本發(fā)明涉及一種衛(wèi)星的高精度高穩(wěn)定度控制技術(shù)，具體涉及一種大型撓性衛(wèi)星高精度高穩(wěn)定度的控制方法。

背景技術(shù)：

傳統(tǒng)pid控制(比例-積分-微分控制)是當(dāng)前衛(wèi)星姿態(tài)控制所采用的主要方法，目前已經(jīng)發(fā)射的航天器絕大多數(shù)都是采用pid控制或改進(jìn)pid控制。pid控制器結(jié)構(gòu)簡單，可調(diào)參數(shù)較少，對系統(tǒng)控制模型要求較低，通用性強(qiáng)，可靠性高，可以勝任衛(wèi)星撓性附件較小或控制精度要求較低的任務(wù)。但是，由于pid控制器對外界干擾的抑制能力與加入控制器后閉環(huán)系統(tǒng)的帶寬成正比，所以當(dāng)撓性附件較大，振動模態(tài)頻率較低時，為了防止控制器激發(fā)撓性附件的振動，閉環(huán)系統(tǒng)的帶寬只能在很低的頻率范圍內(nèi)選取，導(dǎo)致整個系統(tǒng)的外干擾抑制能力變?nèi)酰瑥亩鵁o法得到較高的控制精度。

新的航天任務(wù)對衛(wèi)星的控制精度和穩(wěn)定度提出了更高的要求，但目前很多大型撓性衛(wèi)星高精度高穩(wěn)定度控制存在的以下幾點問題：

(1)轉(zhuǎn)動慣量、執(zhí)行機(jī)構(gòu)安裝角度、撓性振動頻率等參數(shù)存在較大偏差，不利于控制精度的提高；

(2)衛(wèi)星尺寸較大且結(jié)構(gòu)復(fù)雜，重力梯度力矩等空間干擾力矩的影響大；

(3)撓性振動頻率低，振動耦合影響嚴(yán)重，在無法提供主動振動抑制的情況下，采用傳統(tǒng)pid控制器時，需要控制器的帶寬設(shè)計的盡量低，從而不激發(fā)衛(wèi)星本身的撓性振動，但低帶寬不利于提高控制精度。

基于線性魯棒理論的控制算法是一種應(yīng)用廣泛且效果理想的線性魯棒控制方法。該方法通過選擇需要的性能輸出和設(shè)計相應(yīng)的加權(quán)函數(shù)，最終獲得滿足所需性能指標(biāo)的控制器，針對性強(qiáng)，魯棒性好。

因此，對于大撓性衛(wèi)星的高精度高穩(wěn)定度控制，雖然現(xiàn)階段pid控制可以滿足指標(biāo)要求，但仍存在上述問題，有必要考慮更先進(jìn)的魯棒控制算方法，為將來任務(wù)的升級和擴(kuò)展進(jìn)行儲備。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種大型撓性衛(wèi)星高精度高穩(wěn)定度的控制方法，該方法解決了現(xiàn)有技術(shù)低帶寬不利于提高控制精度的問題，基于現(xiàn)有星上技術(shù)條件，根據(jù)大型撓性衛(wèi)星的任務(wù)需求，考慮傳感器和執(zhí)行機(jī)構(gòu)限制，使控制器在閉環(huán)系統(tǒng)的帶寬足夠低，不會激發(fā)撓性附件等未建模結(jié)構(gòu)振動的同時，還能夠?qū)ν饨绺蓴_以及自身的模型不確定性具有良好的抑制能力，實現(xiàn)高精度高穩(wěn)定度的姿態(tài)控制。

為了達(dá)到上述目的，本發(fā)明提供了一種大型撓性衛(wèi)星高精度高穩(wěn)定度的控制方法，該方法包含：

步驟1：根據(jù)任務(wù)要求和被控對象模型的特點，以傳統(tǒng)pid控制器的性能為參考，采用經(jīng)典控制理論設(shè)計pid控制器；

步驟2：以pid控制器中的閉環(huán)系統(tǒng)作參考，繪制該系統(tǒng)的不同輸入端到輸出端的閉環(huán)頻率響應(yīng)幅頻曲線圖，并以此為基礎(chǔ)構(gòu)建線性魯棒控制器使用的閉環(huán)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，選取性能輸出并設(shè)計加權(quán)函數(shù)；

步驟3：將加權(quán)函數(shù)的傳遞函數(shù)和系統(tǒng)自身的狀態(tài)空間方程合并構(gòu)成廣義系統(tǒng)，通過廣義系統(tǒng)得到線性矩陣不等式，再求解線性矩陣不等式，得到高精度高穩(wěn)定度控制器；

步驟4：選取合適的控制周期，將高精度高穩(wěn)定度控制器離散化，得到離散方程，在該控制周期內(nèi)，高精度高穩(wěn)定度控制器軟件根據(jù)離散方程和控制邏輯不斷更新控制器狀態(tài)量和控制器輸出量，通過星載計算機(jī)實現(xiàn)所設(shè)計的控制算法；

在步驟4中，所述的控制器輸入量包含：姿態(tài)信息、角速度信息。

在步驟1和步驟2中，以傳統(tǒng)pid控制器為基礎(chǔ)，根據(jù)串級控制和干擾狀態(tài)觀測前饋兩種改進(jìn)控制策略的閉環(huán)頻率響應(yīng)特點，構(gòu)建兩種設(shè)計線性魯棒控制器的閉環(huán)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。

在兩種閉環(huán)系統(tǒng)中，根據(jù)所述的兩種閉環(huán)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，分別確定兩種閉環(huán)系統(tǒng)的系統(tǒng)不確定性和/或干擾輸入量以及性能輸出量，所述的第一種閉環(huán)系統(tǒng)的性能輸出總量包含：姿態(tài)控制誤差z1、控制器輸出力矩z2和實際姿態(tài)z3；第一種閉環(huán)系統(tǒng)的干擾輸入總量w＝w’，w’為衛(wèi)星模型不確定性和干擾輸入量；所述的第二種閉環(huán)系統(tǒng)的選擇性能輸出量包含：姿態(tài)控制誤差z1和控制器輸出力矩z2；第二種閉環(huán)系統(tǒng)的干擾輸入總量w＝[w1,w2]，w1為干擾輸入量，w2為額外輸入量。

在步驟2中，選取第一種閉環(huán)系統(tǒng)，為了控制系統(tǒng)在低帶寬下的控制精度，同時使控制器對質(zhì)量和撓性不確定性有魯棒性，設(shè)計加權(quán)函數(shù)的傳遞函數(shù)為：

式(1)和式(2)中，w1和w2均為加權(quán)函數(shù)的傳遞函數(shù)，k1為w1的可調(diào)參數(shù)，k2為w2的可調(diào)參數(shù)，s為laplace變換后的復(fù)參數(shù)。

在步驟2中，選取第二種閉環(huán)系統(tǒng)，為了控制系統(tǒng)的積分特性，對低頻干擾力矩有觀測的作用，設(shè)計加權(quán)函數(shù)的傳遞函數(shù)為：

式(3)和式(4)中，w1和w2均為加權(quán)函數(shù)的傳遞函數(shù)，k1為w1的可調(diào)參數(shù)，k2為w2的可調(diào)參數(shù)，s為laplace變換后的復(fù)參數(shù)。

在步驟3中，所述的被控對象的自身狀態(tài)空間方程為：

式(5)為系統(tǒng)狀態(tài)方程，式(6)為系統(tǒng)量測方程，式(7)為系統(tǒng)性能輸出方程，其中，x為被控對象的狀態(tài)量，z為全部性能輸出量，y為控制器輸入量，w為干擾輸入總量，a、b1、b2、c1、c2、d11、d12、d21和d22為被控對象動力學(xué)模型的狀態(tài)空間矩陣，u為控制器輸出量；在第一種閉環(huán)系統(tǒng)中，z＝[z1,z2,z3]；在第二種閉環(huán)系統(tǒng)中，z＝[z1,z2]。

在步驟3中，所述的加權(quán)函數(shù)滿足的狀態(tài)空間表達(dá)式為：

式(8)為加權(quán)函數(shù)滿足的狀態(tài)方程，式(9)為加權(quán)函數(shù)滿足的性能輸出方程，其中，xz為加權(quán)函數(shù)狀態(tài)量，yz為加權(quán)函數(shù)的輸出量，az、bz、cz和dz均為加權(quán)函數(shù)的狀態(tài)空間表達(dá)式的參數(shù)矩陣。

在步驟3中，根據(jù)所述的閉環(huán)系統(tǒng)自身的狀態(tài)空間方程和所述的加權(quán)函數(shù)滿足的狀態(tài)方程和性能輸出方程，得到的廣義系統(tǒng)為：

在步驟3中，所述的廣義系統(tǒng)采用消元法或變量替換法獲得線性矩陣不等式。

在步驟4中，所述的離散化方程為：

x(k+1)＝akx(k)+bku(k)(13)

y(k+1)＝ckx(k)+dku(k)(14)

式(13)為狀態(tài)離散化方程，式(14)為輸出性能離散化方程，其中，x為控制器狀態(tài)量，y為控制器輸入量，k為更新律第k步，ak、bk、ck和dk均為控制器參數(shù)矩陣，u為控制器輸出量。

在步驟4中，采樣周期和所述的控制周期相等；所述的姿態(tài)信息包含：姿態(tài)角；所述的角速度信息包含：姿態(tài)角速度；在兩種閉環(huán)系統(tǒng)中，所述的控制器輸入量y等于被控對象的輸出量，所述的控制器輸出量u等于被控對象的輸入量；所述的控制邏輯為：

第一步：判斷當(dāng)前時刻控制周期是否為初始周期，當(dāng)該周期為初始周期時，控制器狀態(tài)量的初始值為0；當(dāng)該周期不是初始周期時，控制器狀態(tài)量為上一周期結(jié)束時的控制器狀態(tài)量；

第二步：根據(jù)當(dāng)前時刻控制周期的控制器輸出量和離散化方程，計算該控制周期內(nèi)下一時刻的控制器狀態(tài)量；

第三步：判斷該周期是否結(jié)束，該周期未結(jié)束，通過狀態(tài)離散化方程，繼續(xù)計算該控制周期內(nèi)下一時刻的控制器狀態(tài)量，至該周期結(jié)束；該周期結(jié)束，以該周期結(jié)束計算的控制器狀態(tài)量作為下一控制周期的控制器狀態(tài)量的初始值，計算該周期結(jié)束時的被控對象輸出量，并進(jìn)入下一周期循環(huán)第一步至第三步。

本發(fā)明的大型撓性衛(wèi)星高精度高穩(wěn)定度的控制方法，解決了現(xiàn)有技術(shù)低帶寬不利于提高控制精度的問題，具有以下優(yōu)點：

本發(fā)明的控制方法通過選取性能輸出表征外界干擾以及模型不確定性對系統(tǒng)的影響，并設(shè)計加權(quán)函數(shù)，依據(jù)h∞范數(shù)要求得到線性魯棒控制器，使得干擾和不確定性輸入到性能輸出的增益范數(shù)最小。設(shè)計方法和參數(shù)的選取更有針對性，所得控制器具有類似pid控制附加狀態(tài)觀測器的形式，可以對被控系統(tǒng)的模型不確定性進(jìn)行估計并對干擾力矩進(jìn)行前饋補(bǔ)償，能夠充分利用有限的傳感器信息和執(zhí)行機(jī)構(gòu)的能力，發(fā)掘控制系統(tǒng)的潛力，實現(xiàn)衛(wèi)星控制精度和穩(wěn)定度的大幅提高。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的控制方法的流程圖。

圖2為本發(fā)明的第一種閉環(huán)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖。

圖3為本發(fā)明的第二種閉環(huán)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖。

圖4為本發(fā)明的第一種閉環(huán)系統(tǒng)中加權(quán)函數(shù)的傳遞函數(shù)w1和w2的頻率響應(yīng)曲線圖。

圖5為本發(fā)明的第二種閉環(huán)系統(tǒng)中加權(quán)函數(shù)的傳遞函數(shù)w1和w2的頻率響應(yīng)曲線圖。

圖6為本發(fā)明的一個控制周期內(nèi)的控制邏輯圖。

圖7為本發(fā)明實施例1的半物理實驗得到的姿態(tài)誤差曲線。

圖8為本發(fā)明實施例1的半物理實驗得到的撓性模態(tài)位移誤差曲線。

具體實施方式

以下結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明的技術(shù)方案做進(jìn)一步的說明。

如圖1所示，為本發(fā)明的控制方法的流程圖，該方法包含：

步驟1：根據(jù)任務(wù)要求和被控對象特點，以傳統(tǒng)pid控制器的性能為參考，采用經(jīng)典控制理論設(shè)計pid控制器；

步驟2：以pid控制器中的閉環(huán)系統(tǒng)作參考，繪制該系統(tǒng)的不同輸入端到輸出端的閉環(huán)頻率響應(yīng)幅頻曲線圖，并以此為基礎(chǔ)構(gòu)建線性魯棒控制器使用的閉環(huán)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，選取性能輸出并設(shè)計加權(quán)函數(shù)；

步驟3：將加權(quán)函數(shù)的傳遞函數(shù)和系統(tǒng)自身的狀態(tài)空間方程合并構(gòu)成廣義系統(tǒng)，通過廣義系統(tǒng)得到線性矩陣不等式，再求解線性矩陣不等式，得到高精度高穩(wěn)定度控制器；

步驟4：選取合適的控制周期，將高精度高穩(wěn)定度控制器離散化，得到離散方程，在該控制周期內(nèi)，高精度高穩(wěn)定度控制器軟件根據(jù)離散方程和控制邏輯不斷更新控制器狀態(tài)量和控制器輸出量，通過星載計算機(jī)實現(xiàn)所設(shè)計的控制算法。

在步驟4中，所述的控制器輸入量包含：姿態(tài)信息、角速度信息。

在步驟1和步驟2中，以經(jīng)典控制理論中的pid控制器為基礎(chǔ)，考慮常用的改進(jìn)pid控制器，根據(jù)串級控制和干擾觀測前饋的改進(jìn)控制策略的閉環(huán)頻率響應(yīng)特點，構(gòu)建兩種閉環(huán)系統(tǒng)的輸入輸出結(jié)構(gòu)進(jìn)行控制器設(shè)計，第一種閉環(huán)系統(tǒng)根據(jù)串級控制策略設(shè)計；第二種閉環(huán)系統(tǒng)根據(jù)干擾狀態(tài)觀測器的控制策略設(shè)計。在兩種閉環(huán)系統(tǒng)中，根據(jù)兩種閉環(huán)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，分別確定兩種閉環(huán)系統(tǒng)的系統(tǒng)不確定性和/或干擾輸入量以及性能輸出量。

如圖2所示，為本發(fā)明的第一種閉環(huán)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖，第一種閉環(huán)系統(tǒng)的設(shè)計類似于串級控制策略，即內(nèi)環(huán)帶寬高，干擾抑制能力強(qiáng)，外環(huán)帶寬低，降低姿態(tài)傳感器(如星敏感器)的噪聲影響。為了實現(xiàn)這一目標(biāo)，第一種閉環(huán)系統(tǒng)的w＝w’，w’為模型不確定性和干擾輸入量，其性能輸出量包含：姿態(tài)控制誤差z1、實際姿態(tài)z3和控制器輸出力矩z2，k(s)為控制器傳遞函數(shù)。g0(s)為名義系統(tǒng)的傳遞函數(shù)(即不考慮不確定性的理想衛(wèi)星模型)，δ為歸一化后的乘性不確定性。

如圖3所示，為本發(fā)明的第二種閉環(huán)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖，第二種閉環(huán)系統(tǒng)的設(shè)計類似于干擾狀態(tài)觀測器的控制策略，通過觀測低頻干擾并前饋補(bǔ)償來提高控制精度。為了實現(xiàn)這一目標(biāo)，第二種閉環(huán)系統(tǒng)的w＝[w1,w2]，w1為干擾輸入量，w2為額外輸入量，w2是為方便控制器求解而額外加入的輸入量，第二種閉環(huán)系統(tǒng)性能輸出量包含：姿態(tài)控制誤差z1和控制器輸出力矩z2。

在第一種閉環(huán)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)中，z1反映系統(tǒng)的控制精度以及抗干擾能力，即系統(tǒng)在低頻段的性能；z2反映控制力矩輸出的大小，考慮該輸出可起到控制輸出增益限幅的作用，防止控制器輸出的控制力矩過大；z3反映系統(tǒng)對模型不確定性的魯棒性，即對高頻不確定性的抑制能力。

在第二種閉環(huán)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)中，z1反映系統(tǒng)的控制精度，為了在低帶寬下提高控制精度，加權(quán)函數(shù)需要具有積分的性質(zhì)；z2反映控制帶寬。第二種閉環(huán)系統(tǒng)在設(shè)計時不考慮撓性不確定性，設(shè)計完后通過分析檢查是否能夠抑制不確定性。根據(jù)不同pid控制器的特點可以采用不同的系統(tǒng)，所以選取的性能輸出量含義也不同，每次設(shè)計時會根據(jù)任務(wù)需要和工程經(jīng)驗選擇系統(tǒng)。

在步驟2中，選取第一種閉環(huán)系統(tǒng)，為了使系統(tǒng)在低帶寬(等價于串級控制的外環(huán)帶寬，用于防止傳感器噪聲引起控制器振動，造成撓性附件大幅振動)下有較高的控制精度，同時控制器能夠盡可能的對質(zhì)量和撓性不確定性有魯棒性，設(shè)計加權(quán)函數(shù)的傳遞函數(shù)為：

式(1)和式(2)中，k1為w1的可調(diào)參數(shù)，k2為w2的可調(diào)參數(shù)，s為laplace變換(拉普拉斯變換)后的復(fù)參數(shù)。如圖4所示，本發(fā)明的第一種閉環(huán)系統(tǒng)中加權(quán)函數(shù)的傳遞函數(shù)w1和w2的頻率響應(yīng)曲線圖，其為設(shè)定的干擾輸入總量w(即w’)到控制器輸出量y和控制器輸入量u的頻率響應(yīng)上界。通過w1可限定干擾輸入總量w(即w’)到控制器輸出量y的頻率響應(yīng)，抑制干擾對控制器輸出量y的影響。通過w2可限定干擾輸入總量w(即w’)到控制器輸入量u(控制力矩)的頻率響應(yīng)，防止單機(jī)模型高頻不確定性產(chǎn)生較大的控制力矩影響系統(tǒng)穩(wěn)定性。通過調(diào)節(jié)k1、k2，可以對頻率響應(yīng)曲線進(jìn)一步進(jìn)行調(diào)整，以滿足設(shè)計要求。

在步驟2中，選取第二種閉環(huán)系統(tǒng)，為了使系統(tǒng)具有一定的積分特性，能夠?qū)Φ皖l干擾力矩起到觀測的作用，設(shè)計加權(quán)函數(shù)的傳遞函數(shù)為：

式(3)和式(4)中，k1、k2的含義和作用與第一種系統(tǒng)相同，k1為w1的可調(diào)參數(shù)，k2為w2的可調(diào)參數(shù)，s為laplace變換(拉普拉斯變換)后的復(fù)參數(shù)。第二種閉環(huán)系統(tǒng)在選擇加權(quán)函數(shù)時沒有考慮撓性不確定性的影響，控制器設(shè)計完成后需要進(jìn)行分析來檢驗撓性不確定是否會造成系統(tǒng)不穩(wěn)定。

如圖5所示，為本發(fā)明的第二種閉環(huán)系統(tǒng)的加權(quán)函數(shù)w1和w2的頻率響應(yīng)曲線圖。通過w1可限定干擾輸入量w1到控制器輸出量y的頻率響應(yīng)，抑制干擾對控制器輸出量y的影響。通過w2可限定干擾輸入量w1到控制器輸入量u(即控制力矩)的頻率響應(yīng)，限制閉環(huán)系統(tǒng)的帶寬，被動的抑制模型不確定性的影響。

在步驟3中，被控對象的自身狀態(tài)空間方程為：

式(5)為系統(tǒng)狀態(tài)方程，式(6)為系統(tǒng)量測方程，式(7)為系統(tǒng)性能輸出方程，其中，x為被控對象的狀態(tài)量，z為全部性能輸出量，y為控制器輸入量，w為干擾輸入總量，a、b1、b2、c1、c2、d11、d12、d21和d22為被控對象動力學(xué)模型的狀態(tài)空間矩陣，可直接根據(jù)系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型以及加權(quán)函數(shù)的傳遞函數(shù)得到，u為控制器輸出量；在第一種閉環(huán)系統(tǒng)中，z＝[z1,z2,z3]；在第二種閉環(huán)系統(tǒng)中，z＝[z1,z2]。

在步驟3中，加權(quán)函數(shù)滿足的狀態(tài)空間表達(dá)式為：

式(8)為加權(quán)函數(shù)滿足的狀態(tài)方程，式(9)為加權(quán)函數(shù)滿足的性能輸出方程，其中，xz為加權(quán)函數(shù)狀態(tài)量，yz為加權(quán)函數(shù)的輸出量，z為性能輸出總量，az、bz、cz和dz均為加權(quán)函數(shù)的狀態(tài)空間表達(dá)式的參數(shù)矩陣(由上述加權(quán)函數(shù)的傳遞函數(shù)直接得到)。

在步驟3中，根據(jù)閉環(huán)系統(tǒng)自身的狀態(tài)空間方程和加權(quán)函數(shù)滿足的狀態(tài)方程和性能輸出方程，得到的廣義系統(tǒng)為：

在步驟3中，廣義系統(tǒng)采用消元法或變量替換法獲得線性矩陣不等式。

在步驟4中，離散化方程為：

x(k+1)＝akx(k)+bku(k)(13)

y(k+1)＝ckx(k)+dku(k)(14)

式(13)為狀態(tài)離散化方程，式(14)為輸出性能離散化方程，其中，x為控制器狀態(tài)量，y為控制器輸入量(被控對象的輸出量)，k為更新律第k步，ak、bk、ck和dk均為控制器參數(shù)矩陣(通過求解lmi的軟件直接求出)，u為控制器輸出量(被控對象的輸入量)。

在步驟4中，采樣周期和控制周期相等；控制器輸入量為姿態(tài)角θ和姿態(tài)角速度控制器輸出量為控制力矩。在衛(wèi)星進(jìn)入穩(wěn)態(tài)模式后，由星敏感器和陀螺通過kalman濾波得到當(dāng)前的姿態(tài)角信息和角速度信息，并將該信息反饋至控制器。控制器采樣姿態(tài)信息的時刻，也是一個控制循環(huán)的初始時刻(開始進(jìn)入初始周期)。在兩種閉環(huán)系統(tǒng)中，控制器輸入量y等于被控對象的輸出量，控制器輸出量u等于被控對象的輸入量。如圖6所示，為本發(fā)明的一個控制周期內(nèi)的控制邏輯圖，步驟4中的控制邏輯為：

第一步：判斷當(dāng)前時刻控制周期是否為初始周期，當(dāng)該周期為初始周期時，控制器狀態(tài)量初始值為0；當(dāng)該周期不是初始周期時，控制器狀態(tài)量為上一周期的控制器狀態(tài)量；

第二步：根據(jù)當(dāng)前時刻控制周期的控制器輸出量和離散化方程，計算該控制周期內(nèi)下一時刻的控制器狀態(tài)量；

第三步：判斷該周期是否結(jié)束，該周期未結(jié)束，通過狀態(tài)離散化方程，繼續(xù)計算該控制周期內(nèi)下一時刻的控制器狀態(tài)量，至該周期結(jié)束；該周期結(jié)束，以該周期結(jié)束計算的控制器狀態(tài)量作為下一控制周期的控制器狀態(tài)量的初始值，計算該周期結(jié)束時的被控對象輸出量(控制器輸入量)，并進(jìn)入下一周期循環(huán)第一步至第三步。

實施例1

按照本發(fā)明的步驟1-3得到高精度高穩(wěn)定度控制器，然后將高精度高穩(wěn)定度控制器離散化，得到上述離散方程。

設(shè)定采樣周期tn和控制周期ts相等，并且傳統(tǒng)pid控制器采樣到姿態(tài)信息的時刻，也是一個控制循環(huán)的初始時刻(開始進(jìn)入初始周期)。

在采樣時刻tn，由計算機(jī)采樣得到tn時刻衛(wèi)星俯仰軸的姿態(tài)角θ(tn)和角速度信息作為被控對象輸入量(控制器輸出量u)，即

其中，n表示自控制器作用起第n個采樣(控制)周期。選取一時間索引量k，初始值為0，令u(0)＝u(tn)。若為初始周期，即n＝0時，則取x(0)＝0，在其余控制周期則取x(0)＝x(tn)，x(tn)為上一控制周期更新后的控制器狀態(tài)量。將控制周期ts等分為n個分段，即k＝0,1,..n，t(0)＝tn,t(n)＝tn+1，這意味著控制器的狀態(tài)在每個控制周期內(nèi)要更新n次。在每一次更新時，對控制器的狀態(tài)量按離散化方程進(jìn)行更新，即在每一個更新時間t(k)處，都以u(tn)作為輸入u(k)，計算得到下一更新時刻t(k+1)的狀態(tài)x(k+1)，直至得到x(n)，再根據(jù)如下離散化方程：

y(n)＝ckx(n)+dku(n)

得到當(dāng)前控制周期的被控對象輸出量y(tn)＝y(tǒng)(n)(控制器輸入量)，狀態(tài)量x(n)作為下一個控制周期的控制器狀態(tài)量初始值x(0)，通過前饋補(bǔ)償?shù)淖饔?，實現(xiàn)實時更新，大幅度提高衛(wèi)星控制的精度和穩(wěn)定度。

如圖7所示，為本發(fā)明實施例1的半物理實驗得到的姿態(tài)誤差曲線(x、y、z分別代表滾動角、俯仰角和偏航角的控制誤差)，如圖8所示，為本發(fā)明實施例1的半物理實驗得到的撓性模態(tài)位移誤差曲線，可以看出與目前在軌使用的pid控制器相比，最終姿態(tài)誤差小于0.002度，小于傳統(tǒng)pid控制器的0.01度，控制精度和對撓性振動的被動抑制效果都有了顯著提高。

綜上所述，本發(fā)明的大型撓性衛(wèi)星高精度高穩(wěn)定度的控制方法，該方法可以對干擾力矩和單機(jī)模型的不確定性進(jìn)行估計并對干擾力矩進(jìn)行前饋補(bǔ)償，能夠更充分利用有限的傳感器信息和執(zhí)行機(jī)構(gòu)的能力，發(fā)掘控制系統(tǒng)的潛力，實現(xiàn)衛(wèi)星控制精度和穩(wěn)定度的大幅提高。

盡管本發(fā)明的內(nèi)容已經(jīng)通過上述優(yōu)選實施例作了詳細(xì)介紹，但應(yīng)當(dāng)認(rèn)識到上述的描述不應(yīng)被認(rèn)為是對本發(fā)明的限制。在本領(lǐng)域技術(shù)人員閱讀了上述內(nèi)容后，對于本發(fā)明的多種修改和替代都將是顯而易見的。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)由所附的權(quán)利要求來限定。