一種抗干擾的永磁同步電機電流環(huán)控制方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及交流永磁同步電機伺服系統(tǒng)，特別涉及一種抗干擾的永磁同步電機電 流環(huán)控制方法。
【背景技術(shù)】
[000引永磁同步電機伺服系統(tǒng)大多采用Η環(huán)控制結(jié)構(gòu)，內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，外環(huán)為速度環(huán)和 位置環(huán)。為保證對位置和速度指令的快速跟蹤，要求電流環(huán)具有快速的電磁轉(zhuǎn)矩響應(yīng)，電流 環(huán)的動態(tài)響應(yīng)影響整個伺服系統(tǒng)的性能。
[0003] 電流環(huán)的干擾主要來自于反電勢和電流采樣。由于現(xiàn)在W數(shù)字處理器為核必的伺 服系統(tǒng)都采用PWM的方式控制電機，逆變器輸出的電壓信號中含有大量諧波，因此電流采 樣不可避免的受到噪聲和諧波干擾。另外反電勢與電機的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速成正比，而伺服電機的 轉(zhuǎn)動慣量往往很小，轉(zhuǎn)速的快速變化會給電流環(huán)帶來大量擾動。
[0004] 全數(shù)字伺服系統(tǒng)中，電流采集時容易引入噪聲干擾又逆變器輸出的電壓信號包含 大量的諧波。因此通常的采樣電流瞬時信號，不能很好的抑制噪聲和諧波干擾。
[0005] 目前對永磁同步電機的分析建立在將反電勢作為外部干擾的數(shù)學(xué)模型的基礎(chǔ)上 并根據(jù)"工程最優(yōu)"將電流閉環(huán)整定成最優(yōu)II階系統(tǒng)。但是采用此方法系統(tǒng)對反電勢擾動 的抑制能力較弱。因為一方面ΡΙ控制的積分時間抵消掉了系統(tǒng)大的電氣時間常數(shù)，大的積 分時間導(dǎo)致弱的積分作用；另一方面伺服系統(tǒng)為得到很好的速度響應(yīng)，采用的伺
[0006] 服電機通常具有很小的機械時間常數(shù)，轉(zhuǎn)速的快速變化給電流環(huán)帶來大量的擾 動，反電勢的影響不能忽略。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0007] 為解決上述不足之處，本發(fā)明提供了一種抗干擾的永磁同步電機電流環(huán)控制方 法，W提高電流環(huán)的性能。
[0008] 本發(fā)明為實現(xiàn)上述目的所采用的技術(shù)方案是；一種抗干擾的永磁同步電機電流環(huán) 控制方法，包括W下步驟：
[0009] 采樣電機電流并計算其在一個載波周期的平均值；
[0010] 根據(jù)電流在一個載波周期的平均值計算電流環(huán)內(nèi)的延時時間；
[0011] 將反電勢引入電流環(huán)，建立電流環(huán)的模型；
[0012] 采用比例雙積分控制并整定電機控制器參數(shù)。
[0013] 所述電流在一個載波周期的平均值為：
[0014]
(1)
[001引其中，Τ。。。是SVPWM的載波周期，r=^，i為電機的瞬時電流，t為時間，k為正 整數(shù)？。
[0016] 所述電流閉環(huán)內(nèi)的延時時間Td為：
[0017]
(2)
[0018] 其中，L為PWM的更新延時，為死區(qū)時間，Τ。。^是SVPWM的載波周期。
[0019] 所述電流環(huán)的模型包括；電流控制器、逆變器、伺服電機和電流反饋；
[0020] 逆變器和系統(tǒng)延時的模型為
將反電勢考慮后的電機電氣特性為
其中Td是電流閉環(huán)內(nèi)的延時時間，是逆變器放大系數(shù)，IV是電機 電氣比例系數(shù)，是電機電氣時間常數(shù)，Kt是電機電磁轉(zhuǎn)矩常數(shù)，Κ。是電機反電勢常數(shù)，J 是電機和負載的轉(zhuǎn)動慣量，S是拉普拉斯算子。
[0021] 所述采用比例雙積分控制并整定電機控制器參數(shù)，具體為：
[0022] 將電流環(huán)的模型離散化：將電機控制器對應(yīng)時域
離散 化為：
[0023]
[0024] 其中，u(k)是電機控制器輸出，e化)，e(n)是誤差信號，ΔΤ電流環(huán)控制器更新周 期，Κρ，Ti分別是比例系數(shù)和積分時間；
[0025] 當(dāng)電機控制器輸出達到上限且e(k)〉0時，
[0026] U (k) = Kp*e 化）
[0027] 當(dāng)電機控制器輸出達到下限且e(k)<0時，
[0028] U (k) = Kp*e 化）
[0029] 否則，
[0030]
[0031] 本發(fā)明具有W下優(yōu)點及有益效果：
[0032] 1.在電流信號中加入噪聲，采用平均采樣仍然能得到平滑信號，平均采樣能提高 系統(tǒng)的抗噪聲干擾能力。
[0033] 2.轉(zhuǎn)速的快速變化給電流環(huán)帶來大量反電勢干擾，改進的控制方法卻仍能做到接 近無差的跟蹤給定電流信號。
【附圖說明】
[0034] 圖1為伺服系統(tǒng)電流控制結(jié)構(gòu)圖；
[003引圖2為反電勢引入電流閉環(huán)后結(jié)構(gòu)圖；
[0036] 圖3為電流采樣時序；
[0037] 圖4為本發(fā)明的控制器算法流程圖；
[0038] 圖5為算法整體流程圖。
【具體實施方式】
[0039] 下面結(jié)合附圖及實施例對本發(fā)明做進一步的詳細說明。
[0040] 本發(fā)明提供了一種抗干擾的永磁同步電機電流環(huán)控制方法，如圖5所示，首先，提 出了平均采樣的電流采樣策略，該方法能有效抑制噪聲和諧波干擾，同時也確定了系統(tǒng)的 延時時間常數(shù)；然后，將反電勢引入電流閉環(huán)，建立了新電流控制環(huán)的模型；最后，為消除 靜差，提出了比例雙積分控制并整定了控制器參數(shù)。本發(fā)明方法從兩方面對傳統(tǒng)控制方法 進行了改進。
[0041] 考慮到積分能有效抑制諧波和噪聲，為解決采樣電流瞬時值時容易引入噪聲和諧 波的問題，將平均采樣引入永磁同步電機的電流采樣中來。電流在一個載波周期的平均值 定義為：
[0042]
C1 )
[0043] Τ。。^是SVPWM(空間矢量脈寬調(diào)制）的載波周期，在一個周期的平均值可W近似為 在周期中點采樣的基波值，即.I'w" 二;V,。
[0044] 電流采樣方式?jīng)Q定電流環(huán)中的主要延時時間Td。采用平均采樣方式，PWM占空比 在一個周期結(jié)束時刻更新，在下個載波周期結(jié)束生效，PWM的更新延時L，死區(qū)時間，電 流環(huán)延時Td值如式（2)。
[0045]
(2)
[0046] 電流環(huán)包括電流控制器、逆變器、電流采樣環(huán)節(jié)和永磁同步電機。
[0047] 將控制環(huán)內(nèi)小延時環(huán)節(jié)等效為一階慣性環(huán)節(jié)，如式（3)，得到電流環(huán)的數(shù)學(xué)模型如 圖1所示。
[0048]
.任）
[004引其中是逆變器放大系數(shù)，Td是系統(tǒng)延時時間，是電機電氣比例系數(shù)，是 電機電氣時間常數(shù)，Kt是電機電磁轉(zhuǎn)矩常數(shù)，K。是電機反電勢常數(shù)，J是電機和負載的轉(zhuǎn)動 慣量，B是電機的粘滯摩擦系數(shù)，S是拉普拉斯算子。
[0050] 根據(jù)前面分析，反電勢干擾必須抑制，考慮對伺服控制系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型進行等效 變換，將反電勢引入電流控制閉環(huán)，在新模型上設(shè)計新的控制器。既然反電勢在電流閉環(huán) 內(nèi)，就不存在干擾的問題了。
[0051] 由于電機的粘滯摩擦系數(shù)通常非常小，負載轉(zhuǎn)矩變化相對緩慢，為簡化分析，忽略 送些因素。又1；^>>了4，在系統(tǒng)截止頻率附近有|jwT>J >> 1，因此用積分環(huán)節(jié)近似慣性 環(huán)節(jié)得
[0052]
W
[0053] 綜上，考慮反電勢后電流環(huán)控制框圖如圖2,其中Tm = KeKtKiayj。
[0054] 在圖2中電流環(huán)控制對象的傳遞函數(shù)是二階系統(tǒng)且分子中含有微分項，普通的PI 控制一定會有穩(wěn)態(tài)誤差。根據(jù)工程設(shè)計中常用的相消原理，將普通積分環(huán)節(jié)改為二次積分 W抵消分母的二次多項式，新的控制器傳遞函數(shù)為
[0055]
W
[005引 Κρ，Ti是控制比例系數(shù)和積分時間常數(shù)。取系統(tǒng)阻尼系數(shù)為尤/2得：
[0057]
(6)
[0058] 在硬件實現(xiàn)時，可W在一個SVPWM載波周期內(nèi)多次采樣求和近似積分，如式：
[0059]
[0060] 其中Tiw是采樣間隔。
[0061] 采樣時序如圖3,目前高性能的DSP的A/D轉(zhuǎn)換器一般都具有多通道?？蒞實現(xiàn) 多個通道連續(xù)采樣。WTMS320F28335為例，其A/D控制器一共有16個通道。將其設(shè)置為 不間斷自動定序模式，在快速采樣模式下，TMS320F28335片上A/D采樣率高達6. 25MSPS而 SVPWM的載波頻率通常為10曲Z，送樣A/D能在一個載波周期內(nèi)采樣到足夠多的數(shù)據(jù)。采用 送種采樣方式，PWM占空比在一個周期結(jié)束時刻更新，在下個載波周期結(jié)束生效。
[0062] 要在數(shù)字處理器上實現(xiàn)新的控制算法，需要將其離散化?？刂破鲗?yīng)時域公式為
離散化后的公式為：
[0063]
[0064] 其中U化)，e(k)是控制器輸出，ΔΤ電流環(huán)控制器更新周期，Κρ，Ti分別是比例系 數(shù)和積分時間。為防止長時間的誤差導(dǎo)致積分飽和，在實現(xiàn)時采用越限削弱的策略，流程圖 如圖4所示。當(dāng)u(k)在上下限區(qū)間時，執(zhí)行正常的算法；當(dāng)u(k)達到上限時，積分作用只 積累負誤差；當(dāng)u(k)到下限后，積分只積累正誤差。
【主權(quán)項】
1. 一種抗干擾的永磁同步電機電流環(huán)控制方法，其特征在于，包括W下步驟： 采樣電機電流并計算其在一個載波周期的平均值； 根據(jù)電流在一個載波周期的平均值計算電流環(huán)內(nèi)的延時時間； 將反電勢引入電流環(huán)，建立電流環(huán)的模型； 采用比例雙積分控制并整定電機控制器參數(shù)。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種抗干擾的永磁同步電機電流環(huán)控制方法，其特征在于， 所述電流在一個載波周期的平均值為：(1) 其中，T。。^是SVPWM的載波周期，i為電機的瞬時電流，t為時間，k為正整 數(shù)。3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種抗干擾的永磁同步電機電流環(huán)控制方法，其特征在于， 所述電流閉環(huán)內(nèi)的延時時間Td為：(2) 其中，L為PWM的更新延時，為死區(qū)時間，T。。^是SVPWM的載波周期。4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種抗干擾的永磁同步電機電流環(huán)控制方法，其特征在于， 所述電流環(huán)的模型包括；電流控制器、逆變器、伺服電機和電流反饋； 逆變器和系統(tǒng)延時的模型為將反電勢考慮后的電機電氣特性為;其中Td是電流閉環(huán)內(nèi)的延時時間，是逆變器放大系數(shù)，是電機 電氣比例系數(shù)，是電機電氣時間常數(shù)，Kt是電機電磁轉(zhuǎn)矩常數(shù)，t是電機反電勢常數(shù)，J 是電機和負載的轉(zhuǎn)動慣量，S是拉普拉斯算子。5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種抗干擾的永磁同步電機電流環(huán)控制方法，其特征在于， 所述采用比例雙積分控制并整定電機控制器參數(shù)，具體為： 't'' t 將電流環(huán)的模型離散化；將電機控制器對應(yīng)時域沛)MW J7如批油，離散化為： 0 O其中，u(k)是電機控制器輸出，e化)，e(n)是誤差信號，AT電流環(huán)控制器更新周期， Kp, Ti分別是比例系數(shù)和積分時間； 當(dāng)電機控制器輸出達到上限且e化)〉0時， U 化）=Kp*e 化） 當(dāng)電機控制器輸出達到下限且e (k) <0時， U 化）=Kp*e 化） 否則，
【專利摘要】本發(fā)明提供了一種抗干擾的永磁同步電機電流環(huán)控制方法，該方法從兩方面對傳統(tǒng)控制方法進行了改進。首先，提出了平均采樣的電流采樣策略，該方法能有效抑制噪聲和諧波干擾，同時也確定了系統(tǒng)的延時時間常數(shù)；然后，將反電勢引入電流閉環(huán)，建立了新電流控制環(huán)的模型；最后，為消除靜差，提出了比例雙積分控制并整定了控制器參數(shù)。該方法能提高電流環(huán)的抗干擾能力進而提高電流環(huán)的性能。
【IPC分類】H02P6/08
【公開號】CN105656362
【申請?zhí)枴?br>【發(fā)明人】王志成, 趙志勇, 杜桂紅, 孫宇, 陳猛, 王澤鵬
【申請人】沈陽高精數(shù)控智能技術(shù)股份有限公司
【公開日】2016年6月8日
【申請日】2014年11月13日