專利名稱：時(shí)域并行采樣率變換方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于數(shù)字信息傳輸領(lǐng)域，特別涉及一種采用并行方法實(shí)現(xiàn)大范圍有理數(shù)倍數(shù)字 采樣率變換，該算法應(yīng)用于高速數(shù)據(jù)傳輸領(lǐng)域，比如高速遙感衛(wèi)星信號(hào)傳輸以及接收等領(lǐng) 域。
背景技術(shù)：
進(jìn)入21世紀(jì)以后，航天技術(shù)的興起及其在軍事上的應(yīng)用，使戰(zhàn)場(chǎng)空域迅速?gòu)拇?氣層擴(kuò)展到了外層空間，拓展了軍事活動(dòng)和國(guó)防安全的領(lǐng)域，改變了現(xiàn)代戰(zhàn)爭(zhēng)的形態(tài)。 遙感衛(wèi)星技術(shù)是其中的重要組成部分，它是指在基于太空的衛(wèi)星平臺(tái)上，運(yùn)用各種傳 感器(如可見(jiàn)光、紅外探測(cè)、雷達(dá)等)獲取地面的信息，通過(guò)對(duì)數(shù)據(jù)的處理，研究地 面物體的形狀、尺寸、位置、性質(zhì)及其與環(huán)境之間關(guān)系的一門應(yīng)用科學(xué)技術(shù)。
遙感衛(wèi)星各種傳感器獲得的數(shù)據(jù)一般通過(guò)微波傳送回地面，進(jìn)行進(jìn)一歩處理，以 獲得有用的信息。隨著遙感衛(wèi)星傳感器分辨率的提高，圖象數(shù)據(jù)的速率急劇提高，我 國(guó)的資源二號(hào)衛(wèi)星數(shù)據(jù)率達(dá)到了 2xl02.25Mbps, IKONOS(伊克諾斯)、QUIKBIRD(快 鳥)的數(shù)據(jù)率達(dá)到了 320Mbps，而下一代衛(wèi)星的最高傳輸速率將達(dá)到1000 — 2000Mbps，由于常規(guī)串行數(shù)字解調(diào)方法需要的數(shù)字信號(hào)處理速度超過(guò)了目前CMOS 工藝的極限，不能滿足將來(lái)衛(wèi)星傳輸速率的要求，必須采用并行解調(diào)的方法，同時(shí) AD采樣時(shí)鐘也將成為并行數(shù)字解調(diào)的關(guān)鍵。
為了實(shí)現(xiàn)多速率接收的目的，AD采樣時(shí)鐘有兩種模式可以采用
1) 借助于頻綜技術(shù)，ADC抽樣率隨著碼率的變化而變化；
2) 固定時(shí)鐘采樣速率，借助于有理數(shù)重采樣技術(shù)，調(diào)整信號(hào)的采樣率，使之適合時(shí)鐘 恢復(fù)算法。
對(duì)第一種方法，AD采樣時(shí)鐘是連續(xù)可變的，這種方法的特點(diǎn)是采樣速率隨符號(hào)速率的 變化而變化，為了達(dá)到速率連續(xù)可調(diào)的目的， 一種通用的方法是采用DDS技術(shù)生成時(shí)鐘， 對(duì)于600Mbps到2000Mbps (QPSK調(diào)制)的傳輸速率，在四倍符號(hào)率采樣的情況下，需 要設(shè)置時(shí)鐘速率為1200MHz 2400MHz。目前DDS只能生成四五百兆左右的時(shí)鐘，而通 過(guò)鎖相環(huán)路生成采樣時(shí)鐘，環(huán)路濾波器需要多個(gè)硬件備份，這對(duì)硬件設(shè)計(jì)造成一定的難度。
6這種方式處理起來(lái)相對(duì)簡(jiǎn)單，便于實(shí)現(xiàn)，但只適合速率較低的情況，滿足不了高速解調(diào)的 要求。
第二種方法采用本地晶振提供固定的采樣時(shí)鐘，時(shí)鐘頻率對(duì)最高傳輸速率滿足Nyquist 采樣定理，借助有理數(shù)重采樣技術(shù)，把采樣速率轉(zhuǎn)換到略高于四倍符號(hào)率(或兩倍符號(hào)率)， 然后通過(guò)時(shí)鐘環(huán)路算法對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行采樣點(diǎn)調(diào)整。這種方法硬件結(jié)構(gòu)相對(duì)簡(jiǎn)單，不需要復(fù)雜 的吋鐘環(huán)路，但需要對(duì)采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行并行速率調(diào)整。
針對(duì)上述背景，本發(fā)明提出了一種在時(shí)域?qū)崿F(xiàn)并行采樣率變換的結(jié)構(gòu)，旨在完成 從采樣率2000MHz到[lMHz, 2000MHz]范圍內(nèi)的任意采樣率變換。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種時(shí)域?qū)崿F(xiàn)并行采樣率變換方法。
本發(fā)明所述的時(shí)域并行采樣率變換方法，其特征在于，所述方法是在數(shù)字信號(hào)處
理器中依次按以下步驟完成的
步驟(1)用一個(gè)采樣速率固定為fs的ADC對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行模/數(shù)轉(zhuǎn)換，該采樣速 率f;相對(duì)于輸入信號(hào)的最高速率滿足Nyquist采樣定理；
步驟(2)所述ADC的輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)串并轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換為L(zhǎng)路并行信號(hào)X(O)、 X(l)、…、X(L-1)，每路信號(hào)的速率為fs/L，其中L為整數(shù)，且大于或等于2;
步驟(3)所述步驟(2)得到的L路并行信號(hào)經(jīng)過(guò)L路并行的CIC濾波器(級(jí)聯(lián) 積分器梳狀濾波器)，進(jìn)行大范圍整數(shù)倍采樣率變換，得到速率為fs/(LR)的L路低采 樣率信號(hào)Y(O)、 Y(l)、…、Y(L-1)， R為抽取率，其歩驟如下
步驟(3.1) 所述L路并行信號(hào)X(O)、 X(l)、…、X(L-1)送入所述CIC濾波器中
的四
個(gè)依次串聯(lián)的并行累加器，其中前一級(jí)累加器的輸出作為后一級(jí)累加器的輸入，第s 級(jí)累加器的輸出用Xs(O)、 Xs(l)、…、Xs(L-l)表示，s=l、 2、 3、 4，每個(gè)累加器按以 下步驟作累加運(yùn)算
步驟(3丄1)對(duì)L路并行輸入信號(hào)按tx、.—Jm)求和，其中n=0、 1、…、L-l，
m=0
得到L路并行信號(hào)Ss(0)、 Ss(l)、 ■ 、 Ss(L-l);
步驟(3丄2)所述求和信號(hào)Ss(L-l)輸入一個(gè)累加器，得到信號(hào)Xs(L-l); 步驟(3丄3)所述Xs(L-l)信號(hào)分別與歩驟(3丄l)中所得L-l路信號(hào)Ss(0)、Ss(1)、 …、Ss(L-2)相加，得到L-l路并行信號(hào)Xs(O)、 Xs(l)、…、Xs(L-2);
步驟(3丄4)把步驟(3丄2)和步驟(3丄3)得到的信號(hào)Xs(O)、 Xs(l)、…、Xs(L-l)作為下一級(jí)累加器的輸入，每一級(jí)累加器重復(fù)步驟(3丄1) 步驟(3丄3)， 直到第四級(jí)累加器得到L路并行的累和信號(hào)X4(0)、 X4(l)、…、X4(L-1);
步驟(3.2)所述歩驟(3.1)得到的L路并行且?guī)в邢嗖畹男盘?hào)X4(0)、 X4(l)、…、 X4(L-1)送入一個(gè)并行抽取器，根據(jù)輸入信號(hào)速率所對(duì)應(yīng)的抽取率R。,。實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)抽取， 得到低速率的L路并行信號(hào)X'(O)、 X'(l)、…、X'(L-1);
步驟(3.3)所述步驟(3.2)得到的L路并行信號(hào)X'(O)、 X'(l)、…、X'(L-1)
個(gè)依次串聯(lián)的并行差分器，按照時(shí)間順序和相位順序進(jìn)行差分運(yùn)算，得到L路并行 輸出結(jié)果Y(O)、 Y(l)、…、Y(L-1)，第一級(jí)差分器的輸入為步驟(3.2)所述信號(hào)X' (0)、 X'(l)、…、X'(L-1)，其它各級(jí)差分器的輸入為上一級(jí)差分器的輸出，對(duì)于第s
級(jí)差分器而言，第一路輸出信號(hào)為j;'(oX,(o)-d(丄-i)E—、 Z一表示延時(shí)一個(gè)時(shí)鐘
周期，其它各并行支路的輸出為《'(")=1:—0-1)， n為并行支路序號(hào)；
步驟(4)把步驟(3)得到的L路低采樣率信號(hào)送入第一級(jí)時(shí)域并行補(bǔ)償濾波器 CFIR，該濾波器在信號(hào)頻帶內(nèi)的頻率響應(yīng)是所述CIC濾波器的逆，在其它頻率則呈 現(xiàn)阻帶特性，CFIR濾波器同時(shí)完成2倍抽??；
步驟(5)把步驟(4)得到的輸出信號(hào)送入第二級(jí)時(shí)域并行可編程濾波器PFIR， 慮除帶外干擾，使阻帶衰減在40dB以上，同時(shí)對(duì)輸入信號(hào)作兩倍抽??；
步驟(6)把步驟(5)輸出的數(shù)據(jù)送入一個(gè)L路時(shí)域并行的分?jǐn)?shù)間隔抽取濾波器， 按以下步驟完成抽樣率為(1,2)之間的速率轉(zhuǎn)換
歩驟(6.1)設(shè)置所述分?jǐn)?shù)間隔抽取濾波器的抽取率D， D的取值范圍為1<D<2;
步驟(6.2)控制器根據(jù)設(shè)定的所述抽取率D，分別計(jì)算出各并行支路每個(gè)時(shí)刻的
使能信號(hào)，當(dāng)使能信號(hào)為false時(shí)，表示該時(shí)刻內(nèi)插數(shù)據(jù)應(yīng)拋棄，當(dāng)使能信號(hào)為tme， 表示該時(shí)刻內(nèi)插數(shù)據(jù)有效，kT時(shí)刻的使能信號(hào)值根據(jù)下式判斷
其中T為輸出的并行數(shù)據(jù)時(shí)鐘周期，n為并行支路序號(hào)，在8路并行時(shí)各支路對(duì) 應(yīng)的n值依次為1、 2、 3、 4、 5、 6、 7、 8， k為輸入數(shù)據(jù)時(shí)鐘計(jì)數(shù)值，；c為量化誤
差補(bǔ)償量，是一個(gè)自然數(shù)，j=+-2ot， a^為+的量化誤差，d為抽取率；當(dāng)上式
成立時(shí)，該支路輸出的內(nèi)插數(shù)據(jù)有效，該時(shí)刻使能信號(hào)為tme，否則該支路輸出的內(nèi) 插數(shù)據(jù)需要丟棄，使能信號(hào)為false。其中，所述量化誤差補(bǔ)償量x由下式確定
送入四J (ZJt + " — l) — L(丄A: + w —1)J」"2xZ) i(ZA: + "_l)-L(ZA + "-l)J」D<(x + l)D
步驟(6.3)按下式分別計(jì)算各并行支路k時(shí)刻的時(shí)間偏差量u值:
CB+l)xD —
^-1)和(1-//)0:2"-l);
步驟(6.4.3)按歩驟(6.4.2)所述兩個(gè)地址査表得到C,(/z)和Q—,+1(/,) = C,(l-〃)，
步驟(6.4.4)根據(jù)步驟(6.4.3)查表得到的<^(//)和^_,+1(//)按下式計(jì)算}("): yO) = Z + w + 丁 - /) C, (//)……M為偶數(shù) = Z + w +
得到符合速率要求的輸出數(shù)據(jù)。 以上各步驟可以靈活組合，根據(jù)不同采樣率變換倍數(shù)，確定上述各歩驟之間的組
合關(guān)系，以實(shí)現(xiàn)大范圍采樣率變換，即從采用率2000MHz到[lMHz， 2000MHz]范圍 內(nèi)的任意釆樣率變換。
系統(tǒng)仿真結(jié)果表明，時(shí)域并行采樣率變換帶來(lái)的性能惡化非常小，圖14給出了CIC抽 取率為2，分?jǐn)?shù)間隔抽取部分抽取率為1時(shí)各級(jí)濾波器的頻響曲線，以及各部分組合在一 起時(shí)聯(lián)合頻響曲線，其中通帶內(nèi)紋波小于0.2(18，阻帶抑制大于40dB，滿足實(shí)際使用要求。
該方法已經(jīng)在現(xiàn)場(chǎng)可編程器件(FPGA)上實(shí)現(xiàn)，工作正常，證明了本發(fā)明所述方法的 可實(shí)現(xiàn)性。
■/)(,(>)……M為奇數(shù)


圖l為時(shí)域并行采樣率變換結(jié)構(gòu)框圖。
圖2為CIC, CFIR,PFIR和分?jǐn)?shù)間隔抽取濾波器設(shè)置方法。
圖3為并行CIC濾波器結(jié)構(gòu)圖。
圖4為L(zhǎng)路并行CIC濾波器中并行累加器的結(jié)構(gòu)圖。
圖5為L(zhǎng)路并行CIC濾波器中單條支路抽取器結(jié)構(gòu)圖。
圖中MUX為二選一的選擇器，當(dāng)S=l時(shí)選擇A-R，當(dāng)S=0時(shí)選擇A，其中A =mod(8,Rcic)， Rcic為抽取率；累加器的初始值C0=mod(k,Rcic)，其中k為并行支路 序號(hào)，如8路并行各支路的k值依次為0,1，2,3,4，5,6,7;
當(dāng)C》Rcic時(shí)比較器1輸出為1，否則輸出為0;當(dāng)ORcic時(shí)比較器2輸出為1， 表示當(dāng)前該支路數(shù)據(jù)需要保留，否則輸出為0，表示當(dāng)前該支路數(shù)據(jù)需要拋棄。 圖6為L(zhǎng)路并行CIC濾波器中差分器結(jié)構(gòu)圖。 圖7為兩路并行FIR濾波器結(jié)構(gòu)圖。 圖8為四路并行FIR濾波器結(jié)構(gòu)圖。 圖9為八路并行FIR濾波器結(jié)構(gòu)圖。
圖10為M=6、 N=4多項(xiàng)式內(nèi)插器對(duì)應(yīng)的Farrow結(jié)構(gòu)系數(shù)。 圖11為第n條并行支路對(duì)應(yīng)的分?jǐn)?shù)間隔抽取器結(jié)構(gòu)圖。
圖中L為并行路數(shù)，2路并行時(shí)L=2， 4路并行時(shí)L=4， 8路并行時(shí)L=8。 圖12為分?jǐn)?shù)間隔抽取控制器結(jié)構(gòu)圖，其中包含量化誤差補(bǔ)償部分。
對(duì)第n路并行支路，累加器l的初始值為n，累加器2的初始值為nA;選擇器根 據(jù)xl 、 x2的值選擇輸出，當(dāng)xl=l時(shí)輸出u n，k= u 1 ，否則u n,k= u 2。 圖13為仿真得到的一種情況下的頻響曲線。
具體實(shí)施例方式
步驟l:
從高速ADC獲得的數(shù)字信號(hào)并行輸入時(shí)域并行CIC濾波器，完成大范圍采樣率轉(zhuǎn)換， 比如，采樣率從2000MHz降到8MHz，其中圖3 圖6分別給出了該濾波器的結(jié)構(gòu)框圖和 組成該濾波器的三個(gè)部分(并行累加器、抽取器和并行差分器)結(jié)構(gòu)框圖。
圖3是CIC濾波器的總體結(jié)構(gòu)框圖，由1到4個(gè)串聯(lián)的并行累加器、 一個(gè)并行抽取器 和1到4個(gè)串聯(lián)的并行差分器組成。其中并行累加器完成對(duì)輸入并行信號(hào)累和計(jì)算，輸出 并行帶有一定相差的累加信號(hào)，并行抽取器完成并行抽取，并行差分器對(duì)輸入的并行信號(hào) 按照信號(hào)的時(shí)間順序以及相位順序完成差分計(jì)算，圖中L表示并行支路數(shù)，F(xiàn)h表示抽取之
10前的數(shù)據(jù)速率，F(xiàn)l表示抽取之后的數(shù)據(jù)速率。
圖4給出了 L路并行CIC濾波器中單級(jí)累加器的結(jié)構(gòu)框圖，CIC濾波器具有四個(gè)相互 串聯(lián)的該結(jié)構(gòu)累加器，圖中Z"表示1個(gè)時(shí)鐘周期的延時(shí)，Xs(0)、 Xs(l)、…Xs(L-l)表示第s 級(jí)累加器的并行輸出信號(hào)，第一級(jí)累加器的輸入信號(hào)為X(O)、 X(l)、…X(L-1)。
圖5給出了L路并行CIC濾波器中單路抽取器的結(jié)構(gòu)框圖，圖中Z"表示1個(gè)時(shí)鐘周期的延
時(shí)，Rei。為CIC抽取濾波器抽取率；A-mod(L,R^)(即并行支路數(shù)L對(duì)抽取率Reie求余)；MUX
為二選一的選擇器(當(dāng)S4時(shí)選擇A-Rcic，當(dāng)S4時(shí)選擇A); C為累加器的輸出，該累加器 的初始值為Q^mod(n,R^)，其中n為并行支路按照相位順序所對(duì)應(yīng)的序號(hào)，對(duì)L路并行，n 的取值依據(jù)相位關(guān)系依次為0，1,2,…，L-1;當(dāng)ORcic時(shí)比較器l輸出結(jié)果S^，否則S^0; C=R 時(shí)比較器2輸出為1，表示當(dāng)前該支路數(shù)據(jù)需要保留，否則輸出為0，表示當(dāng)前該支路數(shù)據(jù) 需要丟棄。
圖6給出了L路并行CIC濾波器中單級(jí)差分器的結(jié)構(gòu)框圖，CIC濾波器具有四個(gè)相互串聯(lián) 的該結(jié)構(gòu)差分器，圖中Z"表示1個(gè)時(shí)鐘周期的延時(shí)，Y;(O)、 Y纟(l) Y〗(L-l)表示第s級(jí)差分
器的并行輸出信號(hào)，第一級(jí)差分器的輸入信號(hào)為并行抽取器的輸出
義'(o)、 …x'(l-i)。
詳細(xì)操作步驟如下
步驟(l.l) 4個(gè)串接的并行累加器對(duì)L路并行輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行累加，累加結(jié)果L路
并行輸出，中間寄存器的位寬等于^;+4><10§2(7 _)-1，其中p^為輸入數(shù)據(jù)的位寬，
《皿為CIC最大抽取率，其詳細(xì)操作步驟如下
歩驟(l丄l) 所述L路并行信號(hào)X(O)、 X(l)、…X(L-1)送入4個(gè)依次串聯(lián)的 并行累加器，其中前一級(jí)累加器的輸出作為后一級(jí)累加器的輸入，第s(fl、 2、 3、 4)級(jí)累加器的輸出用Xs(0)、 Xs(l)、…Xs(L-l)表示，第一級(jí)累加器的輸入為 X(O)、 X(l)、…X(L-1),每級(jí)并行累加器的結(jié)構(gòu)框圖如(圖4)所示，該累加器 按以下步驟作累加運(yùn)算
步驟(l丄l.l)首先對(duì)L路并行輸入信號(hào)按尤^—求和得到L路并
行信號(hào)Ss(0)、 Ss(l)、…、Ss(L-l)，其中11為并行支路序號(hào)(11=0、 1、…、L-l); 步驟(1丄1.2)所述求和信號(hào)Ss(L-l)輸入一累加器，得到信號(hào)Xs(L-l.);
步驟(1丄1.3)所述Xs(L-l)信號(hào)經(jīng)一個(gè)時(shí)鐘周期延時(shí)得到信號(hào)SD，然后 分別與歩驟(l丄l.l)中所述L-l路并行信號(hào)Ss(O)、 Ss(l)、…、Ss(L-2)相加，得到L-l路并行輸出信號(hào)Xs(0)、 Xs(l)、…Xs(L-2); 步驟(1.2)所述步驟(1.1)得到的并行且?guī)в邢嗖畹睦奂有盘?hào)X4(0)、 X4(l)、…
X4(L-1)送入一個(gè)并行抽取器，按指定抽取率實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)抽取，得到低速率的L路并行 信號(hào)X'(O)、 …Z'(L-1)，其中抽取率的取值參照(圖2)，單條支路的抽取邏輯如
(圖5)所示，詳細(xì)操作步驟如下
步驟(1.2.1)選擇器MUX根據(jù)信號(hào)S選擇一個(gè)輸入信號(hào)作為輸出，輸出信號(hào) 用Xmux表示，當(dāng)S=l時(shí)選擇A-R&，當(dāng)S二O時(shí)選擇A ，其中S信號(hào)由步驟(1.2. 3) 獲得；
步驟(1.2.2)所述Xmux信號(hào)送入一累加器，得到輸出信號(hào)C，其中累加器的初 始值為C。二mod(n, Rcic)， n為并行支路序號(hào)，n=0、 1、…L-1;
步驟(1.2.3)所述步驟(1.2.2)得到的信號(hào)C送入比較器1，當(dāng)OR?！?。時(shí)比較器l 輸出S=l，否則輸出S=0;
步驟(1.2.4)所述歩驟(1.2.2)得到的信號(hào)C送入比較器2，當(dāng)C二R。:。時(shí)比較器2 輸出Enabl^true，表示當(dāng)前數(shù)據(jù)需要保留，否則輸出為false,表示當(dāng)前數(shù)據(jù) 需要丟棄；
歩驟(1.3)所述步驟(1.2)得到L路并行信號(hào)X'(O)、 X'(l)…I'(L-1)輸入4個(gè)依
次串接的并行差分器按照時(shí)間順序和相位順序進(jìn)行差分運(yùn)算，得到L路并行輸出結(jié) 果Y(O)、 Y(l)、…Y(L-1)，其中每一級(jí)差分器的結(jié)構(gòu)框圖如(圖6)所示，第s級(jí)差
分器的輸出用Ys'(0)、 Ys'(l)…Y〗(L-1)表示，前級(jí)的差分器的輸出作為后級(jí)差分器的輸 入，第一級(jí)差分器的輸入為步驟(1.2)所述并行信號(hào)X'(O)、 JT(l)…X'(L-1)，第一路 輸出信號(hào)為Y;(0^Y^(0)-Y"(丄—1)^—1 ， 其它各并行支路輸出為 Y; 0) = Y" (") - Y" (" -1) ， n為并行支路的序號(hào)；
步驟(1.4)所述步驟(1.3)得到的信號(hào)Y:(0)、 Y"l)…Y:(L-1)送入數(shù)據(jù)截取單元， 根據(jù)抽取率Rcic從第W +"http://(4><1(^2(4.))-8位開(kāi)始，向下截取d -l)bits作為輸出，
其符號(hào)位為被截取數(shù)據(jù)的最高位。 步驟2:
將歩驟1得到的數(shù)據(jù)送入第一級(jí)時(shí)域并行補(bǔ)償FIR濾波器(以下簡(jiǎn)稱CFIR濾波器)，完成2倍抽取，比如采率樣從8MHz降到4MHz。
CFIR濾波器用于補(bǔ)償CIC濾波器對(duì)信號(hào)產(chǎn)生的失真，同時(shí)對(duì)輸入的信號(hào)進(jìn)行兩倍抽取， CFIR濾波器在信號(hào)通帶內(nèi)的頻域響應(yīng)是CIC濾波器的逆，在其他頻率則呈現(xiàn)阻帶特性。 可以參考圖2的QPSK碼率與抽取率對(duì)應(yīng)關(guān)系來(lái)設(shè)計(jì)合適的CFIR濾波器抽取率或者旁路 CFIR濾波器。CFIR濾波器采用時(shí)域并行結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)。L路并行FIR濾波器的表達(dá)式為
<formula>formula see original document page 13</formula>其中，};(/) = 2>-'>0丄+/ )表示輸出信號(hào)的第11相位，Zn(附丄+0表示
系統(tǒng)函數(shù)的第i相位，jr7<yo=;f>—""x(m丄+力表示輸入信號(hào)的第j相位。
下式給出了 8路并行FIR濾波器的第0相輸出的表達(dá)式
<formula>formula see original document page 13</formula>
在上式基礎(chǔ)之上，通過(guò)對(duì)Hi(Z^的合理組合，可以實(shí)現(xiàn)高效FIR并行濾波運(yùn)算。 圖9給出了 8路并行FIR濾波器的結(jié)構(gòu)框圖，其中奇數(shù)路的輸出結(jié)果被丟棄。 圖9所示的結(jié)構(gòu)中GO, Gl, G0+G1為圖8所示的4路并行FIR濾波器，GO表示偶數(shù)時(shí) 刻的濾波器系數(shù)，Gl表示奇數(shù)時(shí)刻的濾波器系數(shù)，G0+G1則為相鄰奇、偶時(shí)刻的系數(shù)和。 信號(hào)首先分為奇偶兩個(gè)部分，分別輸入G0,G1,G0+G1模塊，然后分別對(duì)以上三個(gè)模塊的 輸出信號(hào)進(jìn)行延遲相加等運(yùn)算。具體信號(hào)流程如圖9所示。
圖8所示的結(jié)構(gòu)中，F(xiàn)0，F(xiàn)1,F0+F1為圖7所示的2路并行FIR濾波器，F(xiàn)0表示偶數(shù)時(shí) 刻的濾波器系數(shù)，F(xiàn)l表示奇數(shù)時(shí)刻的濾波器系數(shù)，F(xiàn)0+F1則為相鄰奇、偶數(shù)時(shí)刻的系數(shù)和。 信號(hào)首先分為奇偶兩個(gè)部分，分別輸入F0,F1,F0+F1模塊，然后分別對(duì)以上三個(gè)模塊的輸 出信號(hào)進(jìn)行延遲相加等運(yùn)算。具體信號(hào)流程如圖8所示。
圖7給出了兩種2路并行FIR濾波器的結(jié)構(gòu)。在圖(a)中，奇偶時(shí)刻信號(hào)分別送入HO, Hl， H0+H1模塊，其中H0表示偶數(shù)時(shí)刻的濾波器系數(shù)，H1表示奇數(shù)時(shí)刻的濾波器系數(shù)，H0+H1 則為相鄰奇、偶數(shù)時(shí)刻的系數(shù)和，然后對(duì)以上三個(gè)模塊的輸出信號(hào)分別進(jìn)行延遲相加等運(yùn) 算。具體信號(hào)流程如圖7(a)所示。圖(b)中，奇偶時(shí)刻信號(hào)分別送入H0,H1,H0-H1模塊， 其中HO表示偶數(shù)時(shí)刻的濾波器系數(shù)，H1表示奇數(shù)時(shí)刻的濾波器系數(shù)，H0-H1則為相鄰奇、偶數(shù)時(shí)刻的系數(shù)差，然后對(duì)以上三個(gè)模塊的輸出信號(hào)分別進(jìn)行延遲相加等運(yùn)算。具體信號(hào)流程如圖7(b)所示。
將歩驟2得到的數(shù)據(jù)送入第二級(jí)時(shí)域并行FIR濾波器，完成2倍抽取，比如采樣率從4MHz降到2MHz。
該FIR濾波器是可編程濾波器(以下簡(jiǎn)稱為PFIR濾波器)，采用與CFIR相同的結(jié)構(gòu)，不同的是其系數(shù)可以在線編程加載。PFIR濾波器用于濾除帶外的干擾信號(hào)，達(dá)到40dB以上的阻帶衰減數(shù)值，同時(shí)對(duì)輸入的信號(hào)按照2:1降采樣。
將步驟3得到的數(shù)據(jù)送入并行分?jǐn)?shù)間隔抽取濾波器，該濾波器完成抽取率為(l, 2)之間的采樣率轉(zhuǎn)換，比如采樣率從2MHz變成1.01MHz。分?jǐn)?shù)間隔抽取濾波器為L(zhǎng)路時(shí)域并行結(jié)構(gòu)，由插值濾波器以及控制器組成。插值濾波器為^1=6的多項(xiàng)式內(nèi)插器，其中M為插值濾波器的階數(shù)，圖10給出了該內(nèi)插器對(duì)應(yīng)的一組Farrow結(jié)構(gòu)系數(shù)。圖ll給出了該多項(xiàng)式內(nèi)插器第n條并行支路的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)，nE{l,2， ,L}，其它并行支路的結(jié)構(gòu)與此一致，圖
中tl "為第n條支路k時(shí)刻控制器輸出的插值位置，多項(xiàng)式內(nèi)插器根據(jù)U n,k査表得到相應(yīng)
的多項(xiàng)式內(nèi)插系數(shù)，然后與參與內(nèi)插運(yùn)算的輸入數(shù)據(jù)相乘并相加運(yùn)算，得到該時(shí)刻得內(nèi)插結(jié)果y(Lk+n)，其中控制器的結(jié)構(gòu)如圖12所示。
圖12給出了單路控制器的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)，其中包含了量化誤差補(bǔ)償部分。對(duì)于第n路并行支路，圖中累加器l的初始值為n，累加器2的初始值為"j, j = |-gOT， g^為^的量
化誤差，D為抽取率，輸出端的選擇器根據(jù)xl、 x2的值選擇輸出，當(dāng)xl-l時(shí)輸出tu,f
u 1，否貝Uu n,k=y 2。詳細(xì)操作步驟如下
步驟(4.1) 控制器根據(jù)輸入的抽取率D(抽取率的計(jì)算如圖2所示)，分別計(jì)算出各并行支路每個(gè)時(shí)刻的使能信號(hào)，當(dāng)使能信號(hào)為false時(shí)表示該時(shí)刻內(nèi)插數(shù)據(jù)需要拋棄，當(dāng)使能信號(hào)為true時(shí)表示內(nèi)插數(shù)據(jù)有效，kT (T為輸出的并行數(shù)據(jù)時(shí)鐘周期)時(shí)刻的使能信號(hào)值根據(jù)下式判斷
少鄰j :
步驟4:n為并行支路序號(hào)，如8路并行時(shí)各支路對(duì)應(yīng)的n值依次為1、 2、 3、 4、 5、 6、 7、8， k為輸入數(shù)據(jù)時(shí)鐘計(jì)數(shù)值，x為量化誤差補(bǔ)償量(x是一個(gè)自然數(shù)，該值的計(jì)算如步驟(4.2)所示)；當(dāng)上式成立吋，該支路輸出的內(nèi)插數(shù)據(jù)有效，該時(shí)刻使能信號(hào)為true，否則該支路輸出的內(nèi)插數(shù)據(jù)需要丟棄，使能信號(hào)為false。
步驟(4.2)根據(jù)下式確定量化誤差補(bǔ)償量x:
f (丄/c + " —1)一L(/1 + m —1)v4」D2xD+ " -1) - + w - l)j」D < (x +1)"
當(dāng)上式成立時(shí)，需要對(duì)量化誤差進(jìn)行補(bǔ)償，補(bǔ)償量為x。
步驟(4.3) 分別計(jì)算各并行支路該時(shí)刻對(duì)應(yīng)的時(shí)間偏差p值，其計(jì)算公式如下
—J BxP-L6xD」， 當(dāng)LSxZ)」4A: + "-l時(shí)
〃一i(S十l)xD —[(S + l)xD」，當(dāng)LCB + l)xD」-丄/t + " —l時(shí)
其中^ = [_(丄& + "-1)xj」+ x ， x為量化誤差補(bǔ)償量。
步驟(4.4) 根據(jù)步驟(4.3)輸出的p值查表得到對(duì)應(yīng)的內(nèi)插系數(shù)，以便于步驟(4.5)的多項(xiàng)式內(nèi)插運(yùn)算。內(nèi)插系數(shù)<^(//)根據(jù)^1的取值依次存儲(chǔ)在査詢表中，其中應(yīng)用了多項(xiàng)式內(nèi)
插器系數(shù)存在的一種對(duì)稱關(guān)系
「nT
C, (1 — 〃) = CM—,+1 (//)..............z = 1、2 、…、y
表示對(duì)*上取整運(yùn)算，事先將(^,(//)和<^/一,+|(//)關(guān)于^1((^|113)的函數(shù)值存儲(chǔ)在相同
的査詢表中，表中各存儲(chǔ)字的地址為0、 1.....2W-1，其中W為p的量化位寬，對(duì)于地址
為i的單元存儲(chǔ)的內(nèi)容為C,(〃(2W-1))， p和l卞用Wbits位寬按式L/A2^-1)」和
L(i-w，w-i)」進(jìn)行量化，則量化結(jié)果恰好是0,(//)和(:,(1-//)的査表地址，而
CM_,+1(/0 = C,(l-//)，因此以p的量化值為地址査表可得到C,(//)，以l卞的量化值為地址查表可得到C^,+1(/i)，所以查表之前首先進(jìn)行地址映射，根據(jù)步驟(4.3)的p值得到兩個(gè)地址^*(2^-1)」和[(I-//)*(2"'-1)」，然后根據(jù)此地址查表得到C,(/z)和C^—,+1(/0，對(duì)于系數(shù)Q^ )...C^(/0共需要M/2張查詢表。
歩驟(4.5)禾U用步驟(4.4)得到的系數(shù)C,(//)，按照下式進(jìn)行多項(xiàng)式內(nèi)插運(yùn)算_K") = J>(iJ: + w + 3_/)-C,0)……M為偶數(shù)
=Z X(丄^ + W十
似
-/)……A/為奇數(shù)
. _ 2
得到符合速率要求的輸出數(shù)據(jù)。
根據(jù)上面的各關(guān)系式，當(dāng)分?jǐn)?shù)間隔抽取濾波器抽取率為1.5:1時(shí)，內(nèi)插時(shí)刻分別為0,0.5,0,0,0.5,0,0,0.5，對(duì)應(yīng)的使能信號(hào)分別為1,1,0,1,l，O,l,1;抽取率為1.25:1時(shí)，內(nèi)插時(shí)刻分別為0, 0.25, 0.5， 0.75， 0， 0, 0.25,0.5,對(duì)應(yīng)的使能信號(hào)分別為1,1,1,1,0,1,1 ，1。
經(jīng)過(guò)采樣率變換之后的信號(hào)速率可以降到要求的采樣率，本案例中最后的輸出信號(hào)速率為1.01M符號(hào)每秒。
上述各步驟可以根據(jù)輸出數(shù)據(jù)采樣率的要求靈活組合，旁路或連通相應(yīng)部分，以達(dá)到要求的輸出速率，各部分的連接關(guān)系可以參照?qǐng)D2進(jìn)行設(shè)置。
圖13給出了 CIC抽取率為2，分?jǐn)?shù)間隔抽取部分抽取率為1時(shí)各級(jí)濾波器的頻響曲線，
以及各部分組合在一起時(shí)聯(lián)合頻響曲線，圖中--------為CIC濾波器的頻響曲線，----為
CFIR濾波器的頻響曲線，--為PFIR濾波器的頻響曲線，-為總的頻響曲線。
在下文中，我們結(jié)合附圖分別就QPSK全數(shù)字解調(diào)I路數(shù)據(jù)以8路并行采樣率調(diào)整為例來(lái)說(shuō)明本發(fā)明所提出的算法原理和結(jié)構(gòu)，其中要求采樣率變換單元的輸出信號(hào)速率要求是4倍符號(hào)率。以從2000MHz采樣率變換到1.01MHz為例，詳細(xì)說(shuō)明本專利是如何采用上述方法進(jìn)行采樣率變換，其中1.01MHz采樣率對(duì)應(yīng)四倍符號(hào)率采樣QPSK的碼率為500Kbps。
八路并行采樣率調(diào)整-
首先，從高速ADC進(jìn)來(lái)的數(shù)據(jù)，經(jīng)過(guò)串并轉(zhuǎn)換，變成8路并行信號(hào)，按照時(shí)間順序，分別以相位O、 1、…、7來(lái)表示。ADC采樣時(shí)鐘固定為2000MHz，對(duì)應(yīng)的并行數(shù)據(jù)為每路250MHz，采用本發(fā)明所述方法對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行降采樣。
步驟l:
8路并行數(shù)據(jù)首先經(jīng)過(guò)時(shí)域并行CIC濾波器，完成大范圍整數(shù)倍采樣率變換，使單路速率從250MHz變?yōu)閘MHz， CIC濾波器的抽取率為250。在本實(shí)施案例中，CIC濾波器為4級(jí)時(shí)域并行結(jié)構(gòu)，由4級(jí)并行累和器、并行抽取器和4級(jí)并行差分器組成，其結(jié)構(gòu)如圖3所示，圖中L-8。詳細(xì)操作步驟如下
步驟(l.l) 4個(gè)串接的并行累加器對(duì)8路并行輸入數(shù)據(jù)X(O)、 X(l)、…X(7)進(jìn)行累加，其中前一級(jí)累加器的輸出作為后一級(jí)累加器的輸入，第s (s=l、 2、 3、 4)級(jí)累加器的輸出用Xs(0)、 Xs(l)、…Xs(7)表示，第一級(jí)累加器的輸入為X(O)、 X(l)、…X(7)，每級(jí)并行累加器的結(jié)構(gòu)框圖如(圖4)所示，累加結(jié)果8路并行輸出，中間寄存器的位寬等于^+4xlog2(W隨)-1，其中^為輸入數(shù)據(jù)的位寬，i 隨為CIC最大抽
取率，所述累加按如下步驟進(jìn)行
步驟(l丄l)首先對(duì)8路并行輸入信號(hào)按尤X、.—求和得到8路并行信號(hào)
Ss(0)、 Ss(l)、…、Ss(7)，其中n為并行支路序號(hào)(11=0、 1、…、7);步驟(1丄2)所述求和信號(hào)Ss(7)輸入一累加器，得到信號(hào)Xs(7);歩驟(1丄3)所述Xs(7)信號(hào)經(jīng)一個(gè)時(shí)鐘周期延時(shí)得到信號(hào)SD，然后分別與步
驟(1丄1)中所述7路并行信號(hào)Ss(0)、 Ss(l)、…、Ss(6)相加，得到7路并行輸出信號(hào)Xs(O)、 Xs(l)、…Xs(6)，最后Xs(O)、 Xs(l)、…X"6)和Xs(7)共同作為累加器的輸出；
步驟(1.2)所述歩驟(1.1)得到的并行且?guī)в邢嗖畹睦奂有盘?hào)X4(0)、 X4(l)、…X4(7)送入一個(gè)并行抽取器，根據(jù)抽取率250實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)抽取，得到低速率的8路并行
信號(hào)X'(O)、 X'(1) ■ I'(7),單條支路的抽取歩驟如下
步驟(1.2.1)選擇器MUX根據(jù)信號(hào)S選擇一個(gè)輸入信號(hào)作為輸出，輸出信號(hào)用Xmux表示，當(dāng)S=l時(shí)選擇A-R。i。，當(dāng)S-O時(shí)選擇A，其中S信號(hào)由步驟(1.2. 3)獲得；
步驟(1.2.2)所述Xmux信號(hào)送入一累加器，得到輸出信號(hào)C，其中累加器的初始值為C。=mod(n，250)， n為并行支路序號(hào)，n=0、 1、…7;
步驟(1.2.3)所述步驟(1.2.2)得到的信號(hào)C送入比較器1，當(dāng)OR。,。時(shí)比較器l輸出S=l，否則輸出S=0;
步驟(1.2.4)所述步驟(1.2.2)得到的信號(hào)C送入比較器2,當(dāng)C:R。i。時(shí)比較器2輸出Enable-true，表示當(dāng)前數(shù)據(jù)需要保留，否則輸出為false,表示當(dāng)前數(shù)據(jù)需要丟棄；
步驟(1.3)所述歩驟(1.2)得到8路并行信號(hào)Z'(0)、 …I'(7)輸入4個(gè)依次
串接的并行差分器按照時(shí)間順序和相位順序進(jìn)行差分運(yùn)算，其中每一級(jí)差分器的結(jié)構(gòu)框圖如(圖6)所示，第s級(jí)差分器的輸出用Y〖(0)、 Y;(l)…Y;(7)表示，前級(jí)差分器的
輸出作為后級(jí)差分器的輸入，第一級(jí)差分器的輸入為步驟(1.2)所述并行信號(hào)JT(O)、 Z'(l)…；r(7)，第一條并行支路輸出信號(hào)為Y;(0)-Y^(0)-Y^(7)DZ—\其它各并行支路輸出為Y〗(")-Y^(m)-Y;,("-1)， n為并行支路序號(hào)，第四級(jí)差分器的結(jié)果送入數(shù)據(jù)截取單元，根據(jù)抽取率從第『m+cd/(4xlog2(250》-8位開(kāi)始，向下截取(『 ， -1) bits作為輸出，其符號(hào)位為被截取數(shù)據(jù)的最高位。
歩驟1得到的數(shù)據(jù)送入8路并行CFIR濾波器。CFIR濾波器用于補(bǔ)償CIC濾波器對(duì)信號(hào)產(chǎn)生的失真，同時(shí)對(duì)輸入的信號(hào)進(jìn)行兩倍抽取，使單路數(shù)據(jù)速率從lMHz變換到500KHz。具體實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖9所示。
步驟2所得結(jié)果送入PFIR濾波器進(jìn)行抽取濾波。該濾波器采用與CFIR相同的結(jié)構(gòu)，不同的是其系數(shù)在線編程加載。PFIR濾波器用于濾除帶外的干擾信號(hào)，達(dá)到40dB以上的阻帶衰減數(shù)值，同時(shí)對(duì)輸入的信號(hào)按照2:1降采樣，使單路數(shù)據(jù)速率從500KHz變換到250KHz。。
歩驟3得到的數(shù)據(jù)送入分?jǐn)?shù)間隔抽取濾波器完成抽取率為(1, 2)之間的采樣率轉(zhuǎn)換，使單路數(shù)據(jù)速率從250KHz變換到126.25KHz，抽取率采用16bit定點(diǎn)無(wú)符號(hào)數(shù)進(jìn)行量化，前4bit為整數(shù)部分，后12bit為小數(shù)部分。詳細(xì)操作步驟如下
步驟(4.1) 控制器輸入的抽取率為D=l.980224609375，根據(jù)該抽取率分別計(jì)算出各并行支路的使能信號(hào)，當(dāng)使能信號(hào)為false時(shí)表示該時(shí)刻內(nèi)插數(shù)據(jù)需要拋棄，當(dāng)使能信號(hào)為true時(shí)表示內(nèi)插數(shù)據(jù)有效，kT (T為輸出的并行數(shù)據(jù)時(shí)鐘周期)時(shí)刻第n (ne(l,2,3,4,5,6,7,8P條支路的使能信號(hào)值根據(jù)下式判斷
其中A=0.5048828125，為上的量化結(jié)果(該數(shù)據(jù)存在量化誤差)，k為輸入數(shù)據(jù)時(shí)鐘計(jì)數(shù)
值，x為量化誤差補(bǔ)償量，x是一個(gè)自然數(shù)，通過(guò)步驟(4.2)計(jì)算；當(dāng)上式成立時(shí)，使能信號(hào)輸出為true，否則為false。
步驟(4.2)計(jì)算量化誤差補(bǔ)償量x，量化誤差補(bǔ)償量x值由下式確定
歩驟2:
步驟3:
步驟4:(8A: + 77 -1) _ L(8" w -1) ^」x"(8A + "-1)-L(8A + "-l)J」"<(x + l)￡>
當(dāng)上式成立時(shí)，需要對(duì)量化誤差進(jìn)行補(bǔ)償，補(bǔ)償量為x，具體實(shí)施過(guò)程如(圖12)所示，設(shè)k時(shí)刻補(bǔ)償量為x- 當(dāng)k+l時(shí)刻(8(A + l) + " —1)-(L(8(hl) + " —1M」+ xJD2"成立時(shí)，補(bǔ)
=xA+l，否貝1」^+1=&，初始時(shí)刻的補(bǔ)償量為0，通過(guò)此遞推關(guān)系可以得到當(dāng)前時(shí)
刻的量化誤差補(bǔ)償量x。
步驟(4.3)分別計(jì)算各并行支路每個(gè)時(shí)刻對(duì)應(yīng)的時(shí)間偏差p值，其計(jì)算公式如下
其中^L(8""-l)x 乂」+ x。
步驟(4.4)根據(jù)步驟(4.3)輸出的p值查表得到對(duì)應(yīng)的內(nèi)插系數(shù)C,(/0 ，其中p采用12bit進(jìn)行量化，將C,(/z)關(guān)于p的函數(shù)值存儲(chǔ)在査詢表中，各存儲(chǔ)單元的查詢地址分別為0、1、…、4095，地址j對(duì)應(yīng)的存儲(chǔ)內(nèi)容為C,.()/4095)，其中(7,(//)和(^_,+1(//)共用同一張
査詢表，共需要M/2張査詢表，査表按如下步驟進(jìn)行
步驟(4.4.1)將p和l卞用12bits位寬按式L/"4095」和L(1—y")x4095」進(jìn)行量化得到
Al和A2，則量化結(jié)果Al和A2恰好是C,(/z)和CM—的査表地址；
步驟(4.4.2)以步驟(4.4.1)中所述Al和A2為地址查表可得到C,(//)和CM_,+1(//)。
步驟(4.5)利用步驟(4.4)得到的系數(shù)C,(//)，按照下式進(jìn)行多項(xiàng)式內(nèi)插運(yùn)算
得到符合速率要求的輸出數(shù)據(jù)。
經(jīng)上述處理得到的使能信號(hào)和時(shí)間偏差值送入基于查表法的多項(xiàng)式內(nèi)插器，多項(xiàng)式內(nèi)
插器根據(jù)p值查表得到內(nèi)插多項(xiàng)式系數(shù)C,(//)，然后進(jìn)行多項(xiàng)式內(nèi)插運(yùn)算，插值過(guò)程如圖12所示。
經(jīng)過(guò)上述步驟，數(shù)據(jù)速率可以降到預(yù)期的采樣率要求。
本發(fā)明可以在數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)、現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(FPGA)、專用集成電路
<formula>formula see original document page 19</formula>(ASIC)中得到實(shí)現(xiàn)。
上面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施例進(jìn)行了詳細(xì)說(shuō)明，但本發(fā)明并不限制于上述實(shí)施 例，在不脫離本中請(qǐng)的權(quán)力要求的精神和范圍情況下，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可做出各種修改 或改型。
權(quán)利要求
1. 時(shí)域并行采樣率變換方法，其特征在于，所述方法是在數(shù)字信號(hào)處理器中依次按以下步驟完成的步驟(1)用一個(gè)采樣速率固定為fs的ADC對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行模/數(shù)轉(zhuǎn)換，該采樣速率fs相對(duì)于輸入信號(hào)的最高速率滿足Nyquist采樣定理；步驟(2)所述ADC的輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)串并轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換為L(zhǎng)路并行信號(hào)X(0)、X(1)、…、X(L-1)，每路信號(hào)的速率為fs/L，其中L為整數(shù)，且大于或等于2；步驟(3)所述步驟(2)得到的L路并行信號(hào)經(jīng)過(guò)L路并行的CIC濾波器(級(jí)聯(lián)積分器梳狀濾波器)，進(jìn)行大范圍整數(shù)倍采樣率變換，得到速率為fs/(LR)的L路低采樣率信號(hào)Y(0)、Y(1)、…、Y(L-1)，R為抽取率，其步驟如下步驟(3. 1)所述L路并行信號(hào)X(0)、X(1)、…、X(L-1)送入所述CIC濾波器中的四個(gè)依次串聯(lián)的并行累加器，其中前一級(jí)累加器的輸出作為后一級(jí)累加器的輸入，第s級(jí)累加器的輸出用Xs(0)、Xs(1)、…、Xs(L-1)表示，s＝1、2、3、4，每個(gè)累加器按以下步驟作累加運(yùn)算步驟(3. 1.1)對(duì)L路并行輸入信號(hào)按求和，其中n＝0、1、…、L-1，得到L路并行信號(hào)Ss(0)、Ss(1)、…、Ss(L-1)；步驟(3. 1.2)所述求和信號(hào)Ss(L-1)輸入一個(gè)累加器，得到信號(hào)Xs(L-1)；步驟(3. 1.3)所述Xs(L-1)信號(hào)分別與步驟(3.1.1)中所得L-1路信號(hào)Ss(0)、Ss(1)、…、Ss(L-2)相加，得到L-1路并行信號(hào)Xs(0)、Xs(1)、…、Xs(L-2)；步驟(3. 1.4)把步驟(3.1.2)和步驟(3.1.3)得到的信號(hào)Xs(0)、Xs(1)、…、Xs(L-1)作為下一級(jí)累加器的輸入，每一級(jí)累加器重復(fù)步驟(3.1.1)～步驟(3.1.3)，直到第四級(jí)累加器得到L路并行的累和信號(hào)X4(0)、X4(1)、…、X4(L-1)；步驟(3. 2)所述步驟(3.1)得到的L路并行且?guī)в邢嗖畹男盘?hào)X4(0)、X4(1)、…、X4(L-1)送入一個(gè)并行抽取器，根據(jù)輸入信號(hào)速率所對(duì)應(yīng)的抽取率Rcic實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)抽取，得到低速率的L路并行信號(hào)X′(0)、X′(1)、…、X′(L-1)；步驟(3. 3)所述步驟(3.2)得到的L路并行信號(hào)X′(0)、X′(1)、…、X′(L-1)送入四個(gè)依次串聯(lián)的并行差分器，按照時(shí)間順序和相位順序進(jìn)行差分運(yùn)算，得到L路并行輸出結(jié)果Y(0)、Y(1)、…、Y(L-1)，第一級(jí)差分器的輸入為步驟(3.2)所述信號(hào)X′(0)、X′(1)、…、X′(L-1)，其它各級(jí)差分器的輸入為上一級(jí)差分器的輸出，對(duì)于第s級(jí)差分器而言，第一路輸出信號(hào)為Z-1表示延時(shí)一個(gè)時(shí)鐘周期，其它各并行支路的輸出為n為并行支路序號(hào)；步驟(4)把步驟(3)得到的L路低采樣率信號(hào)送入第一級(jí)時(shí)域并行補(bǔ)償濾波器CFIR，該濾波器在信號(hào)頻帶內(nèi)的頻率響應(yīng)是所述CIC濾波器的逆，在其它頻率則呈現(xiàn)阻帶特性，CFIR濾波器同時(shí)完成2倍抽取；步驟(5)把步驟(4)得到的輸出信號(hào)送入第二級(jí)時(shí)域并行可編程濾波器PFIR，慮除帶外干擾，使阻帶衰減在40dB以上，同時(shí)對(duì)輸入信號(hào)作兩倍抽?。徊襟E(6)把步驟(5)輸出的數(shù)據(jù)送入一個(gè)L路時(shí)域并行的分?jǐn)?shù)間隔抽取濾波器，按以下步驟完成抽樣率為(1，2)之間的速率轉(zhuǎn)換步驟(6. 1)設(shè)置所述分?jǐn)?shù)間隔抽取濾波器的抽取率D，D的取值范圍為1<D<2；步驟(6.2)控制器根據(jù)設(shè)定的所述抽取率D，分別計(jì)算出各并行支路每個(gè)時(shí)刻的使能信號(hào)，當(dāng)使能信號(hào)為false時(shí)，表示該時(shí)刻內(nèi)插數(shù)據(jù)應(yīng)拋棄，當(dāng)使能信號(hào)為true，表示該時(shí)刻內(nèi)插數(shù)據(jù)有效，kT時(shí)刻的使能信號(hào)值根據(jù)下式判斷其中T為輸出的并行數(shù)據(jù)時(shí)鐘周期，n為并行支路序號(hào)，在8路并行時(shí)各支路對(duì)應(yīng)的n值依次為1、2、3、4、5、6、7、8，k為輸入數(shù)據(jù)時(shí)鐘計(jì)數(shù)值，x為量化誤差補(bǔ)償量，是一個(gè)自然數(shù)，Qerr為的量化誤差，D為抽取率；當(dāng)上式成立時(shí)，該支路輸出的內(nèi)插數(shù)據(jù)有效，該時(shí)刻使能信號(hào)為true，否則該支路輸出的內(nèi)插數(shù)據(jù)需要丟棄，使能信號(hào)為false；其中，所述量化誤差補(bǔ)償量x由下式確定步驟(6. 3)按下式分別計(jì)算各并行支路k時(shí)刻的時(shí)間偏差量μ值其中x為量化誤差補(bǔ)償量，0≤μ≤1；步驟(6. 4)待抽取數(shù)據(jù)和步驟(6.3)得到的參數(shù)送入多項(xiàng)式內(nèi)插單元進(jìn)行內(nèi)插運(yùn)算，并根據(jù)步驟(6.2)輸出的使能信號(hào)對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行抽取步驟(6. 4.1)根據(jù)μ值與Ci(μ)、Ci(1-μ)的函數(shù)關(guān)系，以及μ值量化位寬建立查詢表，其中地址Ai對(duì)應(yīng)的值為w為μ值量化位寬，0≤Ai≤2w-1，該查詢表應(yīng)用了系數(shù)的對(duì)稱性關(guān)系Ci(μ)＝CM-i+1(1-μ)，M為多項(xiàng)式內(nèi)插器的階數(shù)，0≤i≤M；步驟(6. 4.2)根據(jù)μ值得到地址μ□(2w-1)和(1-μ)□(2w-1)；步驟(6. 4.3)按步驟(6.4.2)所述兩個(gè)地址查表得到Ci(μ)和CM-i+1(μ)＝Ci(1-μ)，其中0≤i≤M/2；步驟(6. 4.4)根據(jù)步驟(6.4.3)查表得到的Ci(μ)和CM-i+1(μ)按下式計(jì)算y(n)得到符合速率要求的輸出數(shù)據(jù)。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的時(shí)域并行采樣率變換方法，其特征在于，時(shí)域并行CIC濾 波器模塊由1到4級(jí)并行累和器、 一個(gè)并行抽取器和1到4級(jí)并行差分器組成。
3. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的時(shí)域并行采樣率變換方法，其特征在于，CIC并行抽取濾波 器中的并行累加器采用圖4所示結(jié)構(gòu)，抽取器采用圖5所示邏輯。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的時(shí)域并行采樣率變換方法，其特征在于，CFIR濾波器的在 信號(hào)通帶內(nèi)的頻域響應(yīng)是CIC濾波器的逆，在其他頻率則呈現(xiàn)阻帶特性，抽取比率為2:1; CFIR濾波器采用圖7、 8、 9所表示的時(shí)域并行結(jié)構(gòu)。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的時(shí)域并行采樣率變換方法，其特征在于，PFIR濾波器用于 濾除帶外的干擾信號(hào)，達(dá)到40dB以上的阻帶衰減，其系數(shù)可以在線編程加載，采用圖7、 8、 9所示的時(shí)域并行結(jié)構(gòu)。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的時(shí)域并行采樣率變換方法，其特征在于，分?jǐn)?shù)間隔抽取濾 波器采用多項(xiàng)式內(nèi)插算法實(shí)現(xiàn)分?jǐn)?shù)間隔抽取，由多項(xiàng)式內(nèi)插器和控制器組成。
7. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的時(shí)域并行采樣率變換方法，其特征在于，分?jǐn)?shù)間隔抽取濾 波器中的內(nèi)插控制器根據(jù)輸入的抽取率D (抽取率的計(jì)算如圖2所示)，分別計(jì)算出各并行 支路每個(gè)時(shí)刻的使能信號(hào)，kT (T為輸出的并行數(shù)據(jù)時(shí)鐘周期)時(shí)刻的使能信號(hào)值根據(jù)下 式判斷L(L(丄A + " — l)x 4」+ x)x￡>」=IA: + " —l或 L(L(丄A + " -1) x j」+ x +1) x D」=丄& + " -1n為并行支路序號(hào)，如8路并行時(shí)各支路對(duì)應(yīng)的n值依次為1、 2、 3、 4、 5、 6、 7、 8， k 為輸入數(shù)據(jù)時(shí)鐘計(jì)數(shù)值，x為量化誤差補(bǔ)償量；當(dāng)上式成立時(shí)，該支路輸出的內(nèi)插數(shù)據(jù)有 效，該時(shí)刻使能信號(hào)為true，否則該支路輸出的內(nèi)插數(shù)據(jù)需要丟棄，使能信號(hào)為false;該支路對(duì)應(yīng)的w值按下式計(jì)算-0.C,Cu)……M為奇數(shù)SxZ)-LSxD」， 當(dāng)LSxD」二iJ: + "-l日寸(5+l)xD — [0B + l)xD」，當(dāng)LCB + l)xD」二Zi: + " — l時(shí)其中5 = |_0^ + "-1)x爿」+ x ， x為量化誤差補(bǔ)償量。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的時(shí)域并行采樣率變換方法，其特征在于，分?jǐn)?shù)間隔抽取濾 波器采用量化誤差補(bǔ)償技術(shù)；補(bǔ)償量X根據(jù)如下表達(dá)式獲得J (ZJt + " — 1) —L(Zl + " — l)J」D》xD + -1) - + " - l)J」D < (x + l)D °
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的時(shí)域并行采樣率變換方法，其特征在于，分?jǐn)?shù)間隔抽取濾 波器中的多項(xiàng)式內(nèi)插器采用查表法實(shí)現(xiàn)；多項(xiàng)式內(nèi)插器根據(jù)P值查表得到內(nèi)插多項(xiàng)式系 數(shù)C,(zO，然后進(jìn)行多項(xiàng)式內(nèi)插運(yùn)算，插值表達(dá)式如下其中C,(//)的值通過(guò)査表法得到，査表法應(yīng)用了多項(xiàng)式內(nèi)插器系數(shù)存在的一種對(duì)稱關(guān)c,o) = cM—。
10. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的時(shí)域并行采樣率變換方法，其特征在于，分?jǐn)?shù)間隔抽取濾波器的結(jié)構(gòu)采用圖11所示的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)。
11. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的時(shí)域并行采樣率變換方法，其特征在于，分?jǐn)?shù)間隔抽取濾波器中的控制器采用圖12所示的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)。
全文摘要
一種時(shí)域并行采樣率調(diào)整方法，該方法適用于數(shù)字信息傳輸技術(shù)領(lǐng)域。其特征在于所有處理均采用并行算法，通過(guò)CIC濾波器、CFIR濾波器、PFIR濾波器和分?jǐn)?shù)間隔抽取濾波器的相互組合，實(shí)現(xiàn)大范圍的數(shù)字采樣率變換。其中CIC抽取濾波器采用時(shí)域并行的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)，CFIR濾波器、PFIR濾波器采用基于多相濾波器的時(shí)域并行結(jié)構(gòu)。分?jǐn)?shù)間隔抽取器由控制器和多項(xiàng)式內(nèi)插器組成，控制器采用了一種并行各支路相互獨(dú)立的方法，提高了硬件實(shí)現(xiàn)過(guò)程中的處理速度；多項(xiàng)式內(nèi)插器采用查表方法實(shí)現(xiàn)，節(jié)約了可編程邏輯器件中有限的邏輯以及乘法器資源。該系統(tǒng)適合全數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)，尤其是可編程門陣列(FPGA)實(shí)現(xiàn)。
文檔編號(hào)G01S7/48GK101458329SQ20091007604
公開(kāi)日2009年6月17日 申請(qǐng)日期2009年1月6日 優(yōu)先權(quán)日2009年1月6日
發(fā)明者彧 張, 楊再初, 楊知行, 潘長(zhǎng)勇, 王勁濤 申請(qǐng)人:清華大學(xué)