專(zhuān)利名稱(chēng)：信號(hào)陷波、記錄介質(zhì)重放、以及信號(hào)提取設(shè)備與方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及信號(hào)陷波設(shè)備與方法，記錄介質(zhì)重放設(shè)備與方法，以及信號(hào)提取設(shè)備與方法，特別是適用于從亮度FM信號(hào)中分離記錄在磁帶上的音頻FM信號(hào)的設(shè)備與方法。
圖29顯示記錄在8mm磁帶視頻盒式錄像機(jī)(商品名稱(chēng))中磁帶上的信號(hào)頻譜。如圖所示，在最高頻帶中記錄著通過(guò)亮度信號(hào)對(duì)預(yù)定載波頻率調(diào)制而獲得的FM亮度信號(hào)。頻率低于FM亮度信號(hào)的743.444KHz載波利用轉(zhuǎn)換到低頻的色度信號(hào)調(diào)幅。而在進(jìn)一步低于轉(zhuǎn)換到低頻的色度信號(hào)中的頻帶中，設(shè)有四頻跟蹤導(dǎo)頻信號(hào)(ATF信號(hào))。
此外，在FM亮度信號(hào)與轉(zhuǎn)換到低頻的的色度信號(hào)之間，設(shè)有通過(guò)以左(L)和右(R)立體聲信號(hào)的總和(L+R信號(hào))對(duì)1.5MHz載波調(diào)頻而獲得的FM音頻信號(hào)，以及通過(guò)以立體聲信號(hào)的差(L-R信號(hào))對(duì)1.7MHz載波調(diào)頻而獲得的FM音頻信號(hào)。
由于這些信號(hào)在經(jīng)頻率多路復(fù)用處理后記錄在磁帶上，通過(guò)陷去不需要頻帶的信號(hào)，然后提取所要頻帶的信號(hào)并對(duì)所提取的信號(hào)進(jìn)行頻率解調(diào)可再現(xiàn)原始信號(hào)。
例如，從磁帶再現(xiàn)的重放信號(hào)中分離FM亮度信號(hào)(下稱(chēng)YFM信號(hào))時(shí)，通過(guò)如圖30A所示的，由電阻1、線圈2和電容3構(gòu)成的LC調(diào)諧型AFM陷波電路，或通過(guò)如圖30B所示的，由線圈11、電容12和電阻13構(gòu)成的LC調(diào)諧型AFM陷波電路，首先陷去FM音頻信號(hào)(下稱(chēng)AFM信號(hào))。
特別是，形成如圖30(A)或30(B)所示的ATF陷波電路，以便廣泛衰減1.5MHz和1.7MHz頻帶的信號(hào)，在該AFM陷波電路中從再現(xiàn)的重放信號(hào)中陷去AFM信號(hào)。
而且，從已陷去轉(zhuǎn)換為低頻的色度信號(hào)和AFM信號(hào)的重放信號(hào)中提取YFM信號(hào)，并將如此提取的YFM信號(hào)解調(diào)。
考慮到FM信號(hào)的頻率偏移Δw和調(diào)制角頻率p，頻率調(diào)制波的全部帶寬約為2(Δw+p)。所以，為了陷去從磁帶再現(xiàn)的重放信號(hào)具有任何頻率偏移的FM信號(hào)，在有關(guān)技術(shù)中必須陷去包括2(Δw+p)的相當(dāng)大范圍的頻帶。如圖29所示，AFM信號(hào)與YFM信號(hào)的頻帶相互非常接近。為此，在陷去來(lái)自再現(xiàn)信號(hào)的AFM信號(hào)時(shí)，YFM信號(hào)的低頻帶分量也被陷波，因此降低了分辨率，隨之產(chǎn)生的另一缺點(diǎn)是幾乎不能得到高質(zhì)量的圖像。
而且，如果所形成的電路僅僅急劇地陷去AFM信號(hào)載波的中心頻率，則對(duì)應(yīng)于FM信號(hào)的頻率偏移產(chǎn)生AM分量，最終引起水平條紋，屏幕上有陰影。
迄今為止，這些缺點(diǎn)通常都存在，例如在Betamax視頻盒式錄像機(jī)(商品名稱(chēng))中。
因此本發(fā)明的目的是實(shí)現(xiàn)能精確分離并提取所要頻帶的FM信號(hào)、同時(shí)陷去預(yù)定頻帶的任何FM信號(hào)的改進(jìn)。
按照本發(fā)明的第一方面，提供一種信號(hào)陷波設(shè)備，它包括用于解調(diào)待陷波的FM信號(hào)并輸出已解調(diào)信號(hào)的解調(diào)裝置；用于根據(jù)從解調(diào)裝置輸出的已解調(diào)信號(hào)，延遲待陷波的FM信號(hào)的延遲裝置；以及減法裝置，用于從頻率多路復(fù)用信號(hào)中減去從延遲裝置得到的已延遲FM信號(hào)。
按照本發(fā)明的第二方面，提供一種信號(hào)陷波方法，它包括以下步驟解調(diào)待陷波的FM信號(hào)并輸出已解調(diào)信號(hào)；根據(jù)已解調(diào)信號(hào)延遲待陷波的FM信號(hào)；以及從頻率多路復(fù)用信號(hào)中減去已延遲的FM信號(hào)。
按照本發(fā)明的第三方面，提供一種記錄介質(zhì)重放設(shè)備，它包括用于從再現(xiàn)信號(hào)中提取第一FM信號(hào)的提取裝置；用于解調(diào)已提取的第一FM信號(hào)并輸出第一已解調(diào)信號(hào)的第一解調(diào)裝置；用于根據(jù)從第一解調(diào)裝置輸出的第一已解調(diào)信號(hào)，延遲已提取的第一FM信號(hào)的延遲裝置；用于從再現(xiàn)信號(hào)中減去由延遲裝置延遲的第一FM信號(hào)的減法裝置；以及第二解調(diào)裝置，用于解調(diào)來(lái)自減法裝置輸出的第二FM信號(hào)并隨后輸出第二已解調(diào)信號(hào)。
按照本發(fā)明的第四方面，提供一種記錄介質(zhì)重放方法，它包括以下步驟從記錄介質(zhì)獲得的再現(xiàn)信號(hào)中提取第一FM信號(hào)；解調(diào)所提取的第一FM信號(hào)并輸出第一已解調(diào)信號(hào)；根據(jù)第一已解調(diào)信號(hào)延遲已提取的第一FM信號(hào)；從再現(xiàn)信號(hào)中減去已延遲的第一FM信號(hào)；以及解調(diào)由此減法得到的第二FM信號(hào)并隨后輸出第二已解調(diào)信號(hào)。
按照本發(fā)明的第五方面，提供一種信號(hào)提取設(shè)備，它包括用于解調(diào)待提取的FM信號(hào)并隨后輸出已解調(diào)信號(hào)的解調(diào)裝置；用于根據(jù)從解調(diào)裝置輸出的已解調(diào)信號(hào)，延遲待提取的FM信號(hào)的延遲裝置；以及加法裝置，用于將頻率多路復(fù)用信號(hào)與由延遲裝置延遲的FM信號(hào)相加。
按照本發(fā)明的第六方面，提供一種信號(hào)提取方法，它包括以下步驟解調(diào)待提取的FM信號(hào)并隨后輸出已解調(diào)信號(hào)；根據(jù)已解調(diào)信號(hào)延遲待提取的FM信號(hào)；以及將頻率多路復(fù)用信號(hào)與已延遲FM信號(hào)相加。
在上述信號(hào)陷波設(shè)備與方法中，根據(jù)已解調(diào)信號(hào)延遲調(diào)制信號(hào)，并從未延遲的調(diào)制信號(hào)中減去已延遲的調(diào)制信號(hào)。
在上述記錄介質(zhì)重放設(shè)備與方法中，從記錄介質(zhì)再現(xiàn)的頻率多路復(fù)用信號(hào)中提取第一已調(diào)制信號(hào)，并通過(guò)解調(diào)所提取的信號(hào)產(chǎn)生第一已解調(diào)信號(hào)。然后根據(jù)第一已解調(diào)信號(hào)延遲第一已調(diào)制信號(hào)。再?gòu)念l率多路復(fù)用信號(hào)中減去已延遲的第一已解調(diào)信號(hào)，并從此減法得到的信號(hào)中產(chǎn)生第二已調(diào)制信號(hào)。
在上述信號(hào)提取設(shè)備與方法中，根據(jù)已解調(diào)信號(hào)延遲FM信號(hào)，然后將頻率多路復(fù)用信號(hào)與已延遲的FM信號(hào)相加。
通過(guò)下述參照附圖的說(shuō)明，本發(fā)明的上述及其它特性和優(yōu)點(diǎn)將更明顯。
圖1是顯示構(gòu)成本發(fā)明信號(hào)陷波設(shè)備的梳齒濾波器基本結(jié)構(gòu)的方框圖；圖2A，2B和2C是說(shuō)明梳齒濾波器輸出特性的波形圖；圖3是顯示構(gòu)成本發(fā)明信號(hào)陷波設(shè)備的梳齒濾波器結(jié)構(gòu)例子的方框圖；圖4A和4B是說(shuō)明圖3中可變延遲電路工作的波形圖；圖5和6以圖形顯示圖3中梳齒濾波器的輸出特性；圖7顯示構(gòu)成本發(fā)明信號(hào)陷波設(shè)備的梳齒濾波器另一結(jié)構(gòu)例子；圖8顯示構(gòu)成本發(fā)明信號(hào)陷波設(shè)備的梳齒濾波器再一結(jié)構(gòu)例子；圖9(包括圖9A和圖9B)是方框圖，顯示應(yīng)用本發(fā)明記錄介質(zhì)重放設(shè)備的8mm磁帶視頻盒式錄像機(jī)的結(jié)構(gòu)例子；圖10是方框圖，顯示用于圖9實(shí)施例中的梳齒濾波器的結(jié)構(gòu)例子；圖11至13是顯示用在圖9實(shí)施例中的梳齒濾波器其他結(jié)構(gòu)例子的方框圖；圖14至19以波形顯示梳齒濾波器的輸出特性；圖20以波形顯示圖9實(shí)施例中視頻信號(hào)的頻率特性；圖21至24是顯示本發(fā)明信號(hào)陷波設(shè)備其他結(jié)構(gòu)例子的方框圖；圖25是顯示本發(fā)明信號(hào)陷波設(shè)備與信號(hào)提取設(shè)備的基本結(jié)構(gòu)的方框圖；圖26是顯示本發(fā)明信號(hào)陷波設(shè)備與信號(hào)提取設(shè)備的基本結(jié)構(gòu)的另一方框圖；圖27A，27B和27C是說(shuō)明圖25中信號(hào)提取設(shè)備工作的波形；圖28是顯示應(yīng)用本發(fā)明信號(hào)提取設(shè)備的例子的方框圖；圖29是說(shuō)明8mm磁帶系統(tǒng)記錄的信號(hào)頻譜的波形；圖30A和30B是顯示本領(lǐng)域現(xiàn)有LC調(diào)諧型陷波電路結(jié)構(gòu)例子的電路圖；圖31以波形顯示以固定延遲處理方式得到的輸出特性。
本發(fā)明中，利用其相關(guān)性將相互接近頻帶的兩個(gè)FM信號(hào)互相分離。
在水平同步間隔和垂直同步間隔均不相關(guān)的AFM信號(hào)的諸分量在例如幾微秒或以下的間隔中具有相當(dāng)高的相關(guān)性。與此相反，除了圖像在此間隔具有一定相關(guān)性的特殊情況外，對(duì)應(yīng)于這種間隔的亮度信號(hào)(Y信號(hào))的諸高頻分量卻通常具有低相關(guān)性。因此，由磁帶這重現(xiàn)并包括高相關(guān)性AFM信號(hào)和低相關(guān)性YFM信號(hào)的重放信號(hào)(頻率多路復(fù)用信號(hào))供給梳齒濾波器時(shí)，高相關(guān)性AFM信號(hào)被廣泛衰減(陷波)而低相關(guān)性YFM信號(hào)則幾乎不衰減地輸出。
圖1顯示梳齒濾波器的結(jié)構(gòu)例子。在8-mm視頻盒式磁帶20上，以圖29所示的格式記錄復(fù)合信號(hào)(頻率多路復(fù)用信號(hào))。從視頻盒式磁帶20再現(xiàn)的重放信號(hào)通過(guò)端X輸入至梳齒濾波器且隨后供給減法器21。同時(shí)通過(guò)端X輸入的信號(hào)在延遲電路22中局部延遲一時(shí)間τ(秒)且隨后供給減法器21。然后，在減法器21中，從由端X輸入的非延遲信號(hào)中減去在延遲電路22中延遲了時(shí)間τ的信號(hào)，然后從端Y輸出。如上所述，AFM信號(hào)和YFM信號(hào)都包括在從視頻盒式磁帶20再現(xiàn)的重放信號(hào)中。但是，通過(guò)適當(dāng)設(shè)定延遲時(shí)間τ至足以保證AFM信號(hào)中的高相關(guān)性的適當(dāng)值，可將AFM信號(hào)廣泛衰減(陷波)，于是，雖然YFM信號(hào)仍包括在重放信號(hào)中，但AFM信號(hào)基本上不在其中。
關(guān)于梳齒濾波器的輸入與輸出X、Y，其傳遞函數(shù)G(w)和振幅特性|G(w)|各自具有如下表達(dá)式傳遞函數(shù)G(w)＝Y(jié)/X＝1-e＾(-jwτ) …(1)振幅特性|G(w)|＝2|SINwτ/2| …(2)
計(jì)算延遲時(shí)間τ和圖1梳齒濾波器中陷波的角頻率(陷波角頻率)wc之間的關(guān)系在|G(wc)|＝0的條件下表達(dá)式如下wc·τ/2＝nπ…(3)τ＝nτc…(4)其中n＝0，1，2，…等等。陷波頻率fc滿足下列等式2πfc＝wcτc＝1/fc通過(guò)加反向信號(hào)執(zhí)行減法器21中的減法時(shí)，n＝(2m+1)τc/2其中(m＝0，1，2，…)。
更具體地，延遲電路22的延遲時(shí)間τ需設(shè)為陷波頻率fc的周期τc的n倍。在此稱(chēng)為陷波延遲時(shí)間τf。在n＝1，2，3時(shí)的幅度特性|G(w)|分別示于圖2A，2B，2C。
如圖2A至2C所示，陷波頻率fc附近的陷波特性曲線隨n的上升。即，隨著延遲電路22延遲時(shí)間的增加(見(jiàn)等式(4))變陡，從而可形成較窄頻帶陷波。
以這種方式，通過(guò)僅僅增加如等式(4)所涉及的延遲時(shí)間，可陷去固定頻率fc，但是，如果延遲時(shí)間保持不變，對(duì)載波有任何瞬時(shí)頻率偏移的FM信號(hào)就不會(huì)被徹底陷波。
所以，關(guān)于FM信號(hào)的延遲時(shí)間考慮如下。關(guān)于FM信號(hào)的瞬時(shí)角頻率wi，已調(diào)制信號(hào)aCOSpt和比例常數(shù)Kf建立下列等式wi＝wc+Kf·a·COSpt＝wc+Δw·COSpt …(5)其中a代表調(diào)制電平；p代表調(diào)制角頻率；Δw(＝a·Kf＝2πΔf)代表正比于調(diào)制電平a的角頻率偏移；而Δf代表頻率偏移。
將等式(3)中的wc代換成等式(5)中的wi，其中Δw/wc＜＜1，將FM信號(hào)陷波延遲時(shí)間τf表達(dá)如下τf＝2nπ/wi＝2nπ/wc(1+(Δw/wc)COSpt)2nπ(1-(Δw/wc)·COSpt)/wc…(6)由于wc＝2πfc，Δw＝2πΔf，且1/fc＝τc，等式(6)可寫(xiě)為τfn τc(1-(Δf/fc)·COSpt)
τ-τa·COSpt …(7)其中τa＝τ·(Δf/fc)＝τ·(Δw/wc)比較等式(5)和等式(7)，看出角頻率W和延遲時(shí)間τ相互對(duì)應(yīng)。
比較等式(4)和等式(7)可明顯看出，如圖3所示將延遲電路22分為固定延遲電路31和可變延遲電路32，并給定固定延遲電路31中一固定延遲τ，同時(shí)還使可變延遲電路32中的可變延遲正比于對(duì)應(yīng)調(diào)制電平的解調(diào)電平，通過(guò)應(yīng)用相關(guān)性可對(duì)FM信號(hào)陷波。假設(shè)e＾(jwct)輸入至圖3中的延遲電路22，其輸出表示為e＾(jwc(t-τ)+τ·Δw·COSpt))這表明在延遲電路22中執(zhí)行τ·Δw·COSpt的相位調(diào)制。換句話說(shuō)，為了在經(jīng)延遲時(shí)間τ(秒)后應(yīng)用相關(guān)性消除FM信號(hào)，如圖3所示，除了在固定延遲電路31中延遲時(shí)間τ外，必須在可變延遲電路32中執(zhí)行τ·Δw·ECOSpt的相位調(diào)制。
在延遲電路22中，即使如圖11的下述實(shí)施例那樣，在把鎖定至FM信號(hào)的VCO輸出用作延遲信號(hào)時(shí)，也需要校正相位調(diào)制使到減法器21的兩輸入之間的時(shí)間差(延遲)等于正比于nτc的值。如果也如圖11的實(shí)施例那樣在干線中進(jìn)行延遲以便將時(shí)間差減至幾乎為零(n＝0)，自然可消除相位校正(可變延遲)的必要。
FM信號(hào)載波的極性和延遲時(shí)間的增加或減少相反。即，如圖4A所圖示，F(xiàn)M載波頻率f從fc隨調(diào)制電平a的增加升至fc+Δf，或隨調(diào)制電平的降低降至fc-Δf。同時(shí)，如圖4B中所圖示的，延遲時(shí)間τ隨解調(diào)電平的升高降至τ-τa，或隨其對(duì)應(yīng)于調(diào)制電平的降低而升至τ+τa。
圖5以圖形表示圖3實(shí)施例中陷波頻率fc附近的振幅特性|G(w)|。在此情況下，陷波頻率fc按頻率偏移Δf變化。換句話說(shuō)，延遲時(shí)間τ隨變化的延遲時(shí)間τa而變化。如圖5所示，隨頻率升高陷波帶加寬，但在Δf/fc＜＜1的情況下，不管頻率偏移Δf為正或負(fù)，陷波寬度基本可忽略。
下面，以延遲信號(hào)具有頻帶特性H(w)為例說(shuō)明。此時(shí)傳遞函數(shù)G(w)表示如下。
G(w)＝1-H(w)e＾(-jwτf)＝(1-H(w))+H(w)(1-e＾(-jwτf)) …(8)其中w在wc+Δwc范圍內(nèi)時(shí)H(w)為1，而在其它情況下H(w)為0。且修改等式(7)可將τf表示如下。
τf＝nτc(1-(Δwc/wc·COSpt)當(dāng)延遲信號(hào)具有頻帶特性H(w)時(shí)，只在H(w)＝1頻帶內(nèi)(即，w＝wc+Δwc的范圍內(nèi))獲得梳齒陷波，如圖6所示。例如，在利用帶通濾波器頻帶限制延遲信號(hào)或用PLL中的VCO輸出作新延遲信號(hào)的情況下，在延遲信號(hào)具有頻帶特性H(w)的相關(guān)狀態(tài)中，在fc+1/(2τf)的頻率處將信號(hào)增大至最大6dB。
實(shí)際上，由于解調(diào)，驅(qū)動(dòng)可變延遲電路32的解調(diào)信號(hào)比干線信號(hào)延遲。所以，如果梳齒濾波器結(jié)構(gòu)如圖3所示，至減法器21的兩輸入的相位偏離理想狀態(tài)，因而不能精確陷波。關(guān)于解調(diào)延遲時(shí)間τd，未陷波留下的剩余分量(殘留電平)由近似法得出如下。如上所述，F(xiàn)M信號(hào)的瞬時(shí)角頻率wi由下述等式表示。
wi＝wc+Δw·COSpt …(9)將t-τd代入等式(7)，延遲電路22的陷波延遲時(shí)間τf表示如下τf＝τ-τa·COSp(t-τd)＝τ-τa·COSpt-τa·p·τd·SINpt其中p·τd＜＜1…(10)將等式(2)規(guī)范化至1并代入等式(9)和(10)，得到下列等式|SINwi·τf/2|＝|SIN((wc+Δw·COSpt)×(τ-τaCOSpt-τa·p·τdSINpt)/2)||SINnπ(1-P·τd·(Δw/wc)·SINpt)|nπ·P·τd(Δf/fc)·|SINpt|(弧度) …(11)其中Δw/wc＝Δf/fc＜＜1。
當(dāng)可變延遲的偏移與FM信號(hào)的不一致時(shí)，即，存在任何陷波頻率偏移時(shí)，斜率檢測(cè)FM信號(hào)，以相應(yīng)地包含AM分量。而且，如果FM信號(hào)含有任何AM分量，在解調(diào)該FM信號(hào)得到的圖像上就會(huì)出現(xiàn)相對(duì)明顯的水平條紋雜波。在圖10的示例性系統(tǒng)中，解調(diào)延遲時(shí)間τd以帶通濾波器的群延遲為主，該帶通濾波器分離并提取FM信號(hào)(如，AFM信號(hào))，該解調(diào)延遲時(shí)間近似等于nτc。
在τd＝3.3μs(n＝5)，fc＝1.5MHz且Δf＝±100KHz的條件下，按等式(11)計(jì)算1kHz、5kHz、10kHz和20kHz頻率處的幅度特性|G(w)|如下1kHz -33.26dB5kHz -19.12dB10kHz-13.27dB20kHz-7.25dB由此計(jì)算結(jié)果明顯看出，1kHz、5kHz和10kHz頻率處獲得的衰減相對(duì)很大，而20kHz調(diào)制信號(hào)的陷波效果卻沒(méi)有如此令人滿意。但是，考慮到在頻率偏移最大時(shí)獲得上述結(jié)果，由于在任何通常聲源中頻率偏移極少達(dá)到最大值，因此可認(rèn)為基本沒(méi)有問(wèn)題。
參見(jiàn)圖(10)，產(chǎn)生作為新的延遲項(xiàng)(剩余電平項(xiàng))的第三延遲項(xiàng)。該項(xiàng)的值與調(diào)制信號(hào)的微分(調(diào)制信號(hào)的瞬時(shí)變化)結(jié)果成正比。所以，通過(guò)以反極性將由已微分已調(diào)制信號(hào)控制的可變延遲分量與FM信號(hào)相加(從FM信號(hào)中減去)，能降低剩余電平。即，如下面等式(12)所表示的，通過(guò)將對(duì)應(yīng)于已微分已調(diào)制信號(hào)分量的延遲時(shí)間與等式(10)的陷波延遲時(shí)間τf相加設(shè)定新的延遲時(shí)間τf。
τfτ-τa·COSpt-τa·p·τd·SINpt+τa·p·τd·SINp(t-τd)τ-τa·COSpt-τa·p·τd(SINpt-SINp(t-τd))τ-τa·COSpt-τa(p·τd)2·COSp(t-τd/2)…(12)在上式中，p·τd＜＜1，且Δw/wc＜＜1。
比較等式(12)的近似結(jié)果與等式(10)，看出第三項(xiàng)的系數(shù)倍增了p·τd，從而容易地取得20Log(p·τd)的改進(jìn)。因而，幅度特性|G(w)|在10kHz處為約-27dB或在20kHz處為約-15dB。
考慮具有解調(diào)延遲時(shí)間τd的陷波延遲時(shí)間τf由下面的等式(13)表示，其中等式(12)中所加的微分調(diào)制信號(hào)分量τa·p·τd·SINp(t-τd)再加至等式(10)的τf＝τ-τa·COSp(t-τd)
上。
τf＝τ-τa·COSp(t-τd)+τa·p·τd·SINp(t-τd)…(13)圖7顯示獲得對(duì)應(yīng)于等式(13)的陷波延遲時(shí)間τf的結(jié)構(gòu)例子。在該圖所示實(shí)施例中，可變延遲電路32由可變延遲電路41、42和微分電路43構(gòu)成。從固定延遲電路31輸出的FM信號(hào)在響應(yīng)于解調(diào)信號(hào)(COSp(t-τd))的可變延遲電路41中延遲，從而為等式(13)的第二項(xiàng)進(jìn)行計(jì)算。在該等式中，τa表示可變延遲電路41中的系數(shù)。
在可變延遲電路42中，由可變延遲電路41提供的FM信號(hào)響應(yīng)于微分電路43的輸出，即通過(guò)微分解調(diào)信號(hào)產(chǎn)生的信號(hào)(pSINp(t-τd))，進(jìn)一步延遲，由此為等式(13)的第三項(xiàng)進(jìn)行計(jì)算。在該等式中，τa·τd表示可變延遲電路42中的系數(shù)?？勺冄舆t電路42的輸出供給減法器21，以便從非延遲FM信號(hào)中減去。
所以，按圖7所示的梳齒濾波器，可抑制剩余電平，也可充分衰減任何不需要的AFM分量。
等式(13)可改寫(xiě)如下τf＝τ-τa(COSp(t-τd)-p·τd·SINp(t-τd))…(14)圖8顯示為獲得對(duì)應(yīng)等式(14)的陷波延遲時(shí)間τf而設(shè)計(jì)的梳齒濾波器結(jié)構(gòu)例子。在該實(shí)施例中，省略上述圖7實(shí)施例中所用的可變延遲電路42，并代之以通過(guò)在微分電路52中將時(shí)間τd乘以微分解調(diào)信號(hào)的所得值及將由此算出的信號(hào)與解調(diào)信號(hào)在加法器51中相加而產(chǎn)生一控制信號(hào)，并將此控制信號(hào)供給可變延遲電路41。然后在可變延遲電路41中，從固定延遲電路31輸入的FM信號(hào)響應(yīng)于控制信號(hào)而被延遲并送至減法器21。其它結(jié)構(gòu)與上述圖7的實(shí)施例相同。
在圖8實(shí)施例的可變延遲電路41中，從固定延遲電路31輸入的FM信號(hào)被延遲的時(shí)間對(duì)應(yīng)于圖7中可變延遲電路41的延遲時(shí)間與可變延遲電路42的延遲時(shí)間之和，且如此延遲的信號(hào)輸出至減法器21。所以，在該實(shí)施例中也獲得與上述圖7實(shí)施例相同的效果。這表明通過(guò)提高已解調(diào)信號(hào)的高頻分量并將其輸入至可變延遲電路41就可滿足需要。
圖9顯示8mm磁帶視頻盒式錄像機(jī)的結(jié)構(gòu)例子，其中按上述原理將輸入信號(hào)分離為AFM信號(hào)和YFM信號(hào)。
在該實(shí)施例的記錄/重放塊61中，從視頻盒式磁帶20再現(xiàn)的重放RF信號(hào)在MT(中間調(diào)諧)增益放大器91中均衡且由該放大器輸出。而且，在記錄/重放塊61中，通過(guò)端子92輸入的重放YFM信號(hào)在AGC放大器93中調(diào)節(jié)至預(yù)定電平并隨后通過(guò)端子94輸出至YFM信號(hào)解調(diào)電路95。
從記錄/重放塊61中的MT增益放大器91輸出的信號(hào)供給分離1.5-MHz頻率分量(AFM信號(hào))的帶通濾波器71，以及分離1.7-MHz頻率分量(AFM信號(hào))的帶通濾波器72。帶通濾波器71的輸出供給AFM塊62中的PLL型FM檢測(cè)電路101，同時(shí)通過(guò)延遲調(diào)節(jié)電路73輸入至可變延遲電路74?？勺冄舆t電路74的輸出通過(guò)電平調(diào)節(jié)電路75輸入至減法器76。類(lèi)似地，帶通濾波器72的輸出供給PLL型FM檢測(cè)電路104，同時(shí)通過(guò)延遲調(diào)節(jié)電路77輸入至可變延遲電路78?？勺冄舆t電路78的輸出通過(guò)電平調(diào)節(jié)電路79輸入至減法器80。延遲調(diào)節(jié)電路73和77用作在相應(yīng)延遲線中調(diào)節(jié)延遲時(shí)間，使減法器76和89中兩輸入間的時(shí)間差保持在預(yù)定值(nτc)。
在減法器76中，從由記錄/重放塊61的MT增益放大器91輸出的重放FM信號(hào)中減去電平調(diào)節(jié)電路75的輸出，然后送至減法器80。然后在減法器80中，從減法器76提供的信號(hào)減去由電平調(diào)節(jié)電路79輸入的信號(hào)，然后輸出至ATF陷波電路85。隨后在ATF陷波電路85中，輸入信號(hào)中所含的ATF信號(hào)被陷波并輸出至色度低通濾波器96和色度陷波電路86。
在色度低通濾波器中，從輸入信號(hào)中提取的色度分量輸出至色度信號(hào)處理電路97。
在色度陷波電路86中，輸入信號(hào)中的色度分量被陷波并輸出至RF均衡器/低通濾波器87。隨后在濾波器87中，均衡輸入信號(hào)并在提取YFM信號(hào)分量后，將此信號(hào)分量輸出至記錄/重放塊61的端子92。
AFM塊62中FM檢測(cè)電路101的輸出供給去加重噪音降低電路102以便去加重，且在為降低噪音而擴(kuò)展后，將已處理信號(hào)輸出至多路復(fù)用器103。類(lèi)似地，F(xiàn)M檢測(cè)電路104的輸出供給去加重噪音降低電路105以便去加重，且隨后為降低噪音而擴(kuò)展此信號(hào)。然后將已處理信號(hào)輸出至多路復(fù)用器103，在此多路復(fù)用兩去加重噪音降低電路102和105的輸出，從而輸出左(L)信道音頻分量和右(R)信道音頻分量。
FM檢測(cè)電路101的輸出也供給低通濾波器81，在此提取低頻分量，然后將已提取的分量作為控制延遲時(shí)間的控制信號(hào)通過(guò)可變延遲范圍調(diào)節(jié)電路82供給可變延遲電路74，可變延遲范圍調(diào)節(jié)電路82調(diào)節(jié)可變延遲范圍至預(yù)定值。
類(lèi)似地，F(xiàn)M檢測(cè)電路104的輸出也供給低通濾波器83，在此提取低頻分量，然后將已提取的分量作為控制延遲時(shí)間的控制信號(hào)通過(guò)可變延遲范圍調(diào)節(jié)電路84供給可變延遲電路78，可變延遲范圍調(diào)節(jié)電路84調(diào)節(jié)可變延遲范圍至預(yù)定值。
所以，在該實(shí)施例中，用于控制可變延遲電路74和78中相應(yīng)延遲時(shí)間的控制信號(hào)從在去加重噪音降低電路102和105中處理前的信號(hào)中產(chǎn)生。
如果使用為降低噪音而去加重和擴(kuò)展處理后的信號(hào)產(chǎn)生用于可變延遲電路74和78的控制信號(hào)，很難精確地陷波AFM信號(hào)，因?yàn)閺腗T增益放大器91供給減法器76和80的AFM信號(hào)中含有的已調(diào)制信號(hào)是在為降低噪音而去加重和擴(kuò)展之前的信號(hào)(即，為降低噪音而加重和壓縮的信號(hào))，所以該信號(hào)與已去加重和已擴(kuò)展的信號(hào)不一致。為此，從FM檢測(cè)電路101和104的輸出(即，至去加重和噪音降低電路102和105的輸入)中產(chǎn)生控制信號(hào)。
下面將說(shuō)明圖9的實(shí)施例中進(jìn)行的工作。從視頻盒式磁帶20再現(xiàn)的RF信號(hào)供給MT增益放大器91，在此調(diào)節(jié)其重放電平，并隨后由此輸出已調(diào)節(jié)電平的RF信號(hào)。在帶通濾波器71和72中，分別提取1.5MHz載波分量和1.7MHz載波分量。帶通濾波器71和72的群延遲特性起圖7固定延遲電路31的作用。然后在FM檢測(cè)電路101中PLL檢測(cè)帶通濾波器71的輸出，并輸出(L+R)信號(hào)作為至去加重噪音降低電路102的已解調(diào)信號(hào)，在去加重噪音降低電路102，為降低噪音對(duì)輸入(L+R)去加重并擴(kuò)展，然后將處理過(guò)的信號(hào)輸出至多路復(fù)用器103。
在FM檢測(cè)電路104中PLL檢測(cè)輸入AFM信號(hào)，并將(L-R)信號(hào)輸出作為已解調(diào)信號(hào)。在去加重噪音降低電路105中，為降低噪音對(duì)(L-R)信號(hào)去加重并擴(kuò)展，然后將處理過(guò)的信號(hào)輸出至多路復(fù)用器103。隨后在多路復(fù)用器103中，來(lái)自去加重噪音降低電路102和105的輸入(L+R)和(L-R)信號(hào)被多路復(fù)用并分離為L(zhǎng)信號(hào)和R信號(hào)，然后輸出。
從FM檢測(cè)電路101輸出的(L+R)信號(hào)(已調(diào)制信號(hào))通過(guò)低通濾波器81變平滑并隨后輸入至可變延遲范圍調(diào)節(jié)電路82，在此將信號(hào)轉(zhuǎn)換成事先調(diào)節(jié)的可變延遲范圍內(nèi)的預(yù)定值的控制信號(hào)，并將控制信號(hào)供給可變延遲電路74。類(lèi)似地，從FM檢測(cè)電路104輸出的(L-R)信號(hào)通過(guò)低通濾波器83變平滑并隨后轉(zhuǎn)換成可變延遲范圍內(nèi)的預(yù)定值的控制信號(hào)，并將該控制信號(hào)供給可變延遲電路78。
在延遲調(diào)節(jié)電路73和77中，從帶通濾波器71和72輸出的AFM信號(hào)延遲一預(yù)定時(shí)間使整個(gè)延遲線中的陷波延遲時(shí)間等于預(yù)定延遲時(shí)間，然后已延遲的信號(hào)輸出至可變延遲電路74和78。接著延遲調(diào)節(jié)電路73和77提供的AFM信號(hào)響應(yīng)于分別從可變延遲范圍調(diào)節(jié)電路82和84輸入的控制信號(hào)在可變延遲電路74和78中延遲，然后輸出已延遲的AFM信號(hào)。
這樣從可變延遲電路74和78輸出的信號(hào)分別供給為抵消而調(diào)節(jié)電平的電平調(diào)節(jié)電路75和79，且接著分別將已調(diào)節(jié)電平的信號(hào)供給減法器76和80。在減法器76中，從記錄/重放塊61中MT增益放大器91輸出的RF信號(hào)(頻率多路復(fù)用信號(hào))中減去由電平調(diào)節(jié)電路75供給的AFM信號(hào)，由此陷去1.5MHz的AFM信號(hào)。同時(shí)在減法器80中，從減法器76的輸出中減去電平調(diào)節(jié)電路79的輸出，由此陷去1.7MHz的AFM信號(hào)。
減法器80的輸出供給陷去ATF信號(hào)的ATF陷波電路85。如參照?qǐng)D29描述的，ATF信號(hào)頻率充分低于轉(zhuǎn)換為低頻的色度信號(hào)和較高頻帶的YFM信號(hào)。所以，通過(guò)一般的LC調(diào)諧陷波電路可完全陷去ATF信號(hào)。因此，ATF陷波電路85的輸出變?yōu)橥ㄟ^(guò)從視頻盒式磁帶20再現(xiàn)的RF信號(hào)中移去AFM信號(hào)和ATF信號(hào)而獲得的信號(hào)。
在色度低通濾波器96中，從ATF陷波電路85輸入的信號(hào)中提取743.444KHz的轉(zhuǎn)換到低頻的色度信號(hào)并將其輸出至色度信號(hào)處理電路97。由于如圖29所示，轉(zhuǎn)換為低頻的色度信號(hào)的頻率YFM信號(hào)的頻率分開(kāi)得足夠遠(yuǎn)，通過(guò)色度低通濾波器96可提取單獨(dú)的色度信號(hào)。這種色度信號(hào)在色度信號(hào)處理電路97中處理并由此輸出。
在色度陷波電路86中，從ATF陷波電路85輸入的信號(hào)中陷去743.444KHz的轉(zhuǎn)換為低頻的色度信號(hào)分量。由于如上所述，已轉(zhuǎn)換的色度信號(hào)的頻率與YFM信號(hào)的頻率分開(kāi)得足夠遠(yuǎn)，因此色度陷波電路86可由一般的LC調(diào)諧陷波電路構(gòu)成。
如此，從色度陷波電路86輸出的信號(hào)變?yōu)橥ㄟ^(guò)從盒式磁帶20再現(xiàn)的RF信號(hào)移去ATF信號(hào)，轉(zhuǎn)換為低頻的色度信號(hào)和AFM信號(hào)而得到的信號(hào)，即，單獨(dú)的YFM信號(hào)。該YFM信號(hào)輸入RF均衡器低通濾波器87，在此將信號(hào)均衡并移去任何不需要的高頻分量。然后RF均衡器低通濾波器87的輸出通過(guò)端子92供給記錄/重放塊61，在此在AGC放大器93中調(diào)節(jié)電平并通過(guò)端子94將已調(diào)節(jié)電平的信號(hào)輸出至解調(diào)電路95。輸入YFM信號(hào)在電路95中解調(diào)，已解調(diào)信號(hào)作為亮度信號(hào)輸出至未示出電路。
在圖9的實(shí)施例中，減法器76和80位于調(diào)節(jié)YFM信號(hào)電平(AGC)的AGC放大器93之前。所以，即使AFM信號(hào)中存在任何電平變化，至減法器76和80的兩輸入中的這種變化具有相互對(duì)應(yīng)的值，從而可消除變化。而且，在至YFM信號(hào)和色度信號(hào)的公共線(在包括這兩個(gè)信號(hào)的級(jí)中)中進(jìn)行AFM信號(hào)的陷波處理，所以對(duì)色度信號(hào)以及YFM信號(hào)而言，能有效取得改進(jìn)頻帶的效果。
下面將說(shuō)明圖7或8所示梳齒濾波器用于圖9實(shí)施例的結(jié)構(gòu)例子。如圖9所示，需要兩個(gè)梳齒濾波器用于陷去AFM信號(hào)，即，用于陷去1.5MHzAFM信號(hào)的電路和用于陷去1.7MHzAFM信號(hào)的電路。但是，由于這兩個(gè)電路的基本結(jié)構(gòu)是相同的，下面將僅僅描述用于陷去1.5MHzAFM信號(hào)的一個(gè)梳齒濾波器。
圖10顯示使用這種梳齒濾波器的第一例子。該實(shí)施例中，從記錄/重放塊61中MT增益放大器91輸出的重放信號(hào)直接供給減法器76，同時(shí)通過(guò)帶通濾波器71和可變延遲電路74供給減法器76。帶通濾波器71提取的1.5MHzAFM信號(hào)供給構(gòu)成FM檢測(cè)電路101中PLL電路的相位比較器111。在相位比較器111中，來(lái)自VCO(電壓控制振蕩器)113的輸出信號(hào)相位與來(lái)自帶通濾波器71的輸出信號(hào)相位相比較，產(chǎn)生表示其間相位差的相位誤差信號(hào)。低通濾波器112使從相位比較器111輸出的相位誤差信號(hào)變平滑并將已平滑的信號(hào)送至VCO113。低通濾波器112的輸出作為AFM信號(hào)的已解調(diào)信號(hào)(L+R信號(hào))送至去加重噪音降低電路102，同時(shí)作為控制信號(hào)送至可變延遲電路74。
在該實(shí)施例中，VCO113產(chǎn)生與從帶通濾波器71輸出的AFM信號(hào)同步的信號(hào)，VCO113與相位比較器111和低通濾波器112結(jié)合，構(gòu)成PLL。相應(yīng)地低通濾波器112的輸出成為AFM信號(hào)的已解調(diào)信號(hào)。該已解調(diào)信號(hào)作為控制信號(hào)供給可變延遲電路74，而從帶通濾波器71輸出的AFM信號(hào)延遲一對(duì)應(yīng)該控制信號(hào)的時(shí)間，然后供給減法器76。接著在減法器76中，從MT增益放大器91的輸出信號(hào)中減去可變延遲電路74的輸出，從而陷去AFM信號(hào)。
圖11顯示使用上述梳齒濾波器的第二例子。在該例子中，不僅在延遲線中，而且在干線中延遲重放信號(hào)，使信號(hào)在延遲電路131中延遲τh的時(shí)間，并在延遲后供給減法器76。延遲線的延遲時(shí)間τd與干線中的延遲時(shí)間τh之間存在下述關(guān)系τh-τd＝nτc(n＝1，2，3，…)除了n＝0(τh＝τd)的情況外，其它情況下，需要在可變延遲電路74中進(jìn)行可變延遲。在該例子的情況下，形成FM檢測(cè)電路101使得在PLL電路中FM檢測(cè)從帶通濾波器71輸出的AFM信號(hào)，PLL電路由相位比較器121，低通濾波器122，VCO123和低通濾波器124構(gòu)成。從低通濾波器122輸出的FM檢測(cè)信號(hào)(L+R信號(hào))供給去加重噪音降低電路102，同時(shí)也供給可變延遲電路74。
低通濾波器124使VCO123的輸出變平滑，然后供給相位比較器121，同時(shí)還供給90°移相電路125。在VCO123中產(chǎn)生一信號(hào)(該信號(hào)鎖相至從帶通濾波波71輸出的AFM信號(hào))時(shí)，該信號(hào)與AFM信號(hào)有90°的相位偏移。所以，相對(duì)帶通濾波器71的輸出AFM信號(hào)而言，偏移相位90°以恢復(fù)輸入相位狀態(tài)，并將該信號(hào)供給AGC電路126。
然后在AGC電路126中，根據(jù)低通濾波器128供給的信號(hào)控制從90°移相電路125輸入的信號(hào)電平，并將已控制電平的信號(hào)作為已鎖定AFM信號(hào)輸出至可變延遲電路74和電平比較器127。然后來(lái)自帶通濾波器71的輸出AFM信號(hào)電平與來(lái)自AGC電路126的已鎖定AFM信號(hào)電平在電平比較器127中相互比較，并輸出對(duì)應(yīng)其間電平差的誤差信號(hào)。該誤差信號(hào)通過(guò)低通濾波器128變平滑，然后作為控制信號(hào)輸入至AGC電路126。
所以，在該例子中，從AGC電路126輸出的已鎖定AFM信號(hào)在相位和電平上都對(duì)應(yīng)于帶通濾波器71輸出的AFM信號(hào)。在可變延遲電路74中，根據(jù)低通濾波器122提供的控制信號(hào)延遲AGC電路126供給的已鎖定AFM信號(hào)，并將已延遲信號(hào)輸出至減法器76。
在圖11的實(shí)施例中，90°移相電路125設(shè)在低通濾波器125和AGC電路126之間。但是，移相電路125可位于帶通濾波器71和相位比較器121之間，或低通濾波器124與相位比較器121之間。
圖12表示使用梳齒濾波器的第三例子。在該實(shí)施例中，帶通濾波器71由設(shè)定1.5MHzAFM信號(hào)帶寬的帶通濾波器71A和由帶通濾波器71B構(gòu)成。帶通濾波器71A的輸出供給可變延遲電路74以便在此延遲一預(yù)定時(shí)間，然后已延遲信號(hào)供給減法器76。
同時(shí)帶通濾波器71B的輸出通過(guò)FM檢測(cè)電路101中的90°移相電路141供給相位比較器142。在相位比較器142中，來(lái)自90°移相電路141的輸出的相位與來(lái)自可變延遲電路74的輸出的相位相比較，表示其間相位差的相位誤差信號(hào)作為控制信號(hào)通過(guò)低通濾波器143供給可變延遲電路74。
由帶通濾波器71B的輸出信號(hào)產(chǎn)生的延遲時(shí)間必須是τc或其整數(shù)倍。以干線與延遲線之間的時(shí)間差為nτc的關(guān)系鎖相FM檢測(cè)電路101的PLL。
具體地說(shuō)，在相位比較器142中，將通過(guò)在90°移相電路141中對(duì)帶通濾波器71B的輸出移相90°所得信號(hào)的相位與來(lái)自可變延遲電路74輸出的相位相比較，并輸出表示其間相位差的相位誤差信號(hào)。來(lái)自可變延遲電路74的輸出的作用是根據(jù)控制信號(hào)而延遲從帶通濾波器71A輸出的AFM信號(hào)，該控制信號(hào)是通過(guò)低通濾波器143平滑從相位比較器142輸出的相位誤差信號(hào)而產(chǎn)生的。因此，調(diào)節(jié)從可變延遲電路74輸出的AFM信號(hào)的延遲時(shí)間，使該信號(hào)在相位上與RF信號(hào)中所含的AFM信號(hào)同步。
在圖12的例子中，90°移相電路141位于帶通濾波器71B和相位比較器142之間。但是，該移相電路141可位于可變延遲電路74與相位比較器142之間。
圖13表示使用梳齒濾波器的第四例子。該例子的結(jié)構(gòu)是，另外將帶通濾波器151設(shè)在可變延遲電路74和圖12的上述例子中所用相位比較器142之間。帶通濾波器151的結(jié)構(gòu)可與帶通濾波器71B相同。其它構(gòu)造與圖12相同。
在該例子中執(zhí)行的操作與圖12的前述實(shí)施例基本相同。但是，在圖13的例子中，不必在每一帶通濾波器71B和151中將延遲時(shí)間設(shè)為nτc。
在該例子中，90°移相電路141位于帶通濾波器71B和相位比較器142之間。但是，它可設(shè)在帶通濾波器151與相位比較器142之間。
圖14和15以波形顯示以1.5MHz的載波為基礎(chǔ)且在1kHz調(diào)頻的AFM信號(hào)通過(guò)圖7的梳齒濾波器時(shí)獲得的輸出信號(hào)特性。圖14表示從延遲線至減法器21的輸入被關(guān)斷時(shí)的特性，而圖15表示該輸入接通的另一情況下的特性。比較圖14與15可明顯看出，通過(guò)根據(jù)已解調(diào)信號(hào)而改變陷波頻率，完全陷去了AFM信號(hào)。
類(lèi)似地，圖16和17以波形表示在10kHz調(diào)頻AFM信號(hào)時(shí)，在來(lái)自延遲線的輸入被關(guān)斷和接通的兩種情況下獲得的特性。同樣，在這種情況下，可看出根據(jù)已解調(diào)信號(hào)改變陷波頻率，可獲得足夠的陷波效果。
而且，圖18和19以波形表示根據(jù)一般音樂(lè)信息調(diào)頻以1.5MHz的載波為基礎(chǔ)的AFM信號(hào)和以1.7MHz的載波為基礎(chǔ)的AFM信號(hào)時(shí)獲得的特性。類(lèi)似于上述情況，圖18表示來(lái)自延遲線的輸關(guān)被關(guān)斷時(shí)的特性，而圖19表示該輸入接通的另一情況下的特性。由此可看出AFM信號(hào)被完全陷波。
圖20以波形表示如上所述梳齒濾波器陷去AFM信號(hào)時(shí)(曲線B)與按現(xiàn)有技術(shù)由LC調(diào)諧陷波電路陷去該AFM信號(hào)時(shí)(曲線A)所得重放視頻信號(hào)的特性。從該圖中明顯看出，曲線B中較高頻范圍中的特性比曲線A大大改進(jìn)。
圖21顯示另一實(shí)施例，其中相對(duì)干線降低已解調(diào)信號(hào)的延遲時(shí)間τd。如果延遲時(shí)間τd長(zhǎng)，很難對(duì)任何寬帶的FM信號(hào)或以高頻調(diào)制的FM信號(hào)獲得足夠的陷波效果。所以最好將延遲時(shí)間τd減至最小。圖21的實(shí)施例中，在頻率多路復(fù)用信號(hào)輸入至減法器21的干線中插入校正延遲電路201。并在輸出已解調(diào)信號(hào)至可變延遲電路32的PLL FM檢測(cè)電路101的輸入級(jí)中插入另一個(gè)校正延遲電路202。其它結(jié)構(gòu)與圖3相同。
同樣，在該實(shí)施例中，由固定延遲電路31和可變延遲電路32確定陷波延遲時(shí)間τf。假設(shè)PLL FM檢測(cè)電路101的工作引起的延遲時(shí)間可基本忽略，該實(shí)施例中至干線的已解調(diào)信號(hào)的延遲時(shí)間τd可表示如下，其中τ201和τ202分別表示校正延遲電路201和202中的延遲時(shí)間。
τd＝τ202-τ201所以，如果校正延遲電路201和202中的延遲時(shí)間τ201和τ202設(shè)為相同值，就可降低延遲時(shí)間τd至零，以此大大改進(jìn)梳齒特性。但是，PLL FM檢測(cè)電路101必須提供預(yù)定頻帶的信號(hào)(在此情況下，通過(guò)調(diào)頻1.5MHz的載波而獲得的AFM信號(hào))。為此，校正延遲電路202一般由帶通濾波器構(gòu)成。在任何帶通濾波器中，隨著信號(hào)通過(guò)的頻帶變窄而延遲時(shí)間變長(zhǎng)，因此在校正延遲電路202中需要一定的延遲量。但是，如果利用某一校正量可獲得滿意的特性，并不精確要求將τd降至零，且差值延遲時(shí)間可分配陷波延遲時(shí)間τf。這種情況下，至固定延遲電路31的輸入由校正延遲電路202提供。圖22顯示使用上述方法的實(shí)施例。
由于延遲線中必須只延遲待陷波的AFM信號(hào)，因此固定延遲電路31一般由帶通濾波器構(gòu)成。為此，形成如圖22所示的電路，將固定延遲電路31中的帶通濾波器共用為校正延遲電路202中的帶通濾波器，由此簡(jiǎn)化結(jié)構(gòu)。
在圖22的實(shí)施例中，校正延遲電路202的輸出代替校正延遲電路201的輸出，供給固定延遲電路31。其它構(gòu)造與圖21相同。
圖23顯示將圖22的實(shí)施例用于圖9實(shí)施例的結(jié)構(gòu)例子。即，在圖23的實(shí)施例中，來(lái)自記錄/重放塊61的重放信號(hào)通過(guò)校正延遲電路201供給減法器213(對(duì)應(yīng)于圖9中的減法器76和89)。重放信號(hào)還供給帶通濾波器71和72，它們分別用于提供1.5MHz的AFM信號(hào)(AFM1信號(hào))和1.7MHz的AFM信號(hào)(AFM2信號(hào))。每一帶通濾波器對(duì)應(yīng)圖22中的校正延遲電路202。
帶通濾波器71的輸出供給PLL FM檢測(cè)電路101和固定延遲電路73兩者。由固定延遲電路73延遲的AFM1信號(hào)輸入至可變延遲電路74，在此將該信號(hào)根據(jù)來(lái)自PLL FM檢測(cè)電路101的已解調(diào)信號(hào)再次延遲，然后將已延遲信號(hào)輸入至加法器211。
同時(shí)從帶通濾波器72輸出的AFM2信號(hào)供給固定延遲電路77和PLLFM檢測(cè)電路104兩者。由固定延遲電路77延遲的AFM2信號(hào)輸入至可變延遲電路78，在此將該信號(hào)根據(jù)來(lái)自PLL FM檢測(cè)電路104的已解調(diào)信號(hào)再次延遲，然后將已延遲信號(hào)輸入至加法器211。
隨后在加法器211中，可變延遲電路74和78的輸出相加并輸出至校正延遲電路212。然后在校正延遲電路212中，來(lái)自加法器211的輸入信號(hào)再次延遲一預(yù)定時(shí)間并供給減法器213，在此從校正延遲電路201的輸出中減去校正延遲電路212的輸出，然后輸出如此相減后的結(jié)果。
在此實(shí)施例中，相對(duì)于通過(guò)帶通濾波器71提取的1.5MHz的AFM1信號(hào)的陷波延遲時(shí)間τf由校正延遲電路201的延遲時(shí)間與帶通濾波器71、固定延遲電路73、可變延遲電路74和校正延遲電路212的各延遲時(shí)間總和之間的差值確定。同時(shí)，相對(duì)于通過(guò)帶通濾波器72提取的AFM2信號(hào)的陷波延遲時(shí)間τf由校正延遲電路201的延遲時(shí)間與帶通濾波器72，固定延遲電路77，可變延遲電路78和校正延遲電路212的各延遲時(shí)間總和之間的差值確定。
例如，在通過(guò)帶通濾波器71提取的AFM1信號(hào)具有1.5MHz±100kHz的頻率且通過(guò)帶通濾波器72提取的AFM2信號(hào)具有1.7MHz±50kHz的頻率的條件下，上述電路的各延遲時(shí)間可設(shè)定如下校正延遲電路201 2μs帶通濾波器713.3μs固定延遲電路73 0.3μs可變延遲電路74 ±0.27μs帶通濾波器724.7μs固定延遲電路77 0.3μs可變延遲電路78 ±0.12μs校正延遲電路212 1.7μs在該實(shí)施例中，校正延遲電路212和固定延遲電路73的各延遲時(shí)間之和設(shè)為等于校正延遲電路201的延遲時(shí)間(2.0μs)，類(lèi)似地，校正延遲電路212和固定延遲電路77的各延遲時(shí)間之和設(shè)為等于校正延遲電路201的延遲時(shí)間(2.0μs)。因此，忽略可變延遲電路74和78的延遲時(shí)間，AFM1信號(hào)的陷波延遲時(shí)間τf為3.3μs，AFM2信號(hào)的陷波延遲時(shí)間τf為4.7μs。
AFM1信號(hào)的延遲時(shí)間τd變?yōu)?.3(＝3.3-2)μs，AFM2信號(hào)的延遲時(shí)間τd變?yōu)?.7(＝4.7-2)μs。如果不插入校正延遲電路201，這些延遲時(shí)間τd分別為3.3μs和4.7μs，由此可看出這些值由于插入校正延遲電路201而減少。
在該實(shí)施例中，AFM1信號(hào)由固定延遲電路73和可變延遲電路74延遲，同時(shí)AFM2信號(hào)由固定延遲電路77和可變延遲電路78延遲。而校正延遲電路212用于延遲AFM1信號(hào)和AFM2信號(hào)兩者。如果固定延遲電路73和77的延遲時(shí)間分別設(shè)為2.0μs，則校正延遲電路212可省去。但是，這種情況下，必須設(shè)置兩個(gè)延遲電路，每個(gè)延遲電路具有2.0μs的延遲時(shí)間。即，總的延遲時(shí)間4(＝2+2)μs。
與之對(duì)照，如果插入校正延遲電路212以延遲AFM1信號(hào)和AFM2信號(hào)兩者，如圖23所示，固定延遲電路73、77與校正延電路212的總延遲時(shí)間變?yōu)?.3(＝0.3+0.3+1.7)μs。所以，圖23的構(gòu)造能進(jìn)一步減少結(jié)構(gòu)體積。
在另一配置中，其中省略固定延遲電路73和77而校正延遲電路212的延遲時(shí)間設(shè)為2.0μs，理論上可使結(jié)構(gòu)最小化。一般，每一可變延遲電路74和78中的延遲時(shí)間通過(guò)增加或減少基準(zhǔn)延遲時(shí)間而調(diào)節(jié)。固定延遲電路73和77用作確定相對(duì)于可變延遲電路74和78的基準(zhǔn)延遲時(shí)間。所以，從實(shí)際延遲電路的配置出發(fā)，每一固定延遲電路73和77中的延遲時(shí)間不能降至零，且每一可變延遲電路74和78中延遲時(shí)間的可變寬度設(shè)為實(shí)際可實(shí)現(xiàn)的基準(zhǔn)值。
圖24顯示用于降低延遲時(shí)間τd的再一實(shí)施例。該實(shí)施例的構(gòu)造使得在減法器21中從干線的信號(hào)中減去由固定延遲電路31和可變延遲電路32構(gòu)成的延遲線的信號(hào)，而在加法器221中將干線的信號(hào)與延遲線的信號(hào)相加，并將輸出由此供給PLL FM檢測(cè)電路101。然后，從PLL FM檢測(cè)電路101輸出的已解調(diào)信號(hào)供給可變延遲電路32。由于包括在延遲線中的信號(hào)(已相關(guān)分量)可通過(guò)從干線的信號(hào)中減去延遲線的信號(hào)而從干線的信號(hào)中陷去，因此，通過(guò)在加法器221中將干線與延遲線的信號(hào)相加可獲得為干線信號(hào)雙倍電平的延遲線信號(hào)(已相關(guān)信號(hào))。
在PLL FM檢測(cè)電路101中可檢測(cè)并解調(diào)加法器221的輸出。且已解調(diào)信號(hào)用于控制可變延遲電路32的延遲時(shí)間，因此，對(duì)于干線的信號(hào)，已解調(diào)信號(hào)的延遲時(shí)間τd可降到陷波延遲時(shí)間τf的一半。
因此，通過(guò)從干線的信號(hào)中減去延遲線的信號(hào)可陷去延遲線的信號(hào)，且通過(guò)將干線與延遲線的信號(hào)相加還可提取延遲線的信號(hào)。
圖25是顯示執(zhí)行上述操作的基本原理方框圖。圖25的實(shí)施例構(gòu)造如下，在減法器21中，從干線的信號(hào)中減去由固定延遲電路31和可變延遲電路32構(gòu)成的延遲線輸出，由此陷去延遲線的信號(hào)，且隨后輸出。然后在加法器221中，干線的信號(hào)與延遲線的信號(hào)相加，由此提取延遲線的信號(hào)。
圖26顯示含有在圖22的實(shí)施例中又插入加法器221的結(jié)構(gòu)例子，其中干線的信號(hào)與延遲線的信號(hào)相加以提取延遲線的信號(hào)。由于干線與延遲線的信號(hào)以此方式相加并輸出，其傳遞特性由圖27A-27C中實(shí)線表示。
在圖27A-27C的每一圖中，虛線表示構(gòu)成固定延遲電路31并具有2Δwc帶寬、其中τ＝nτcπ/(2Δwc)的帶通濾波器的傳遞特性。當(dāng)其瞬時(shí)載波頻率位于中心(陷波頻率fc的附近)時(shí)，如圖27A所示，隨著頻率升高或降低，輸出信號(hào)的電平變小。而如果中心頻率如圖27B所示移至帶通濾波器(固定延遲電路31)帶寬范圍內(nèi)的較低部分或如圖27C所示移至該范圍內(nèi)的較高部分時(shí)，通過(guò)帶寬的中心附近的信號(hào)電平被衰減。所以，在圖27A至27C的每一圖中，表示通過(guò)帶寬的虛線與表示傳遞特性的實(shí)線之間的陰影部分比通過(guò)普通帶通濾波器提取預(yù)定頻率分量的另一種情況(虛線表示)衰減更多。即，對(duì)應(yīng)于消除陰影部分中的分量而提高帶內(nèi)干擾消除特性，因此載波噪音比更令人滿意。
圖28顯示應(yīng)用將干線與延遲線的信號(hào)相加來(lái)提取所要信號(hào)的原理的例子。該實(shí)施例中，通過(guò)帶通濾波器251提取來(lái)自如接收FM廣播的調(diào)諧器的中頻信號(hào)并隨后通過(guò)干線供給加法器221，同時(shí)通過(guò)延遲線供給加法器221，該延遲線由固定延遲電路31和可變延遲電路32構(gòu)成。在PLL FM檢測(cè)電路252中，F(xiàn)M檢測(cè)加法器221的輸出，然后將已解調(diào)信號(hào)供給未示出的電路，同時(shí)還供給可變延遲電路32，用于控制電路32的延遲時(shí)間。
在該實(shí)施例中，至干線的已解調(diào)信號(hào)的延遲時(shí)間τd降為延遲線中延遲時(shí)間τf的一半，所以，與由PLL FM檢測(cè)電路252直接檢測(cè)帶通濾波器251輸出的另一情況相比，可提高C/N。因此，即使在如電場(chǎng)強(qiáng)度降低時(shí)，也能可靠地提取并接收所要的信號(hào)。
本發(fā)明上述描述是以在8mm磁帶視頻盒式錄像機(jī)中陷去AFM信號(hào)的情況為例。但是，應(yīng)注意，本發(fā)明也可用于陷去預(yù)定的FM信號(hào)同時(shí)從某些其它記錄介質(zhì)再現(xiàn)或送至傳輸線的多個(gè)頻率多路復(fù)用FM信號(hào)中分離其它FM信號(hào)的其它情況。并且本發(fā)明還可用于提取除FM調(diào)諧器外的某些其它設(shè)備中的所要信號(hào)。
所以，按照本發(fā)明的信號(hào)陷波設(shè)備與方法，從頻率多路復(fù)用信號(hào)中減去根據(jù)已解調(diào)信號(hào)延遲的FM信號(hào)，使所要的FM信號(hào)能精確陷波同時(shí)將對(duì)其它FM信號(hào)的有害影響減至最小。
按照本發(fā)明的記錄介質(zhì)重放設(shè)備和方法，從重放信號(hào)中減去根據(jù)第一已解調(diào)信號(hào)延遲的FM信號(hào)，并從由此減法得到的信號(hào)中解調(diào)第二FM信號(hào)，從而能精確再現(xiàn)第二FM信號(hào)而不受第一FM信號(hào)的不利影響。
而且按照本發(fā)明的信號(hào)提取設(shè)備和方法，根據(jù)已解調(diào)信號(hào)延遲FM信號(hào)，并將頻率多路復(fù)用與已延遲FM信號(hào)相加，從而可以簡(jiǎn)化的電路結(jié)構(gòu)可靠提取FM信號(hào)。雖然上面參照一些優(yōu)選實(shí)施例描述了本發(fā)明，但是應(yīng)明白本發(fā)明并不僅僅局限于這些實(shí)施例，對(duì)本領(lǐng)域的技術(shù)人員而言，在不脫離本發(fā)明精神的前提下，可作出多種其它變化與修改。
因此，本發(fā)明的范圍只由所附權(quán)利要求書(shū)確定。
權(quán)利要求
1.一種信號(hào)陷波設(shè)備，用于從以頻率多路復(fù)用形式含有多個(gè)FM信號(hào)的頻率多路復(fù)用信號(hào)中陷去預(yù)定的FM信號(hào)，所述設(shè)備包括解調(diào)裝置，用于解調(diào)待陷波的預(yù)定FM信號(hào)然后輸出已解調(diào)信號(hào)；延遲裝置，用于根據(jù)從所述解調(diào)裝置輸出的已解調(diào)信號(hào)而延遲待陷波的FM信號(hào)；以及減法裝置，用于從所述頻率多路復(fù)用信號(hào)中減去從所述延遲裝置得到的已延遲FM信號(hào)。
2.如權(quán)利要求1所述的信號(hào)陷波設(shè)備，其特征在于所述延遲裝置延遲預(yù)定的FM信號(hào)，其延遲時(shí)間至少為對(duì)應(yīng)所述FM信號(hào)基頻的時(shí)間與對(duì)應(yīng)所述已解調(diào)信號(hào)的時(shí)間之和。
3.如權(quán)利要求2所述的信號(hào)陷波設(shè)備，其特征在于所述延遲裝置再次延遲預(yù)定的FM信號(hào)，其延遲時(shí)間對(duì)應(yīng)于所述已解調(diào)信號(hào)的時(shí)間變化。
4.如權(quán)利要求2所述的信號(hào)陷波設(shè)備，其特征在于所述延遲裝置由第一延遲裝置和第二延遲裝置構(gòu)成，第一延遲裝置用于延遲供給所述減法裝置的頻率多路復(fù)用信號(hào)，而第二延遲裝置用于延遲供給所述減法裝置的FM信號(hào)。
5.如權(quán)利要求4所述的信號(hào)陷波設(shè)備，其特征在于所述FM信號(hào)包括第一FM信號(hào)和第二FM信號(hào)，且所述解調(diào)裝置個(gè)別地解調(diào)所述第一與第二FM信號(hào)；所述第二延遲裝置由第三延遲裝置和第四延遲裝置構(gòu)成，第三延遲裝置用于個(gè)別地延遲所述第一與第二FM信號(hào)，而第四延遲裝置用于通用地延遲所述第一與第二FM信號(hào)。
6.如權(quán)利要求1所述的信號(hào)陷波設(shè)備，其特征在于所述解調(diào)裝置利用鎖相環(huán)解調(diào)已調(diào)制信號(hào)。
7.如權(quán)利要求1所述的信號(hào)陷波設(shè)備，其特征在于，根據(jù)振幅、頻率特性或相位特性校正前的已解調(diào)信號(hào)所述延遲裝置延遲所述FM信號(hào)。
8.如權(quán)利要求1所述的信號(hào)陷波設(shè)備，還包括一附加裝置，它用于將頻率多路復(fù)用信號(hào)與從所述延遲裝置輸出的已延遲FM信號(hào)相加，并將如此相加的結(jié)果供給所述解調(diào)裝置以便對(duì)該結(jié)果解調(diào)。
9.一種信號(hào)陷波方法，用于從以頻率多路復(fù)用形式含有多個(gè)FM信號(hào)的頻率多路復(fù)用信號(hào)中陷去預(yù)定的FM信號(hào)，所述方法包括以下步驟解調(diào)待陷波的預(yù)定FM信號(hào)并隨后輸出已解調(diào)信號(hào)；根據(jù)該已解調(diào)信號(hào)延遲待陷波的FM信號(hào)；以及從所述頻率多路復(fù)用信號(hào)中減去已延遲的FM信號(hào)。
10.一種記錄介質(zhì)重放設(shè)備，該設(shè)備用于在從記錄介質(zhì)再現(xiàn)的重放信號(hào)中分離以頻率多路復(fù)用形式記錄在記錄介質(zhì)上的第一與第二FM信號(hào)后對(duì)其解調(diào)，所述重放設(shè)備包括提取裝置，用于從重放信號(hào)中提取第一FM信號(hào)；第一解調(diào)裝置，用于解調(diào)所提取的第一FM信號(hào)并輸出第一已解調(diào)信號(hào)；延遲裝置，用于根據(jù)從所述第一解調(diào)裝置輸出的第一已解調(diào)信號(hào)延遲已提取的第一FM信號(hào)；減法裝置，用于從重放信號(hào)中減去由所述延遲裝置延遲的第一FM信號(hào)；以及第二解調(diào)裝置，用于解調(diào)來(lái)自所述減法裝置輸出的第二FM信號(hào)并隨后輸出第二已解調(diào)信號(hào)。
11.一種記錄介質(zhì)重放方法，該方法用于在從記錄介質(zhì)再現(xiàn)的重放信號(hào)中分離以頻率多路復(fù)用形式記錄在記錄介質(zhì)上的第一與第二FM信號(hào)后對(duì)其解調(diào)，所述方法包括以下步驟從所述記錄介質(zhì)再現(xiàn)的重放信號(hào)中提取第一FM信號(hào)；解調(diào)所提取的第一FM信號(hào)并輸出第一已解調(diào)信號(hào)；根據(jù)第一已解調(diào)信號(hào)延遲已提取的第一FM信號(hào)；從重放信號(hào)中減去已延遲的第一FM信號(hào)；以及從由此減法得到的信號(hào)中解調(diào)第二FM信號(hào)并隨后輸出第二已解調(diào)信號(hào)。
12.一種信號(hào)提取設(shè)備，用于從以頻率多路復(fù)用形式含有多個(gè)FM信號(hào)的頻率多路復(fù)用信號(hào)中提取預(yù)定的FM信號(hào)，所述設(shè)備包括解調(diào)裝置，用于解調(diào)待提取的預(yù)定FM信號(hào)并隨后輸出已解調(diào)信號(hào)；延遲裝置，用于根據(jù)從所述解調(diào)裝置輸出的已解調(diào)信號(hào)延遲待提取的FM信號(hào)；以及加法裝置，用于將頻率多路復(fù)用信號(hào)與由所述延遲裝置延遲的FM信號(hào)相加。
13.如權(quán)利要求12所述的信號(hào)提取設(shè)備，其特征在于所述解調(diào)裝置解調(diào)所述加法裝置的輸出。
14.一種信號(hào)提取方法，用于從以頻率多路復(fù)用形式含有多個(gè)FM信號(hào)的頻率多路復(fù)用信號(hào)中提取預(yù)定的FM信號(hào)，所述方法包括以下步驟解調(diào)待提取的預(yù)定FM信號(hào)并隨后輸出已解調(diào)信號(hào)；根據(jù)已解調(diào)信號(hào)延遲待提取的FM信號(hào)；以及將頻率多路復(fù)用信號(hào)與已延遲FM信號(hào)相加。
全文摘要
一種信號(hào)陷波設(shè)備與方法,把從視頻盒式磁帶再現(xiàn)的重放信號(hào)直接供給減法器,同時(shí)送至固定延遲電路和可變延遲電路以便在此延遲一預(yù)定時(shí)間。已延遲信號(hào)也供給減法器,然后減法器減去已延遲的來(lái)自再現(xiàn)重放信號(hào)的信號(hào)并輸出該減法結(jié)果。固定延遲電路的延遲時(shí)間設(shè)為對(duì)應(yīng)于所要的待陷波FM信號(hào)的載波中心頻率。同時(shí)可變延遲電路的延遲時(shí)間設(shè)為對(duì)應(yīng)于由解調(diào)所要陷波的FM信號(hào)而得到的信號(hào)。這樣可陷去所要FM信號(hào)而不影響其它FM信號(hào)。
文檔編號(hào)G11B20/06GK1177185SQ97114829
公開(kāi)日1998年3月25日 申請(qǐng)日期1997年5月31日 優(yōu)先權(quán)日1996年5月31日
發(fā)明者金子雅保, 三上勉 申請(qǐng)人:索尼公司