本發(fā)明屬于電力電子裝置的控制技術領域。具體地說，本發(fā)明涉及一種基于電網(wǎng)參數(shù)的有源電力濾波器的諧波電流的獲取方法。

背景技術：

有源電力濾波器(APF：Active power filter)在配電網(wǎng)中的應用主要有兩個方面：提高系統(tǒng)功率因數(shù)和調(diào)節(jié)系統(tǒng)電壓。雖然這兩個方面都是通過有源電力濾波器向系統(tǒng)中注入無功電流來實現(xiàn)，但補償?shù)哪康牟煌鋵崿F(xiàn)的方法也不同，但諧波電流的檢測是實現(xiàn)APF控制效果的關鍵因素。

有源電力濾波器主要包括主回路和控制回路兩部分，其工作原理可簡單描述如下：首先，諧波電流檢測模塊對諧波源進行分析檢測，根據(jù)不同的系統(tǒng)補償要求得到相應的諧波指令信號；然后，電流跟蹤控制電路以諧波指令信號作為參考信號，通過電流控制電路和調(diào)制模塊得到主電路的驅動信號；最后，在驅動信號的控制下，主電路產(chǎn)生系統(tǒng)所需的補償電流。流經(jīng)電網(wǎng)的電流包含諧波源負載電流和有源電力濾波器補償電流兩部分，兩種電流疊加后，便得到諧波含量極低的、近似于正弦的電網(wǎng)電流。

諧波指令信號是有源電力濾波器進行補償?shù)囊罁?jù)，諧波指令信號提取算法的性能好壞關系到有源電力濾波器系統(tǒng)的最終補償效果。理想的諧波指令信號提取可以實時地跟隨諧波源負載的變化，準確地檢測出需要補償?shù)闹C波指令信號。

目前，諧波電流檢測的防治法主要有以下幾種：

(1)基于FFT的數(shù)字化分析法

FFT(Fast Fourier Transformation)即快速傅里葉分解法。通過對周期性的諧波電流進行快速傅里葉分解，得到系統(tǒng)補償所需的諧波指令信號。該方法可以提取出任意次的諧波信號，且不受電網(wǎng)頻率變化的影響；但該方法只能對周期性諧波信號進行檢測，且檢測過程中需要進行大量的數(shù)學計算，快速性較差。因此，該方法并不能用于諧波源頻繁變化的系統(tǒng)。

(2)自適應諧波檢測法

自適應理論最早被應用于信號處理領域，用于從含有加性噪聲的信號中提取出原信號。自適應諧波指令信號提取算法是一種基于自適應干擾抵消原理的閉環(huán)檢測方法，通過學習不斷的改變自適應濾波器的參數(shù)，使得濾波器的輸出值無限接近諧波指令信號。自適應檢測法有其優(yōu)點：不受系統(tǒng)電壓頻率、波形變化的影響，適用范圍廣，魯棒性強。但是，自適應過程是個不斷逼近目標的過程，其收斂速度與系統(tǒng)初始狀態(tài)、選用的數(shù)學模型、以及采用的最優(yōu)準則相關，因此，系統(tǒng)動態(tài)響應速度比較慢。

(3)基于瞬時無功功率理論的檢測法

瞬時無功功率理論以p-q法和ip-iq法最為典型，兩種方法均是通過坐標變換得到預先定義的瞬時實、虛功率。當電壓波形同樣存在畸變時，使用p-q檢測算法計算得到的電流基波中含有與電壓相同的諧波分量；而此時使用ip-iq檢測法計算得到的電流基波中并不含這些諧波分量。但在該方法的使用過程中需要進行多次的坐標變化，計算量較大；同時，低通濾波器的引入也降低了諧波檢測的快速性。

(4)同步檢測法

同步諧波指令信號提取算法在諧波指令信號提取過程中以單相負載電流為分析對象，提取出每相中的諧波指令信號后再綜合考慮三相負載諧波以及系統(tǒng)補償要求，從而得到符合系統(tǒng)補償要求的參考諧波指令信號。對于三相系統(tǒng)整體而言，同步檢測法以系統(tǒng)功率平衡為檢測目標，不會過多的關注每相電流的分解計算。對于三相不對稱系統(tǒng)，同步檢測法從三相功率平衡的角度出發(fā)，不僅僅可以補償諧波源負載中的無功以及正序諧波分量，還能很好的改善系統(tǒng)內(nèi)的不對稱程度。傳統(tǒng)的同步諧波指令信號提取算法在根據(jù)三相平衡功率計算諧波電流指令信號時，需要使用到電壓信號的相位和幅值信息；若采用的電壓信息檢測算法不恰當，則會引入很大的檢測延時，影響諧波檢測的快速性和準確性。

(5)其他諧波檢測方法(包括基于人工神經(jīng)網(wǎng)絡(Neural Network,NN)的諧波指令提取法、FBD諧波指令提取法、基于模擬濾波器的諧波指令提取法等)。

前述幾種常用諧波指令提取算法的理論推導和驗證都是以三相電網(wǎng)電壓平衡且無畸變?yōu)榍疤岬?。但在實際應用過程中，諧波信號的不斷疊加積累會引起電壓的畸變，電網(wǎng)發(fā)生故障或者某些特定工況下同樣會引起三相電壓的不平衡；此時，上述諧波指令信號提取策略的準確性和精度均會受到影響。本發(fā)明針對傳統(tǒng)同步諧波指令提取算法需要測量電壓信號的弊端，提出一種改進的同步諧波指令提取算法，避免了傳統(tǒng)同步諧波指令信號提取算法需要檢測電壓幅值的弊端；同時，可根據(jù)補償要求適當調(diào)整控制目標，控制方式更靈活，具有很強的實用性。

技術實現(xiàn)要素：

根據(jù)現(xiàn)有技術的不足，本發(fā)明提供一種新型有源電力濾波器諧波電流檢測方法，其目的是在考慮電網(wǎng)存在不平衡狀態(tài)時，對有源電力濾波器采用傳統(tǒng)的方法進行諧波電流檢測，可能會導致出現(xiàn)檢測結果出現(xiàn)偏差或者不能完全檢測出諧波和無功分量，新的檢測方法不僅能實現(xiàn)電網(wǎng)電壓畸變時諧波電流檢測，而且以畸變電壓中的平衡分量作為同步電壓，改善了三相電流的不對稱程度，提高了有源電力濾波器的補償效果。

本發(fā)明按以下技術方案實現(xiàn)：

一種新型有源電力濾波器諧波電流檢測方法，其特征在于：該方法包括以下步驟：

步驟一：采集公共連接點處的三相電網(wǎng)電壓、負載側的三相相電流以及有源電力濾波器的直流側電容電壓；

步驟二：依據(jù)采集到的公共連接點處的三相電網(wǎng)電壓，利用坐標變換法獲得基波正序電壓信號，在對公共連接點三相電網(wǎng)電壓和負載側的三相相電流，進行Clark變換和Park變換，并利用瞬時無功理論，計算出負載從電網(wǎng)側吸收的平均有功功率p_avg和有源電力濾波器工作的平均損耗p_loss；

步驟三：對采集到的公共連接點三相電網(wǎng)電壓送入有效值處理模塊處理，構造一個滿足電網(wǎng)電流諧波畸變率和電網(wǎng)電壓諧波畸變率限制的拉格朗日目標函數(shù)，通過求解該目標函數(shù)獲得有源電力濾波器的視在功率最小值，從而求得電導因子G_n，進而求得目標電網(wǎng)電流；

步驟四：將目標電網(wǎng)電流與三相負載側電流做差并取反就能夠得到補償電流指令值，經(jīng)過指令電流跟蹤控制電路計算就能獲得系統(tǒng)需要補償?shù)臒o功功率；

步驟五：電流跟蹤控制電路以補償電流指令值作為參考信號，通過指令電流跟蹤控制電路和電壓空間矢量調(diào)制模塊得到主電路的驅動信號；最后在PWM脈沖驅動信號的控制下，使得主電路產(chǎn)生系統(tǒng)所需的補償電流。

優(yōu)選的是，步驟三中的目標電網(wǎng)電流的具體實現(xiàn)方式為：所述目標電網(wǎng)電流的檢測包括兩個部分：其一，采用基于坐標變換和瞬時無功理論的提取方法，滿足三相電網(wǎng)電壓平衡時控制需求；其二，當在三相電網(wǎng)電壓不平衡系統(tǒng)中，通過在網(wǎng)側電壓與補償后網(wǎng)側電流之間引入電導因子G_n，根據(jù)有源電力濾波器穩(wěn)定工作時，系統(tǒng)功率守恒原則，來構造一個滿足功率守恒及諧波畸變率限制條件的拉格朗日函數(shù)；再通過對該函數(shù)進行求解，得出目標電網(wǎng)電流。

優(yōu)選的是，三相電網(wǎng)電壓公共連接點的電壓表示為：

式中：χ＝a，b，c；h＝最高諧波次數(shù)；E_xn—各次諧波電壓的有效值；φ_xn—各次諧波電壓的初相角；

負載側三相電流表示為：

式中：θ為鎖相環(huán)鎖相角度，Δθ＝θ-ωt，C₂₃＝C₃₂^-1，I_n、—各次電流的有效值與初相角，i_p為電流有功分量，為i_p的直流分量，

有源電力濾波器的直流側電容電壓為：

U_dc≥3e_sx (c)。

優(yōu)選的是，對正序電壓進行分離，公共連接點處電壓的平衡分量可表示為式：

其中：e′_sxn—不平衡電壓中提取出的n次電壓平衡分量。

優(yōu)選的是，在有源電力濾波器補償系統(tǒng)中，完全諧波消除是將負載諧波完全補償，得到與網(wǎng)側基波電壓同相位的、標準正弦的電網(wǎng)電流；單位功率因數(shù)補償是以高功率因數(shù)為目的，得到與實際電網(wǎng)電壓同相位的網(wǎng)側電流，即電壓與電流同步，當電網(wǎng)不對稱甚至存在畸變時，此時電網(wǎng)電流同樣含有相應次數(shù)的諧波；

為了表明網(wǎng)側電壓與補償后網(wǎng)側電流之間的關系，引入電導因子G_n；

由于提取出的電壓分量以及目標電網(wǎng)電流值是三相對稱的，因此三相選取相同的電導因子G_n。

優(yōu)選的是，根據(jù)有源電力濾波器功率守恒原則能夠得到：

其中，p_avg—負載平均有功功率，根據(jù)瞬時功率原理由三相負載電流和電網(wǎng)電壓獲得；p_loss—有源電力濾波器工作的平均損耗，用于穩(wěn)定有源電力濾波器直流側電壓；E′_sn—n次諧波電壓中平衡分量的有效值，當n＝1，E′_s1表示基波正序電壓有效值，E′_sn的計算式為，

優(yōu)選的是，通過引入電量諧波畸變率限值，用THD_io、THD_ie表示系統(tǒng)實際的電流奇、偶次諧波畸變率，THD_vo、THD_ve表示系統(tǒng)實際的電壓奇、偶次諧波畸變率,構造出目標函數(shù)，此值為視在功率的平方值：

其中，

優(yōu)選的是，當帶載情況一定時，求出一個系統(tǒng)在滿足功率守恒及諧波畸變率限制條件下的最小視在功率，視在功率越小，則功率因數(shù)越高；功率最小值的求法通過構建拉格朗日函數(shù)求條件極值獲得電導因子G_n，

將式(i)帶入式(e)中，得出目標電網(wǎng)電流，與負載電流做差并取反就能得到補償電流指令值。

優(yōu)選的是，所述THD_iomax和THD_iemax的選取，滿足下列條件：

式中THD_iostd和THD_iestd分別為國標限制的電網(wǎng)電流諧波畸變率。

本發(fā)明有益效果：

本發(fā)明針對傳統(tǒng)同步諧波指令提取算法需要測量電壓信號的弊端，提出一種改進的諧波指令提取算法，避免了傳統(tǒng)同步諧波指令信號提取算法需要檢測電壓幅值的弊端；在三相電網(wǎng)電壓不平衡時仍然能夠準確檢測諧波，補償效果優(yōu)良，同時，可根據(jù)補償要求適當調(diào)整控制目標，控制方式更靈活，具有很強的實用性；在電網(wǎng)電壓不平衡情況下可以根據(jù)不同補償需求調(diào)整控制目標，實現(xiàn)完全諧波消除或者單位功率因數(shù)補償。

在網(wǎng)側電壓與補償后網(wǎng)側電流之間引入電導因子G_n，根據(jù)有源電力濾波器工作時功率守恒原則，來構造一個滿足功率守恒及諧波畸變率限制條件的拉格朗日函數(shù)。再通過對該函數(shù)進行求解，可得出目標電網(wǎng)電流，能夠快速計算出補償電流指令值。

增加了有源電力濾波器接入點電壓控制的動態(tài)穩(wěn)定性能和電壓補償?shù)目焖傩浴?/p>

附圖說明

圖1為ip-iq法諧波檢測原理圖；

圖2為同步參考坐標系鎖相環(huán)基本原理流程圖；

圖3為采用坐標變換提取基波正序電壓流程圖；

圖4為改進的有源濾波器諧波電流檢測方法原理圖；

圖5為電網(wǎng)電壓不平衡時采用ip-iq法檢測出的諧波電流波形；

圖6為電網(wǎng)電壓不平衡時采用改進檢測法檢測出的諧波電流波形；

圖7選擇HF補償時，補償前后網(wǎng)側三相電流波形對比；

圖8選擇HF補償時，采用改進檢測法檢測諧波時，補償后網(wǎng)側電流諧波含量值(a)；直流側電壓波形(b)、網(wǎng)側功率因數(shù)(c)；

圖9選擇UPF補償時，A相電網(wǎng)電壓、電流波形(a)，網(wǎng)側功率因數(shù)(b)。

具體實施方式

以下結合附圖，通過具體實施例對本發(fā)明作進一步的說明。

現(xiàn)有常用的諧波指令信號提取策略的提出以及理論推導、驗證過程都是基于三相電網(wǎng)平衡、對稱進行的。當系統(tǒng)中電網(wǎng)電壓不平衡時，這些諧波指令信號提取策略是否還能快速、精準的進行諧波檢測未知。本發(fā)明以在實際工程應用最廣泛的ip-iq檢測方法為例，分析電網(wǎng)不平衡對諧波檢測的影響。

如圖1所示，圖中，C₃₂、C分別表示Clark變換矩陣和Park變換矩陣。

式中，ω—電網(wǎng)角頻率。

假設三相對稱，被檢測負載電流為：

式中，I_n、—各次電流的有效值與初相角。

電網(wǎng)電壓無畸變的情況

當電網(wǎng)電壓波形沒有發(fā)生畸變時，三相電壓對稱且可表示為如下形式:

式中，E_1m—電網(wǎng)電壓單相峰值，即電網(wǎng)基波電壓幅值；

將負載電流變換到同步旋轉坐標系下：

式中，i_p、i_q—電流有功、無功分量。

式中，n＝3k+1時取上符號，n＝3k-1時取下符號，k＝0,1,2...。

i_p、i_q經(jīng)低通濾波器LPF(Low Pass Filter,LPF)得到：

式中，—i_p、i_q的直流分量。

再由圖2-1可得：

式中，i_af、i_bf、i_cf—分別表示各相負載電流中的基波分量；C₂₃＝C₃₂^-1。當有源電力濾波器同時用于補償諧波和無功分量時，只需斷開i_q通道即可，此時：

恰好等于基波有功分量。

電網(wǎng)電壓存在畸變的情況

在式(2-2)中，變換矩陣中的ωt為與e_a對應的相位角度，可由鎖相環(huán)得到。當電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變時，鎖相環(huán)得出的角度不再是嚴格的ωt，下面以同步參考坐標系鎖相環(huán)(Synchronous Reference Frame Phase Locked Loop,SRF-PLL)為例加以分析說明。

如圖2所示，當電網(wǎng)電壓平衡時，電壓表達式同(2-4)，先將其經(jīng)Clarke變換到ɑ-β坐標系：

再由park變換轉換到同步旋轉坐標系下：

式中，θ為鎖相環(huán)鎖相角度，令電網(wǎng)電壓實際相位ωt＝θ^*，則式(2-11)進一步表示為：

可知，當鎖相準確時，即θ^*＝θ，電壓q軸分量為零。因此控制電壓分量，使e_q^*＝0達到穩(wěn)態(tài)時，即可實現(xiàn)相位鎖定。

當電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變后，由對稱分量理論分析可知，電壓波形中除含有正序網(wǎng)絡外，還含有大量的負序以及零序網(wǎng)絡。對于三相三線制系統(tǒng)，由于零序沒有導通路徑，故可僅考慮其中的正序和負序網(wǎng)絡。電壓信號是由各頻率分量線性疊加得到，因此在后續(xù)的理論推導過程中，為簡化分析過程，僅考慮基波信號中的正序和負序網(wǎng)絡。

假設，發(fā)生畸變的電網(wǎng)電壓用式(2-13)表示。

式中，V₁、V₁分別代表基波正、負序電壓的幅值，φ₁、φ₂分別代表基波正、負序電壓的初相位。

將其通過式(2-10)、(2-11)相應變換到d-q坐標軸后，表示式如下：

若還按照SRF-PLL的鎖相原理，則穩(wěn)態(tài)時鎖定的相位角度：

可見，在電網(wǎng)電壓含有畸變時，鎖相環(huán)穩(wěn)態(tài)時得出的角度已不再是基波正序電壓的相位。

假設實際鎖相角度與ωt之間的偏差為Δθ，即Δθ＝θ-ωt，則：

此時式(2-7)表示為：

再將其反變換到三相a-b-c坐標系下可得：

可見，若只補償諧波電流，則ip-iq法不受電網(wǎng)畸變影響。

但當需要同時補償諧波和無功電流時，式(2-9)變?yōu)椋?/p>

檢測出的負載電流中的基波有功分量有誤，可見ip-iq法不再適用此種情況下的諧波及無功電流檢測。

利用坐標變換提取基波正序電壓，其原理與ip-iq諧波分量提取方法相同，如圖3所示，同步參考坐標系下的n次諧波電壓可表示為：

式中，e_dn、e_qn—n次諧波直軸和交軸分量。

e_dn、e_qn又進而可表示為：

式中，—n次諧波對應的直流分量，即n次諧波中的平衡分量；—n次諧波對應的交流分量，即n次諧波中的不平衡分量。

因此，在靜止同步參考系下n次諧波中的平衡分量e′_sn可表示為：

顯然，當鎖相環(huán)鎖相角度為基波正序電壓相位角時，通過圖3所示方法可以提取出基波正序電壓。但是，當電網(wǎng)電壓不對稱甚至含有畸變時，由SRF-PLL原理分析可知，鎖相角度不再是基波正序電壓的相位信息。下面分析鎖相角度偏差對基波正序電壓提取的影響。

假設，在電網(wǎng)電壓不平衡的情況下，SRF-PLL鎖相的角度與基波正序電壓相角之間的偏差為Δθ，不平衡電網(wǎng)電壓表達式同式(2-10)，將其變換到旋轉坐標下有：

再將其反變換到a-b-c坐標系下，得：

可見這種基波正序電壓提取方法并不受鎖相環(huán)角度偏差的影響，可以將其應用到電網(wǎng)不平衡時基波正序電壓的提取之中，這也是其相對于其他提取方法的優(yōu)點之一。

電網(wǎng)電壓不平衡時，改進的諧波檢測方法為：

如圖4所示，在三相電網(wǎng)電壓不平衡系統(tǒng)中公共連接點(Point of Common Coupling,PCC)的電壓可表示為：

式中，x＝a,b,c；n—諧波次數(shù)；h—最高諧波次數(shù)；E_xn—各次諧波電壓的有效值；φ_xn—各次諧波電壓的初相角。

根據(jù)對正序電壓進行分離，公共連接點處電壓的平衡分量可表示為：

式中，e′_sxn—不平衡電壓中提取出的n次電壓平衡分量。

在有源電力濾波器補償系統(tǒng)中，補償?shù)臉藴视袃蓚€：完全諧波消除(HF)和單位功率因數(shù)補償(UPF)。前者的補償目的是將負載諧波完全補償，得到與網(wǎng)側基波電壓同相位的、標準正弦的電網(wǎng)電流；后者是以高功率因數(shù)為目的，得到與實際電網(wǎng)電壓同相位的網(wǎng)側電流，即電壓與電流同步，當電網(wǎng)不對稱甚至存在畸變時，此時電網(wǎng)電流同樣含有相應次數(shù)的諧波。

為了表明網(wǎng)側電壓與補償后網(wǎng)側電流之間的關系，引入電導因子G_n。

由于提取出的電壓分量以及目標電網(wǎng)電流值是三相對稱的，因此三相選取相同的電導因子G_n。

由有源電力濾波器工作原理可知，有源電力濾波器穩(wěn)定工作時理論上是不消耗有功功率的，根據(jù)功率守恒原則可得出：

式中，p_avg—負載平均有功功率，可根據(jù)瞬時功率原理由三相負載電流和電網(wǎng)電壓獲得；p_loss—APF工作的平均損耗，用于穩(wěn)定APF直流側電壓；E′_sn—n次諧波電壓中平衡分量的有效值，當n＝1，E′_s1表示基波正序電壓有效值。

E′_sn的計算可參考下式得到：

工程中都會限定電量諧波畸變率在一定范圍之內(nèi)。假設工程限定的奇、偶次諧波電流畸變率上限分別為THD_iomax、THD_iemax。系統(tǒng)實際的奇、偶次諧波畸變率THD_io、THD_ie為：

則應滿足：

一般情況下，THD_iomax和THD_iemax的選取，滿足下列條件：

式中THD_iostd和THD_iestd分別為國標限制的電網(wǎng)電流諧波畸變率，THD_vo和THD_ve為實際的電壓諧波畸變率。

引入THD_iomax和THD_iemax而不是直接定義為零值，是為了滿足某些對功率因數(shù)要求嚴格的場合。如果此時電網(wǎng)電壓波形是含有畸變的，除了基波還有其他高次諧波，則網(wǎng)側電流也需含有相應含量的高次諧波來滿足單位功率因數(shù)。這樣做的目的就是在允許的諧波含量范圍內(nèi)盡可能的提高功率因數(shù)。

電網(wǎng)電流諧波含量在允許范圍內(nèi)的極限值為：

即：

可構造一個目標函數(shù)，此值為視在功率的平方值：

當帶載情況一定時，求出一個系統(tǒng)在滿足功率守恒及諧波畸變率限制條件下的最小視在功率，視在功率越小，則功率因數(shù)越高。功率最小值的求法可通過構建拉格朗日函數(shù)求條件極值獲得。式(2-46)、(2-53)分別為約束方程：

式中，γ₁、γ₂、γ₃—拉格朗日算子。

上述方程對G₁、G_o、G_e求一階偏導并與條件方程聯(lián)立可得：

G₃＝G₅＝...＝G_o (2-57)

G₂＝G₄＝...＝G_e (2-58)

將式(2-57)(2-58)帶入(2-56)可得：

式中

解(2-59)～(2-61)即有：

帶入式(2-45)即可得出目標電網(wǎng)電流，與負載電流做差并取反就可得到補償電流指令值。

實施例：

利用Matlab軟件，對本發(fā)明進行了仿真。系統(tǒng)仿真參數(shù)設置如下：三相不可控整流橋帶8歐電阻作為諧波源；直流側母線電壓值設為180V；直流側母線電容為2200uF；負載側平波電抗器0.45mH；有源電力濾波器交流側濾波電感1.5mH；開關頻率設為12.5kHz；有源電力濾波器系統(tǒng)在0.06s投入。

圖5給出了電網(wǎng)電壓不平衡時采用ip-iq法和圖6給出了改進檢測法檢測出的諧波電流波形，從圖中明顯可以看出采用改進方法檢測出的諧波電流波形更全面；圖7給出了選擇HF補償時，補償前后網(wǎng)側三相電流波形對比，系統(tǒng)投入后，在小于一個周波的時間內(nèi)達到穩(wěn)定，且補償后的電網(wǎng)電流為三相對稱的工頻正弦電流，波形無畸變；圖8給出了選擇HF補償時，采用改進檢測法檢測諧波時，補償后網(wǎng)側電流諧波含量值、直流側電壓波形、網(wǎng)側功率因數(shù)，從圖中可以看出，電網(wǎng)電流諧波畸變率由補償前的30.78％降為3.77％，滿足電網(wǎng)要求，直流側穩(wěn)壓效果良好，紋波電壓很小。滿足APF工作時直流側母線電壓穩(wěn)定的要求，選擇HF補償時，網(wǎng)側的功率因數(shù)在97％到1之間，基本滿足功率因數(shù)為1的標準；圖9給出了選擇UPF補償時，A相電網(wǎng)電壓、電流波形、網(wǎng)側功率因數(shù)的波形，從圖中可以看出，補償前后波形相位基本一致，功率因數(shù)保持在0.99到1之間。

效果達到了如下目標：以畸變電壓中的平衡分量作為同步電壓，改善了三相電流的不對稱程度，同時可根據(jù)補償需要選擇完全諧波消除(HF)或者單位功率因數(shù)控制(UPF)。