專利名稱：Nπ鑒相/鑒頻器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明總的說來涉及一種比較兩數字輸入信號之間的相位/頻率差的電路，更詳細地說，涉及一種擴大鎖相環(huán)中數字鑒相/鑒頻器的線性調相范圍用的方法和線路，具體的作法是利用響應鑒相/鑒頻器最大檢測范圍的線路提供一個疊加到鑒相/鑒頻器的輸出且將線性調相范圍擴大原檢測范圍幾倍的輸出。
檢測兩數字輸入信號之間的相位差和頻率差的線路通常是用以進行信號分析，且在數字通信和頻率合成中特別重要。舉例說，在數字鎖相環(huán)中，輸入信號系加到鑒相器中，與參考信號進行比較。誤差信號(它是各輸入信號之間瞬時相位/頻率差的函數)經濾波之后適于控制壓控振蕩器(CVO)。壓控振蕩器的輸出(它形成鎖相環(huán)的輸出)作為參考信號加到鑒相器上，促使壓控振蕩器的相位/頻率“鎖定”輸入信號的相位/頻率。在某些應用中，鎖相環(huán)系用以進行信號解調，如在加德納、弗洛伊德M.著的《鎖相技術》一書(約翰韋利父子公司出版，1979年第二版)第九章中所論述的那樣。在其它應用中，鎖相環(huán)用以進行信號調制(加德納的上述著書第9章)或用于頻率合成中，如厄珀斯(Erps)等人的美國專利4，360，788(轉讓給本發(fā)明的受讓人)中所介紹的那樣。
總之，一般的數字鑒相/鑒頻器包括連接在一起的一對觸發(fā)器或其它雙穩(wěn)態(tài)裝置，且反饋電路中有一個邏輯門。兩觸發(fā)器的邏輯狀態(tài)由兩個其頻率/相位差待檢測的數輸入信號以及邏輯門確定。在兩觸發(fā)器一開始就使其處于復原狀態(tài)的情況下，兩觸發(fā)器的各數據端子連接到邏輯“1”，各時鐘端子分別接兩個輸入數字信號。一旦檢測出各觸發(fā)器的輸入信號正向躍遷，各觸發(fā)器的輸出就置于邏輯“1”上。因此，若加到第一個觸發(fā)器的輸入信號作了第一次正向躍遷，則第一個觸發(fā)器就置于邏輯“1”上，然后第二個觸發(fā)器由于其輸入信號而正向躍遷時，就改置于邏輯“1”。但緊接著第二個觸發(fā)器置定之后，響應兩觸發(fā)器各輸出的邏輯門就使各觸發(fā)器復原，且兩觸發(fā)器保持在復原狀態(tài)，直到一觸發(fā)器或另一觸發(fā)器檢測出其輸入的正向信號躍遷為止。
因此兩觸發(fā)器的輸出是一些方波，方波的占空因數對應于兩輸入信號之間的相位/頻率差。若第一個信號超前于第二個信號，則僅第一個觸發(fā)器產生方波。其占空因數對應于兩輸入信號之間的相位/頻率超前量。若第二個輸入信號超前，則僅第二個觸發(fā)器產生方波，其占空因數對應于第二個輸入信號相對于第一個輸入信號的相位/頻率超前量。兩方波在一個差分電路中組合，組合的結果經過積分，得出大致以零點為中心的鋸齒波，即該鋸齒波在第一個輸入信號超前時呈一個極性，在第二個輸入信號超前時呈相反的極性。鋸齒波的振幅對應于兩數字輸入信號之間的相位/頻率差，周期是固定的，等于360°。兩輸入信號之間的相位/頻率差單調地增加時，鑒相/鑒頻器的輸出是一連串的鋸齒波，鋸齒波的一系列鋸齒周期對應于兩數字輸入信號之間的相位/頻率差的全周期數。
因此本發(fā)明的首要目的是提供一種擴大數字鑒相/鑒頻器檢測范圍的方法和電路。
另一個目的是提供一種在輸入信號與參考信號之間的相位/頻率差大于預定的原值時將數字鑒相/鑒頻器的輸出范圍從迄今所可能達到的范圍擴大許多倍的方法和電路，具體作法是在另外增設一些線路級的情況下將另外的相位/頻率差加到鑒相/鑒頻器的輸出上。
從下面詳細的說明，熟悉本技術領域的專業(yè)人士不難清楚理解本發(fā)明的另一些其它目的和優(yōu)點，在下面的說明中，僅僅通過舉例說明實施本發(fā)明的最佳方式僅就本發(fā)明的最佳實施例進行說明。應該理解的是，本發(fā)明是可以采用其它不同的實施方案的，且在不脫離本發(fā)明精神實質的前提下，其若干細節(jié)在各種明顯的方面是可以進行修改的。因此本發(fā)明的附圖和說明應視為舉例說明性質的，而不應視為對本發(fā)明的限制。


圖1是那種其中可裝設本發(fā)明的鑒相/鑒頻器的一般數字鎖相環(huán)的方框圖;
圖2是一般數字鑒相/鑒頻器的電路圖，本發(fā)明即在此電路的基礎上進行改進的;
圖3(1)～3(5)是舉例說明圖2的一般數字鑒相/鑒頻器工作時的波形;
圖4是圖2一般鑒相/鑒頻器的輸出特性;
圖5是我們所希望的根據本發(fā)明的原理改進的數字鑒相/鑒頻器的特性;以及圖6是本發(fā)明的方框圖。
本發(fā)明是用以擴大裝在華盛頓埃弗烈約翰弗魯克制造公司制造的頻率合成器中如厄珀斯等人的美國專利4，360，788和科克等人一九八七年八月十七日提交的申請?zhí)枮?05，568的申請中所述的那種數字鎖相環(huán)的線性調相范圍。
參看圖1，總編號為10的一般鎖相環(huán)包括一本發(fā)明的那種鑒相器12、一濾波器14和一正向環(huán)連接的壓控振蕩器16。鑒相器12具有一接收輸入信號Fi的輸入端和一接收參考信號Fr的第二個輸入端，且產生一對應于兩輸入信號之間的相位差和頻率差的信號。鑒相器信號經濾波器14濾波或整平后作為控制輸入加到壓控振蕩器16上。壓控振蕩器16的輸出Fo通過可編程分頻器18作為參考信號Fr反饋到鑒相器12上。如上述厄珀斯等人的專利所述的那樣，壓控振蕩器16所產生的信號是控制得使其頻率為輸入信號Fi的倍數或約數(視乎分頻器18的編程情況而定)，其相位與輸入信號的相位具有預定的關系(視乎加在鑒相器12中的補償偏壓而定)。
應該理解的是，雖然本發(fā)明鑒相器特別重要的用途是用在圖1所示的那種鎖相環(huán)中，但它在信號處理和信號測量中還有許多其它重要的用途。
要理解本發(fā)明，必須先要完全理解一般鑒相/鑒頻器在最大平均輸出相當低時的情況，本發(fā)明即要對這一點進行改進。一般的鑒相/鑒頻器，如圖2所示，包括一對觸發(fā)器20和22，為舉例說明起見這里以D型觸發(fā)器表示。在D型觸發(fā)器中，當發(fā)生上升的時鐘脈沖加到時鐘端子上時，加到D端子上的邏輯電平就轉移到Q輸出端子上。各D型觸發(fā)器20、22也具有產生Q端子的邏輯補數的Q′輸出端子和根據邏輯“0”或“低”信號將Q輸出端子恢復到邏輯“0”的復原端子R。為舉例說明起見，假設觸發(fā)器20、22是以正邏輯的方式工作的，即邏輯“1”被規(guī)定為“高”電壓，邏輯“0”被規(guī)定為“低”電壓。
“與非”門24有兩個分別連接到觸發(fā)器20和22的輸出端子Q的輸入端和一個連接到兩觸發(fā)器的復原端子R的輸出端子。各觸發(fā)器20、22的D輸入端子連接到邏輯“1”，兩個時鐘端子則分別連到第一個可變(輸入)信號V和第二個固定(參考)信號R。盡管兩信號V、R可以是任選的，但輸入信號V可對應于圖1中的Fi，輸入信號R可對應于信號Fr。此外，盡管兩信號V和R在一般情況下是具有可變和不同頻率和相位的數字或方波信號，但信號R可以是頻率和相位固定的參考信號。
觸發(fā)器20和22分別以26和28編號的Q輸出系加到任選的濾波器30和32上以產生輸出信號U和L，然后再加到加法電路34上。加法電路34的輸出一般是在積分器36中加以平均或整平。當鑒相器電路12應用于鎖相環(huán)中時對輸出的積分是由一般的鎖相環(huán)濾波器(例如圖1中的14)進行的。
鑒相器12總的說來，其各觸發(fā)器20、22的Q輸出端子系根據輸入信號V或輸輸入信號R引起的輸入時鐘的正向躍遷置于邏輯“1”的。但若兩觸發(fā)器20、22處于置位狀態(tài)，則“與非”門24的輸出將邏輯“0”電平加到各觸發(fā)器的復原端子R上，促使兩Q輸出端子都恢復到邏輯“0”。這樣其中一個或另一個觸發(fā)器20、22會處于置位狀態(tài)，這視乎輸入信號V或R中哪一個的正向躍遷先到達而定;輸入信號V、R中的第二個正向躍遷一到，兩觸發(fā)器就復原。于是兩觸發(fā)器20、22產生占空因數對應于兩輸入信號之間的相位差和頻率差的方波;若輸入信號V超前輸入信號R，則觸發(fā)器20處于支配地位因而產生方波，而觸發(fā)器22不產生方波;若輸入信號R超前，則觸發(fā)器22占支配地位因而產生方波，而觸發(fā)器20不產生方波。
下面參看圖3和圖4更詳細說明鑒相器12的工作情況，以及其與本發(fā)明所作改進的關系，圖3是鑒相器中產生的一典型波形，圖4顯示了輸出波形。
圖3(1)和圖3(2)分別表示加到觸發(fā)器20和22的時鐘端子上的輸入信號V和R。這兩個輸入信號的頻率不同，可能占空因數也不同，盡管占空因數在這里是不重要的，因為各觸發(fā)器20、22是響應前沿而工作的。圖3(3)和3(4)是線路26和28上各信號的輸出信號波形。
假設兩觸發(fā)器20和22一開始是由輸入信號V的第一次正向躍遷38′使其復原的，于是兩觸發(fā)器20和22的Q輸出端都處于邏輯“0”，如圖3(3)和3(4)中的40′和42′所示。輸入信號R在圖3(2)中的44′處的下一個正向躍遷促使觸發(fā)器22的輸出Q端子置于邏輯“1”，如圖3(4)中的46′所示。輸入信號V在圖3(1)的48′處產生下一個正向躍遷時，觸發(fā)器20的Q輸出端子開始置于邏輯“1”，且門24幾乎即刻地響應促使兩觸發(fā)器復原，驅使觸發(fā)器22的Q輸出端回到邏輯“0”，如圖3(4)中的50′所示。
顯然，輸入信號R在52′處發(fā)生正向躍遷，輸入信號V在54′處發(fā)生正向躍遷時，該過程就周而復始，而且在56′和58′出現(xiàn)輸入信號R和V的正向躍遷時再次重復著。在此期間，由于觸發(fā)器22處于“支配地位”，因而產生占空因數隨兩輸入信號R和V之間的相位/頻率差的減小而減小的方波，且另一觸發(fā)器20的輸出處于邏輯“O”。
但在輸入信號V在60′產生正躍遷之后，脈沖加到觸發(fā)器20的時鐘端子上的頻率是這樣的頻率以致會有兩個脈沖出現(xiàn)，一個脈沖在58′產生正向躍遷，另一個脈沖在輸入信號R在正向躍遷62′產生下一個脈沖之前在60′產生正向躍遷。這時第二個連續(xù)脈沖在60′的作用是將觸發(fā)器22置于邏輯“1”，因為兩觸發(fā)器20、22在正向脈沖躍遷60′之前已事先復原。接著輸入信號R在62′的正向躍遷會使觸發(fā)器20的Q輸出端復原，且該系列脈沖在觸發(fā)器20起作用、觸發(fā)器22不起作用的情況下持續(xù)著，如圖3(3)和3(4)所示。在其中一個觸發(fā)器始終起作用并產生占空因數對應于相位/頻率差的方波同時另一個觸發(fā)器不起作用的情況下，隨著輸入信號V和R之間相位和頻率的變化，該系列脈沖最后會再重復著。在任何時候兩觸發(fā)器20、22中是哪一個起作用視乎輸入信號V和R中哪一個超前而定。
如上所述，觸發(fā)器20、22的輸出線26、28系經由任選的低通濾波器30、32傳到差分電路34，差分電路34的輸出由積分器36平均化或整平。
經36整平的差信號即為圖3(5)所示的鋸齒波，該鋸齒波當“起支配作用的情況”如圖3(1)-3(4)所示部位所示在觸發(fā)器20和22之間轉移時通過“O”，且按相位/頻率全循環(huán)(2π)的周期重復著，如圖4中所示。當兩輸入信號V和R系處于彼此同步或“鎖定”狀態(tài)下的正負單循環(huán)內時，我們說該鑒相/鑒頻器處于圖4所示的“作用區(qū)”。當兩輸入信號在“作用區(qū)”之外時，鑒相器12產生平均信號最大(見圖4中的虛線)的鋸齒波，最大平均信號的振幅等于鋸齒波峰值大小的一半，極性則視乎兩信號中哪一個超前而定。
現(xiàn)在參看圖5，圖中顯示了比起圖4所示的一般鑒相器的輸出來我們所希望有的數字鑒相/鑒頻器的特性輸出。圖5中，零軸線100表示零電流電平。假設輸出端是雙極的。在水平線上的零點102表示輸入信號V與參考信號R的相位匹配的任意起始點。從點102往右走時，輸入信號V會超前于參考信號R，相反，從零點102往左走時，輸入信號V會滯后于參考信號R。
隨著相位差在輸入信號V與參考信號R之間的增加，電流會沿斜坡104往上增加到正常的輸出電平106。如稍后即將談到的那樣，2π正常輸出點106周圍會有少許的不規(guī)則現(xiàn)象。然后電流在4π點處增加到為正常輸出106電平的兩倍的輸出點108。這個動作每2π、4π、6π等周期重復著。在相位差增加到最大值N以外時會出現(xiàn)促使電流從峰值輸出電平120降到輸出電平122的不連續(xù)性。隨著相位差的持續(xù)增加，電流會再次開始增加到峰值輸出電平120，且會在每2π無限重復下去。
同樣，在研究輸入信號V滯后于參考信號R的情況時，數字鑒相/鑒頻器會以同樣的方式工作，即電流會在負方向188上增加，直到達到負輸出峰值輸出電平110為止，這時會出現(xiàn)不連續(xù)情況，這是因為相位差增加促使電流電平回降到輸出電平112的緣故。
在零電平100和在每2π的倍數的相位/頻率差總存在不連續(xù)性的傾向。后面即將介紹消除不連續(xù)性和減少不規(guī)則性的線路。
鑒于鑒相器中的諸電子元件不是以理想方式工作，因而讓我們研究在輸出電平106和在零電平100出現(xiàn)的那不規(guī)則性。為防止在該兩點的任意點上連續(xù)工作，最好使鑒相器的工作電平偏離該諸點進行置位，在最佳實施例中，那是置于工作電平114上。在最佳實施例中，該工作電平114選在零輸出電平100與電平106的中間，這大致是在正峰值與負峰值之間的中點。
選取了最佳實施例的電平之后，就可以在系統(tǒng)相位調制的超前和滯后的相位關系上從鑒相/鑒頻器得出最大檢測范圍。另一個優(yōu)點在于，通過將工作電平安置在盡可能遠離位于正負峰值中點的不連續(xù)處和不規(guī)則處，畸形的百分比變?yōu)橄喈敶笙辔黄畹囊恍〔糠帧?br> 現(xiàn)在參看圖6。圖6中，觸發(fā)器20、22用一般的可逆計數器204、重合電路206、移相電路208、補償電路210和高端及低端電路212、232代替。從下述有關這些電路工作原理的介紹，熟悉本技術領域的人士不難理解，它們是可取許多不同的結構的。從圖中可以看到，電流是由可逆計數器204編程，在數-模轉換器220中產生，在運算放大器222中濾波。
附加的除法器NV200和NR202可以是相等、除以一或更大，這樣增加了選擇校正器鑒相器信號頻率V250和252的靈活性。除法器200、202也是用以確定重合程度，并使可逆計數器204保持在最大值或最小值。
可逆計數器204在升和降信號V250和R252重合時工作情況不定。因此隨著V和R信號趨向重合，移相電路208防止產生重合問題，補償電路210則將移相的不規(guī)則性減到最小程度。
數-模轉換器的輸出系在其后的運算放大器222中積分和濾波的。
現(xiàn)在參看圖5和圖6就輸出方面(圖5)說明包含本發(fā)明的鑒相器12′的工作情況。鑒相器12′在頻率V250超前頻率R252小時2π時的工作情況大致上與一般鑒相器12的一樣?？赡嬗嫈灯?04在n與n+1的計數之間交替著，且占空因數與一般鑒相器的一樣。下面將集中論述相位差趨近2π或2π的倍數時的范圍。
隨著相位差趨近2π(圖5點106)，可逆計數器204的n、n+1輸出周期的占空因數趨近100%。在n、n+1占空因數趨近100%的情況下，重合電路206系調定得使其表示接近重合的情況。這個調定促使時間移相電路208使V信號偏離重合情況并促使補償電路210的脈沖在移相時間內充滿。在相位差繼續(xù)通過2π并經過2π的情況下，重合電路206復原，并使移相電路208恢復到原來的時間，而且清除補償電路210的脈沖，同時使可逆計數器204的計數往前進1，至當時小占空因數的n+1、n+2交替系列。這時操作在正常情況下持續(xù)下去直到n+1、n+2的高占空因數(圖5的點108)為止。重合過程一二再再二三地重復著直至n+x，n+x+1計數值達可逆計數器204的最大值N為止。
隨著可逆計數器204趨近于最大值，高端電路212防止可逆計數器204繞回零但在產生鋸齒波形、變化著的占空因數的情況下保持最大計數值減去1在N-1與N之間變化著(圖5的點120、122、118)。
本討論是從高于任一相位零點(圖5的點102)的點開始，計數為n、n+1，在V超前R時在增加的方向上跟蹤操作過程，而且同樣不難看出，隨著相位差的趨近于零和占空因數趨近于零，重合電路206、移相電路208和補償電路210以類似的方式消除了重合問題并使不規(guī)則情況減到最小程度。相位差小于零時，可逆計數器204在n-1與n計數值之間交替著。
當V的相位差比R滯后2π或2π的倍數時，重合動作持續(xù)著且使計數值減少1，從n+1、n減少到n-2、n-1，并重復著直到可逆計數器204達最小值為止，這時低端電路232促使可逆計數器204不能圍繞到最大值。這一來產生了鋸齒波形(圖5的點110至142)，它是V250減R252的頻率差的函數。
這些鋸齒波形在適當的方向持續(xù)在計數器計數值兩端，頻率V大于R和可逆計數器204處于最大值時取正方向，或頻率V小于R且可逆計數器204處于最小值時取負方向。但當頻率方向在任一端計數值上變化時，回程是平穩(wěn)過渡成一個斜坡。這個動作描出了圖5點102、120、122、118、116、142、128、102形成的形狀。頻率變化表現(xiàn)在圖5中的點118和128上。
在本公開內容中，我們只顯示和介紹了本發(fā)明的最佳實施例，但如前面說過的那樣，應該理解的是，本發(fā)明是可以按各種其它組合方式和場合下使用的，而且在本說明書所述的本發(fā)明范圍內是可以進行更改或修改的。舉例說，完全有可能串聯(lián)上另外的觸發(fā)器從而通過在負方向上以同等方式復制在零電平100以上的特性來擴大檢測范圍。此外熟悉本技術領域的人士不難理解，必要時可如本說明書中所公開的那樣采用類似的方法增加另外的性能以進一步擴大檢測范圍。
權利要求
1.一種數字鑒相/鑒頻器電路，用以檢測輸入信號與參考信號之間的相位差和頻率差，其特征在于，該電路包括輸入信號和參考信號接收裝置；方波發(fā)生裝置，方波的占空因數對應于所述輸入信號和參考信號之間的相位差和頻率差；方波積分裝置，用以對所述方波積分以提供鋸齒波信號；鋸齒波加法裝置，用以在所述相位差和頻率差達預定值時將所述鋸齒波信號加起來；和鋸齒波響應裝置，用以響應所述鋸齒波以提供表示所述相位差和頻率差的輸出。
全文摘要
鎖相環(huán)中的一種數字鑒相/鑒頻器，包括多個分別由輸入數字信號和參考數字信號向上和向下計時以產生方波的雙穩(wěn)態(tài)元件。相位/頻率差單調變化著時，占空因數對應于相位/頻率差且反復地在最大值與最小值之間擺動。各方波在輸出端按邏輯方式和加法方式組合起來。采用了附加線路以避免在計時輸入數字信號和參考數字信號中產生重合問題，使產生的不規(guī)則情況減到最小程度，并按如何恰當為宜使雙穩(wěn)態(tài)元件處于最大值或最小值，直到相位/頻率差反向為止。
文檔編號G01R23/15GK1035595SQ8810862
公開日1989年9月13日 申請日期1988年12月12日 優(yōu)先權日1988年3月1日
發(fā)明者史蒂文·彼得·科克 申請人:約翰弗蘭克制造公司