定時(shí)(1)的比較數(shù)據(jù)，在定時(shí)(2)的比較數(shù)據(jù)的方向變?yōu)檎?，而在定時(shí)(1)的采樣值被確定為+1。此時(shí)，在定時(shí)(2)的待選值為0或-1。
在定時(shí)(3)中，因?yàn)闄z測電平比定時(shí)(2)時(shí)的值更接近-1，所以在定時(shí)(2)的值就被確定為0。在定時(shí)(4)，因?yàn)闄z測電平比定時(shí)(3)時(shí)的電平更接近0，且并未超過定時(shí)(3)時(shí)的比較數(shù)據(jù)，定時(shí)(4)的值就被確定為0，同時(shí)定時(shí)(3)時(shí)的值在此瞬間未被確定。
在定時(shí)(5)，因?yàn)闄z測電平超過了定時(shí)(3)時(shí)的比較數(shù)據(jù)，定時(shí)(3)的采樣值就被確定為-1。
換言之，因?yàn)?1和-1電平都有一個(gè)陡峭的波形，而且峰附近的波形趨向于超過預(yù)設(shè)的可比較數(shù)據(jù)，如果下一個(gè)采樣值未超過一個(gè)可比較數(shù)據(jù)達(dá)某個(gè)采樣值而是接近于0，該數(shù)據(jù)就被確定為0。但是，先前的數(shù)據(jù)在那個(gè)瞬間未被確定。
例如，在定時(shí)(4)的點(diǎn)，定時(shí)(4)時(shí)的采樣值被確定為0，而在定時(shí)(3)時(shí)的數(shù)據(jù)直到檢測到定時(shí)(5)時(shí)的電平時(shí)才確定。如果在定時(shí)(5)時(shí)檢測的電平比定時(shí)(3)時(shí)檢測的電平低，定時(shí)(3)的值就確定為0，而如果在定時(shí)(5)檢測的電平比在如圖4C所示的定時(shí)(4)時(shí)檢測的電平大，定時(shí)(3)的值就確定為-1。在保持定時(shí)(6)到(16)的電平按照與上述相似的方法確定。
如上所述，虛擬確定電路B檢測可能真實(shí)的值(+1或-1)。換言之，如果值+1或-1被確定，其它的值就被認(rèn)為是0。因此，根據(jù)本發(fā)明，盡管由于碼元間干擾引起的噪聲加到在陡峭波形峰值附近被采樣的原始值為零的電平上，該電平可以被確定為0而不會(huì)按常規(guī)的閾值被誤確定為+1或-1。
再參考圖2，要被重放的數(shù)字信息信號(hào)的理想信號(hào)電平1,0和-1在電平確定電路21、24和27被設(shè)置并分別提供給減法器22、25和28。減法器22、25和28將由電平確定電路21、24和27提供的理想信號(hào)電平從均衡后的輸出信號(hào)中減去，以由此將差值分別提供給鎖存器23、26和29作為誤差電平的值。鎖存器23、26和29響應(yīng)虛擬確定電路B的采樣定時(shí)執(zhí)行鎖存操作并將輸出的誤差電平提供給開關(guān)SW6。
例如，如圖4A到4D所示，如果虛擬確定電路B的采樣值在定時(shí)(1)被設(shè)為-個(gè)未確定的0或+1的值，被檢測信號(hào)電平與理想信號(hào)電平(在此情況下等于1或0)的差值即幅值誤差由減法器22到25分別提供給鎖存器23到26并被保持在其中。因?yàn)樵诙〞r(shí)(2)被檢測值超過了在定時(shí)(1)時(shí)的比較數(shù)據(jù)，在定時(shí)(1)的采樣值被確定為+1；接著，虛擬確定電路B控制開關(guān)SW6以便從鎖存電路23來的幅值誤差被提供給圖1中所示的乘法器31到35。
如果在定時(shí)(2)的被檢測值未超過在定時(shí)(1)時(shí)的比較數(shù)據(jù)，但較接近0，則定時(shí)(2)的值被確定為0，而在定時(shí)(1)時(shí)的值則未被確定，以便開關(guān)SW6切換減法器25的輸出。還有，如果在定時(shí)(2)的被檢測值未超過在定時(shí)(1)時(shí)的比較數(shù)據(jù)但較接近+1，在定時(shí)(1)的值被確定為0，以便開關(guān)SW6切換鎖存電路26的輸出。類似地，如果在定時(shí)(1)的值被確定為-1，則開關(guān)SW6切換鎖存電路29的輸出。
盡管本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例已經(jīng)參照如圖2所示的三電平確定電路21、24、29作了說明，誤差計(jì)算電路C的特性和功能可以通過去掉鎖存器23、減法器22和電平確定電路21這一組或29、28和27這一組中任一組而用兩組鎖存器、減法器和電平確定電路同樣得以實(shí)現(xiàn)。在這種情況下，剩下的電平確定電路21或27執(zhí)行+1和-1電平確定處理。
例如，剩下的電平確定電路21或27設(shè)置一個(gè)+1的閾值電平并當(dāng)先前的值確定為+1時(shí)確定從加法器27輸入信號(hào)的電平。還有，當(dāng)先前的值確定為-1時(shí)，剩下的電平確定電路21或27設(shè)置的閾值電平為-1然后相應(yīng)地確定從加法器20輸入的信號(hào)。
由上述波形均衡處理得到的三進(jìn)制信息信號(hào)(例如，…110-1001-101000-1001…)被傳送給一個(gè)1+D延遲電路和一個(gè)確定電路(未示出)并在其中被轉(zhuǎn)換為二進(jìn)制數(shù)字信息信號(hào)(例如，…1100010011110001…)。
由于數(shù)字信息信號(hào)，特別是由部分響應(yīng)方法記錄的數(shù)字信號(hào)是采用碼元間干擾來記錄的，相同極性或符號(hào)的峰在一行中就沒有檢測到。例如，數(shù)字信息信號(hào)…00100…被檢測為…001-10…，說明在緊跟隔離脈沖+1之后發(fā)生了具有值為-1的碼元間干擾。因此，如果在某個(gè)相鄰采樣點(diǎn)檢測到兩個(gè)+1電平，被檢測到的+1電平中任一個(gè)被假定為噪聲或錯(cuò)誤值，因?yàn)椴荒苓B續(xù)產(chǎn)生兩個(gè)+1電平。在其中間必須插入一個(gè)0或-1電平。
對連續(xù)的+1電平之間的噪聲或可能真實(shí)值的識(shí)別是用峰值檢測算法來實(shí)現(xiàn)的。該算法是一種用于得到一可能真實(shí)值的檢測方法，它是基于最可能真實(shí)的值與信號(hào)分量相關(guān)而與噪聲分量無關(guān)的事實(shí)。例如，如果在某個(gè)采樣點(diǎn)檢測到幅值為+1的電平，而在其下一個(gè)采樣點(diǎn)檢測到另一個(gè)更大幅值的+1電平，則+1電平的可能真實(shí)值就對應(yīng)于這下一個(gè)采樣點(diǎn)。但是，如果在這下一采樣點(diǎn)的檢測結(jié)果似乎為-1電平而不是更大幅值的+1電平時(shí)，在上述某個(gè)采樣點(diǎn)的+1電平就被確定為可能真實(shí)的值。
但是，如果某一幅值的+1電平和-1電平和另一較小幅值的-1電平被連續(xù)檢測到，上述某一幅值的-1電平就被視為噪聲并相應(yīng)地被確定為0。
從DC控制器4來的重放數(shù)字信息信號(hào)及從延遲電路11-14來的其延遲信號(hào)如圖1所示被提供給保持和選擇電路D。
參考圖3，其給出了保持和選擇電路D的一個(gè)詳細(xì)的方框圖，包括一組鎖存器和開關(guān)。重放信號(hào)和從延遲電路11-14來的延遲信號(hào)被分別送給開關(guān)SW1-SW5以及鎖存器41-45。鎖存器41-45和開關(guān)SW1-SW5由虛擬確定電路B控制。如果圖2中所示的開關(guān)SW6選擇鎖存器23、26和29中之一的輸出，開關(guān)SW1到SW5就選擇鎖存器41-45的各輸出。否則，也就是說，如果開關(guān)SW6選擇減法器25的輸出，開關(guān)SW1-SW5就選擇圖1中所示DC控制器4和延遲電路11-14的各輸出。
當(dāng)開關(guān)SW6選擇鎖存器23、26和29中的一個(gè)輸出時(shí)，鎖存器41-45先輸出被鎖存的信號(hào)；新鎖存并在其中更新重放數(shù)字信息信號(hào)和延遲電路11-14的延遲輸出。
再參考圖1，重放信號(hào)和延遲電路11-14的輸出信號(hào)通過延遲元件(未示出)提供給保持和選擇電路D，以補(bǔ)償此前所說明的幅值誤差的延遲。
從誤差計(jì)算電路C的開關(guān)SW6來的輸出提供給乘法器31-35；同時(shí)，開關(guān)SW1-SW5的輸出分別饋送到乘法器31-35。各乘法器31-35將開關(guān)SW1-SW5的輸出乘上誤差計(jì)算電路C來的幅值誤差并將該乘法結(jié)果分別提供給LPF40-36。LPF40-36對乘法結(jié)果積分，由此將其中的低頻分量分別反饋給乘法器15-19。
在乘法器19-15,DC控制器和延遲電路11-14的輸出分別乘上LPF40-36的輸出，由此標(biāo)記系數(shù)被更新的信號(hào)，它們依次使來自加法器20的被均衡的輸出信號(hào)均衡為一個(gè)最可能真實(shí)的波形。
如上所述，在本發(fā)明的波形均衡器A中，所重放數(shù)字信息信號(hào)的值被虛擬確定電路B確定，接著被確定值的誤差量參照一個(gè)預(yù)定電平在誤差計(jì)算電路C中被檢測。檢測結(jié)果乘上保持和選擇電路D的輸出值，以從噪聲中分辨出可能為真的數(shù)字信息信號(hào)，由此進(jìn)行重放數(shù)字信息信號(hào)的波形均衡。
幅值誤差的輸出定時(shí)可以根據(jù)輸入信號(hào)來改變。但是，因?yàn)長PF36-40執(zhí)行了足夠長時(shí)間的積分，即使數(shù)據(jù)確定未在一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)完成，也不會(huì)有任何問題。還有，即使在初收斂階段不可能正確確定所有的數(shù)據(jù)，波形均衡的系數(shù)也可以收斂至一個(gè)正確的值，或者數(shù)據(jù)發(fā)散可以通過按統(tǒng)計(jì)學(xué)重復(fù)正確的確定來防止。
當(dāng)如圖5A所示的重放數(shù)字信息信號(hào)的波形輸入到本發(fā)明的波形均衡器中時(shí)，所重放的數(shù)字信息信號(hào)被確定為如圖5C所示?？梢詮拇_定值為+1的次數(shù)和確定值為-1的次數(shù)精確一致看出，原始值+1、-1和0分別被精確地確定了。
如圖6A和6B(它們說明在上述均衡前后的重放數(shù)字信息信號(hào)的視覺圖形)所示，+1、-1和0的值被明顯地彼此區(qū)分并收斂為各最可能為真的值。
如上所述，通過對從記錄和重放設(shè)備(如數(shù)字視頻磁帶記錄器DVTR)中重放的數(shù)字信息信號(hào)按上述方式確定最可能為真的重放數(shù)字信息信號(hào)，波形均衡的收斂可以加快，收斂范圍也可以擴(kuò)大。還有，因?yàn)楸景l(fā)明的波形均衡器的大部分都可以用數(shù)字電路來實(shí)現(xiàn)，可以保證穩(wěn)定的操作而不會(huì)受均衡器特性偏差的影響。
在上述的本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例中，虛擬確定電路B的比較數(shù)據(jù)和誤差計(jì)算電路C的信號(hào)電平根據(jù)預(yù)定的閾值分別確定，且從重放信號(hào)中相應(yīng)地得到三進(jìn)制信息信號(hào)。但是，應(yīng)當(dāng)說明，該閾值可以根據(jù)提供給本發(fā)明波形均衡器的信號(hào)電平或頻率特性自適應(yīng)地確定。例如，閾值可以自適應(yīng)地設(shè)為輸入本發(fā)明波形均衡器的信號(hào)的二階微分值或要按標(biāo)記系數(shù)被波形均衡的信號(hào)的頻率特性。
還有，與本發(fā)明波形均衡器一起采用一具有調(diào)節(jié)均衡器的預(yù)濾波器，可以進(jìn)行更精確的波形均衡。在這種情況下，預(yù)濾波器的標(biāo)記系數(shù)可以用本發(fā)明的波形均衡器的標(biāo)記系數(shù)自動(dòng)確定。
盡管本發(fā)明參照對記錄和重放設(shè)備(如DVTR，用于記錄和重放數(shù)字信息信號(hào))中重放信號(hào)進(jìn)行波形均衡的波形均衡器進(jìn)行了說明，對那些熟練的本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來說，顯而易見本發(fā)明的波形均衡器可以用于任何信號(hào)收發(fā)兩用設(shè)備，如數(shù)字盤的記錄和重放設(shè)備、通信調(diào)制解調(diào)器或重影消除器，只要該收發(fā)兩用設(shè)備對數(shù)字信息信號(hào)使用傳送信道即可。
進(jìn)一步說，通過使用本發(fā)明的波形均衡器與上述的Viterbi解碼器，可以得到更可能為真的數(shù)字信息信號(hào)。
還有，使用橫向?yàn)V波器的波形均衡器可以采用一迫零算法。這種波形均衡器并不象本發(fā)明采用最小方差算法的波形均衡器那樣根據(jù)輸入信號(hào)對其輸出進(jìn)行操作，而是只根據(jù)輸出信號(hào)控制輸入信號(hào)的標(biāo)記系數(shù)。因此，通過對使用迫零算法的波形均衡器采用本發(fā)明波形均衡器的特征，可以設(shè)想一種電路結(jié)構(gòu)簡化的均衡器，其能夠采用二進(jìn)制邏輯運(yùn)算來進(jìn)行波形均衡，而不必對輸入和輸出信號(hào)進(jìn)行運(yùn)算。
例如，可以對迫零波形均衡器采用虛擬確定電路B來實(shí)施更為簡化的波形均衡器。
但是，因?yàn)槠攘悴ㄐ尉馄饔幸粋€(gè)必須滿足的特定收斂條件，而且只通過其輸出信號(hào)來控制標(biāo)記系數(shù)，信號(hào)的值具有較大的不穩(wěn)定性，就象從DVTR中的數(shù)字信息信號(hào)一樣，可能發(fā)散。迫零波形均衡器的應(yīng)用可以在數(shù)字信息信號(hào)收發(fā)兩用機(jī)這樣的通信系統(tǒng)中看到。
此外，因?yàn)榘ɡ缬糜诟鶕?jù)重放數(shù)字信息信號(hào)的誤差電平更新標(biāo)記系數(shù)的乘法器的常規(guī)電路結(jié)構(gòu)可用于橫向?yàn)V波器的信號(hào)運(yùn)算，本發(fā)明所有的波形均衡器與常規(guī)的波形均衡器相比并不更加復(fù)雜。
還有，盡管沒有具體說明，本發(fā)明實(shí)施例所述的橫向?yàn)V波器是負(fù)反饋的；因此，應(yīng)當(dāng)說明本發(fā)明的橫向?yàn)V波器包括反相電路(未示出)，如一個(gè)用于將誤差計(jì)算電路C的輸出反相的反相器。
根據(jù)本發(fā)明，橫向?yàn)V波器包括用于虛擬確定重放的數(shù)字信息信號(hào)的虛擬確定電路、根據(jù)虛擬確定結(jié)果輸出幅值誤差的誤差計(jì)算電路、保持和選擇所重放數(shù)字信息信號(hào)及其延遲信號(hào)的保持和選擇電路，以及將誤差計(jì)算電路輸出的幅值誤差乘上保持和選擇電路輸出并由此根據(jù)乘法結(jié)果更新橫向?yàn)V波器標(biāo)記系數(shù)的更新裝置。因此，重放的數(shù)字信息信號(hào)并不收斂到一個(gè)錯(cuò)誤值，而是能得到盡可能真實(shí)的信息信號(hào)。
進(jìn)一步說，根據(jù)本發(fā)明，因?yàn)樗械牟ㄐ尉馄鞫伎梢杂脭?shù)字電路構(gòu)成，所以就有需要調(diào)節(jié)具有彼此不同的特性的模擬均衡器的響應(yīng)和采樣選通脈沖的位置。還有，不必要在濾波器前設(shè)置一個(gè)分立的均衡器來調(diào)節(jié)延遲時(shí)間。這樣可以實(shí)現(xiàn)電路結(jié)構(gòu)的簡化。此外，用集成電路技術(shù)來制造可以減小電路的規(guī)模，而且在制造過程中不需要進(jìn)行調(diào)整。
另外，根據(jù)本發(fā)明，波形均衡器由數(shù)字電路構(gòu)成，因此允許信號(hào)處理的速度與重放的數(shù)字信息信號(hào)的采樣速率相等。
盡管本發(fā)明已經(jīng)參照優(yōu)選的實(shí)施例作了說明，熟練的技術(shù)人員可以理解在不會(huì)脫離本發(fā)明權(quán)利要求所定義的本發(fā)明的范圍的前提下可以進(jìn)行各種變化或修改。
權(quán)利要求
1一種采用橫向?yàn)V波器的波形均衡器，用于通過將所傳送的數(shù)字信息信號(hào)及其延遲信號(hào)乘上標(biāo)記系數(shù)得到的加權(quán)值相加來抑制所傳送的數(shù)字信息信號(hào)的碼元間干擾，每個(gè)標(biāo)記系數(shù)被自適應(yīng)控制，該波形均衡器包括一虛擬確定裝置，用于從橫向?yàn)V波器的輸出中虛擬確定可能真實(shí)的數(shù)字信息信號(hào)；一誤差計(jì)算裝置，用于輸出一根據(jù)所述虛擬確定結(jié)果計(jì)算出的幅值誤差；一保持和選擇電路，用于保持和選擇所傳送的數(shù)字信息信號(hào)及其延遲信號(hào)；和一更新裝置，用于將誤差計(jì)算裝置輸出的幅值誤差乘上保持和選擇裝置來的輸出信號(hào)，以由此根據(jù)乘法結(jié)果更新橫向?yàn)V波器的標(biāo)記系數(shù)，其特征在于所述虛擬確定裝置通過基于所傳送數(shù)字信息信號(hào)的信號(hào)分量間相關(guān)關(guān)系的峰值檢測來虛擬確定可能真實(shí)的數(shù)字信息信號(hào)值，而誤差計(jì)算電路根據(jù)虛擬確定的結(jié)果得到幅值誤差。
2權(quán)利要求1所述的波形均衡器，其特征在于該虛擬確定裝置響應(yīng)所傳送數(shù)字信息信號(hào)電平或其頻率特性自適應(yīng)地確定閾值以虛擬確定可能真實(shí)的數(shù)字信息信號(hào)。
3權(quán)利要求1所述的波形均衡器，其特征在于所傳送數(shù)字信息信號(hào)是以部分響應(yīng)方法用碼元間干擾來傳送的。
4權(quán)利要求2所述的波形均衡器，其特征在于所傳送數(shù)字信息信號(hào)是以部分響應(yīng)方法用碼元間干擾來傳送的。
5權(quán)利要求1所述的波形均衡器，其特征在于所傳送數(shù)字信息信號(hào)是由用于記錄和重放數(shù)字信息信號(hào)的信息信號(hào)記錄/重放設(shè)備產(chǎn)生的所重放數(shù)字信息信號(hào)。
6權(quán)利要求2所述的波形均衡器，其特征在于所傳送數(shù)字信息信號(hào)由用于記錄和重放數(shù)字信息信號(hào)的信息信號(hào)記錄/重放設(shè)備產(chǎn)生的所重放數(shù)字信息信號(hào)。
7權(quán)利要求3所述的波形均衡器，其特征在于所傳送數(shù)字信息信號(hào)由用于記錄和重放數(shù)字信息信號(hào)的信息信號(hào)記錄/重放設(shè)備產(chǎn)生的所重放數(shù)字信息信號(hào)。
8權(quán)利要求1所述的波形均衡器，其特征在于所傳送數(shù)字信息信號(hào)是由用于從記錄有數(shù)字信息信號(hào)的記錄介質(zhì)中重放數(shù)字信息信號(hào)的信息信號(hào)重放設(shè)備產(chǎn)生的所重放數(shù)字信息信號(hào)。
9權(quán)利要求2所述的波形均衡器，其特征在于所傳送數(shù)字信息信號(hào)是由用于從記錄有數(shù)字信息信號(hào)的記錄介質(zhì)中重放數(shù)字信息信號(hào)的信息信號(hào)重放設(shè)備產(chǎn)生的所重放數(shù)字信息信號(hào)。
10權(quán)利要求3所述的波形均衡器，其特征在于所傳送數(shù)字信息信號(hào)是由用于從記錄有數(shù)字信息信號(hào)的記錄介質(zhì)中重放數(shù)字信息信號(hào)的信息信號(hào)重放設(shè)備產(chǎn)生的所重放數(shù)字信息信號(hào)。
11權(quán)利要求1所述的波形均衡器，其特征在于所傳送數(shù)字信息信號(hào)是由接收和重放用頻帶傳送方式發(fā)送的數(shù)字信息信號(hào)的信息信號(hào)接收設(shè)備或信息信號(hào)發(fā)送/接收設(shè)備接收的數(shù)字信息信號(hào)。
12權(quán)利要求2所述的波形均衡器，其特征在于所傳送數(shù)字信息信號(hào)是由接收和重放用頻帶傳送方式發(fā)送的數(shù)字信息信號(hào)的信息信號(hào)接收設(shè)備或信息信號(hào)發(fā)送/接收設(shè)備接收的數(shù)字信息信號(hào)。
13權(quán)利要求3所述的波形均衡器，其特征在于所傳送數(shù)字信息信號(hào)是由接收和重放用頻帶傳送方式發(fā)送的數(shù)字信息信號(hào)的信息信號(hào)接收設(shè)備或信息信號(hào)發(fā)送/接收設(shè)備接收的數(shù)字信息信號(hào)。
全文摘要
一種波形均衡器能防止由于所重放信號(hào)的特性引起的系數(shù)收斂的延遲或由于確定誤差的增加引起的系數(shù)發(fā)散,其由一個(gè)橫向?yàn)V波器構(gòu)成,通過將數(shù)字信息信號(hào)和其延遲與標(biāo)記系數(shù)相乘并將乘法結(jié)果相加來抑制被傳送數(shù)字信息信號(hào)的碼元間干擾。該波形均衡器包括一虛擬確定電路、一誤差計(jì)算電路、一保持和選擇電路和一更新電路。其中虛擬確定電路通過檢測一個(gè)峰值并用數(shù)字信息信號(hào)的信號(hào)分量間的相關(guān)關(guān)系來虛擬確定盡可能真實(shí)的數(shù)字信息信號(hào)的值。
文檔編號(hào)G11B20/22GK1233832SQ9810173
公開日1999年11月3日 申請日期1998年4月27日 優(yōu)先權(quán)日1998年4月27日
發(fā)明者戶波淳一郎 申請人:日本勝利株式會(huì)社