一種用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器，該解調(diào)器針對從多元位置相移鍵控/保留載波的雙邊帶調(diào)幅(MPPSK/DSB?AM)復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)接收信號中分離出的MPPSK數(shù)字調(diào)制信號，利用稀疏自編碼(SAE)神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)進行深度學(xué)習(xí)(DL)訓(xùn)練，使得訓(xùn)練后的DL?SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)能夠?qū)σ虬l(fā)送端帶寬限制而產(chǎn)生強碼間干擾的MPPSK接收信號樣本進行分類，從而解調(diào)誤碼率比常規(guī)的幅度積分判決解調(diào)器和匹配濾波判決解調(diào)器降低了至少一個數(shù)量級，保證了模擬音頻與高速數(shù)據(jù)在9kHz調(diào)幅廣播信道中的同時混合傳輸。
【專利說明】
一種用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明涉及存在碼間干擾的數(shù)字通信系統(tǒng)，尤其涉及存在碼間干擾的兼容調(diào)幅廣 播的復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)的調(diào)制信號的判決解調(diào)問題，屬于數(shù)字通信與非線性信號處理領(lǐng)域。
【背景技術(shù)】
[0002] 傳統(tǒng)的模擬調(diào)幅(AM)廣播作為一種古老的通信體制，已經(jīng)沿用了近百年，至今已 遠遠無法滿足人們的需求，數(shù)字化廣播成為其發(fā)展的必然趨勢。如何充分利用新技術(shù)實現(xiàn) 廣播節(jié)目的有效覆蓋，實現(xiàn)模擬音頻廣播向數(shù)字音頻廣播的平穩(wěn)過渡亟需解決；下面給出 現(xiàn)有技術(shù)中存在的幾種解決方案。
[0003] 1.MPPSK 傳輸體制
[0004] 為了充分利用現(xiàn)有的大功率模擬AM廣播發(fā)送設(shè)備和廣播網(wǎng)絡(luò)，應(yīng)該兼容現(xiàn)行的保 留載波的模擬雙邊帶調(diào)幅(DSB-AM)傳輸系統(tǒng);而DSB-AM信號由一個不含任何信息的正弦載 波和上下兩個含有相同調(diào)制信息的模擬邊帶組成，因此為了實現(xiàn)模擬與數(shù)字系統(tǒng)的同播， 必須利用DSB-AM信號的載波進行數(shù)字調(diào)制：只要數(shù)字調(diào)制信息的功率譜(PSD)邊帶在模擬 主信號的9kHz(以載頻為中心±4.5kHz)帶寬內(nèi)至少低于載波50dB，即可實現(xiàn)同播。我們把 這種攜帶很低PSD邊帶數(shù)字信息的載波簡稱為"數(shù)字載波"，而為了產(chǎn)生"數(shù)字載波"，必須考 慮能夠保留正弦載波分量的數(shù)字調(diào)制技術(shù)。
[0005] 傳統(tǒng)的二元相移鍵控(BPSK)的碼元"0"和T反相，完全抑制了載波，雖有很好的 解調(diào)性能，但理論上頻譜利用率僅為lbps/Hz。中國專利ZL200710025202.1 (多元位置相移 鍵控調(diào)制和解調(diào)方法)提出的多元位置的相移鍵控調(diào)制則是一種調(diào)制區(qū)間非對稱的調(diào)相技 術(shù)，不僅保留了載波，而且依靠多進制調(diào)制提升了頻譜效率，該專利是對原始MPPSK調(diào)制的 一種簡化和改進，其表達式如下：
[0007] 其中：k = 0，l，…，M_1(M>2)為發(fā)送的信息符號，T為碼元周期；ω。為載波角頻率， Τ。= 2 V ω。為載波周期;0<rg< 1為符號保護間隔控制因子，由Μ，Κ，Ν和^構(gòu)成了改變信號 帶寬、傳輸效率和解調(diào)性能的"調(diào)制參數(shù)"。
[0008] 更重要的是，分析表明當rg = 0時，如果滿足：
[0009] Ν=Μ · K (2)
[0010] 則MPPSK信號PSD中的線譜可完全消除，對于同一頻道的模擬音頻信號和鄰近頻道 的其它廣播電臺信號的干擾，可以更低。
[0011] 2.MPPSK/DSB-AM 復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)
[0012]基于數(shù)字載波思想和MPPSK調(diào)制，中國專利申請201310464224.3( -種兼容中波模 擬調(diào)幅廣播的復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)）提出了一種MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)。該復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)在 保持原DSB-AM廣播信號體制不變的基礎(chǔ)上，使用MPPSK數(shù)字載波代替正弦載波去承載模擬 廣播信號的幅度調(diào)制。調(diào)制信號的幅度信息承載了音頻信號，而相位信息則包含了數(shù)字信 號，從而在現(xiàn)有的9kHz中波帶寬內(nèi)，同時傳輸了模擬與數(shù)字兩路信號，大大提高了頻譜利用 率。
[0013] MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)對于數(shù)字信息采用傳統(tǒng)的相干解調(diào):首先對接收到并 經(jīng)過下變頻的中頻復(fù)合調(diào)制信號進行相干檢波(利用從接收信號中提取出的同頻同相的相 干載波，與接收信號相乘后再低通濾波)得到基帶信號，然后在位同步脈沖的定位下對一個 碼元周期內(nèi)的基帶信號采樣值進行匹配濾波判決或幅度積分判決，即可解調(diào)出數(shù)字調(diào)制信 息。然而，為了使MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制發(fā)射信號的PSD邊帶滿足無線電管理部門的規(guī)定， 同時降低對于模擬音頻信號解調(diào)音質(zhì)的損傷，還必須對MPPSK調(diào)制信號本身已經(jīng)很低的PSD 邊帶施加進一步的頻譜掩模限制，這就極大地影響了MPPSK數(shù)字調(diào)制信號的傳輸性能，引入 了嚴重的碼間干擾(ISI)，即使在很高的信噪比下，上述傳統(tǒng)解調(diào)方法在不加信道編碼時的 解調(diào)誤碼率也僅趨于1%量級，必須發(fā)明更好的解調(diào)方法以提高對于MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào) 制信號的解調(diào)性能。
[0014] 3.深度學(xué)習(xí)-稀疏自編碼(DL-SAE)
[0015] (1)深度學(xué)習(xí)（DL:Deep learning)始于2006年加拿大多倫多大學(xué)教授Geoffrey Hinton在《科學(xué)》雜志上發(fā)表的一篇關(guān)于多隱層深度神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的論文，它是機器學(xué)習(xí)的一個 分支，主要特點是通過多層次的學(xué)習(xí)而得到對于原始數(shù)據(jù)不同抽象程度的表示，進而提高 分類和預(yù)測等任務(wù)的準確性。例如有一批輸入K如一批不同環(huán)境下采集的信號），假設(shè)我們 設(shè)計了一個η層的系統(tǒng)S，通過調(diào)整系統(tǒng)中的參數(shù)，使得它的輸出仍然是輸入I，那么就可以 自動得到輸入I的一系列層次特征ShSvA。因此，區(qū)別于傳統(tǒng)的支撐向量機(SVM)等淺 層學(xué)習(xí)算法，DL無需依靠人工經(jīng)驗抽取樣本特征，而是通過構(gòu)建具有很多隱層的機器學(xué)習(xí) 模型和海量的訓(xùn)練數(shù)據(jù)（即利用"大數(shù)據(jù)"），來自動學(xué)習(xí)更有用的特征，從而最終提升分類 或預(yù)測的準確性。
[0016] (2)稀疏自編碼（SAE:Sparse Autoencoder)網(wǎng)絡(luò)是人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的一種。一個單 層的自編碼(AE)網(wǎng)絡(luò)只有一個隱層，其目標輸出等于輸入。AE可獲得輸入數(shù)據(jù)的重要特征 并重構(gòu)輸入信號。SAE在AE的基礎(chǔ)上，增加了網(wǎng)絡(luò)的稀疏性限制，即大部分隱層節(jié)點的值為 〇，只有少數(shù)非〇。由于SAE的理論輸出值是本身輸入的特征值X，使得SAE網(wǎng)絡(luò)的隱層可以很 好地代替輸入的特征。圖1為一個SAE網(wǎng)絡(luò)示例，其輸入為每個神經(jīng)元的激活量為 ai，i = 1， 2,…，m，則：
[0017] a(X)=f(ffiX+bi) (3)
[0018] 其中f (z) = l/(l+exp(-z))是非線性激活函數(shù)，a(X) eRm是神經(jīng)元激活向量，Wiem X η是權(quán)重矩陣，bi e Rm是偏置矢量。網(wǎng)絡(luò)的輸出為f = / ，其中皇e衣》是輸出 值，W2 ε η X m是權(quán)重矩陣，b2 G Rn也是一個偏置矢量。
[0019]給定一個訓(xùn)練樣本集{(^1)，/1))，（^2)，/ 2))，...，（^)，3^))}，它包含111個樣例。可 使用反向傳播算法最小化重構(gòu)來調(diào)整權(quán)值M2和h、b2。當網(wǎng)絡(luò)未增加 約束條件時，代價函數(shù)為：

[0021]其中，第一項是均方差項;第二項是規(guī)則化項(也叫權(quán)重衰減項），目的是減小權(quán)重 的幅度，防止過度擬合。權(quán)重衰減參數(shù)λ用于控制式中兩項的相對重要性。當對隱層神經(jīng)元 施加稀疏性限制時，代價函數(shù)可以表示為：
[0023]其中，J(W，b)定義如前
-為稀疏性懲罰因子，
表示隱層神經(jīng)元j的平均活躍度(在訓(xùn)練集上取平均），P是稀疏性參數(shù)，β 是控制稀疏性懲罰因子的權(quán)重。
[0024] ΑΕ神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)通過不斷訓(xùn)練調(diào)整參數(shù)使式(5)代價函數(shù)最小，來嘗試學(xué)習(xí)一個hw,b~ X的函數(shù)，從無標注的數(shù)據(jù)中學(xué)習(xí)特征，來替代原始數(shù)據(jù)特征。對于大量已標注數(shù)據(jù) Kx/(1),3；/(61)M與2)，J ;/(",…，p/W,>;/W?，SAE可以對其進行微調(diào)，提升分類器的性能。在 嘗試解決一個具體的分類問題時，可以基于這些學(xué)習(xí)得到的特征描述任意的（可能較少的） 已標注數(shù)據(jù)，使用有監(jiān)督學(xué)習(xí)方法完成分類。
[0025]假定有大小為m的已標注訓(xùn)練集{(gV'b'V12)),…,(x;叫， 示"帶類標"），可以為輸入數(shù)據(jù)找到更好的特征描述。例如，可以將Xl(1)輸入到稀疏自編碼 器，得到隱層單元激活量&1(1)。接下來，可以直接使用&1 (1)來代替原始數(shù)據(jù)^(1)(稱為"替代 表示"）。也可以合二為一，使用新的向量（ X1(1)，al(1))來代替原始數(shù)據(jù)幻(1)(稱為"級聯(lián)表 示"）。
[0026]經(jīng)過變換，訓(xùn)練集變?yōu)榉軽",flf))，y)，((#)，α,(2))，y 2))，((λ， 或僅卜_·，(fl/W,.VW?(取決于使用a1 ⑴替換^ 踐中，將&1(1)與^(1)合并通常表現(xiàn)得更好。但是考慮到內(nèi)存和計算的成本，也可以使用替換 操作。
[0027] 最終，可以訓(xùn)練出一個有監(jiān)督學(xué)習(xí)算法(例如SVM,Logistic Regression等），得到 一個判別函數(shù)對y值進行預(yù)測。預(yù)測過程如下:給定一個測試樣本xtd，重復(fù)之前的過程，將 其送入稀疏自編碼器，得到atest。然后將a test(或者（Xtest，atest))送入分類器中，得到預(yù)測 值。具體步驟為：
[0028] 1)利用無標注網(wǎng)絡(luò)訓(xùn)練一個稀疏自編碼器。
[0029] 2)給定一個新樣本，通過隱層提取出特征&1(1)。
[0030] 3)用訓(xùn)練特征ai(1)來代替原始特征，可獲得如下訓(xùn)練數(shù)據(jù)集：
[0032] 4)訓(xùn)練一個從特征a(1)到類標號y(1)的Logistic分類器;最終分類器如圖2所示。
[0033] 該模型的參數(shù)可以通過兩個訓(xùn)練步驟獲得:在網(wǎng)絡(luò)的第一層，將輸入X映射至隱層 單元激活量a的權(quán)值W(1)可通過稀疏自編碼器訓(xùn)練過程獲得。在第二層，將隱層單元a映射至 分類輸出的權(quán)值W (2 >可通過Log i stic回歸或Sof tmax回歸獲得。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0034] 發(fā)明目的：為了克服現(xiàn)有技術(shù)中存在的不足，本發(fā)明提供一種用于模數(shù)混合調(diào)幅 廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器，為實現(xiàn)模擬音頻廣播向數(shù)字音頻廣播的平穩(wěn)過渡提供參 考。
[0035] 技術(shù)方案:為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的技術(shù)方案為：
[0036] 對現(xiàn)有技術(shù)進行研究，我們注意到：（1)M進制通信信號的解調(diào)本質(zhì)上只是對Μ個碼 元分類，因而對MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號中MPPSK調(diào)制信號的解調(diào)，實質(zhì)是一個Μ進制碼 元的分類問題，原理上完全可采用DL-SAE算法處理；（2)信道帶寬的限制和碼間干擾的影 響，使得所述復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)中MPPSK調(diào)制信號的前后碼元樣本之間具有了局部相關(guān)性，有助 于SAE網(wǎng)絡(luò)獲得輸入數(shù)據(jù)的重要特征并重構(gòu)輸入信號；（3)通過選擇不同的信噪比和基帶碼 元數(shù)，調(diào)制樣本可形成足夠的"大數(shù)據(jù)"供SAE進行深度學(xué)習(xí)。因此，基于深度學(xué)習(xí)方法訓(xùn)練 SAE網(wǎng)絡(luò)，讓DL-SAE學(xué)習(xí)并記憶MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)中MPPSK調(diào)制信號的內(nèi)在碼元特 征和碼間干擾模式后，對其輸入端的MPPSK調(diào)制信號采樣值序列進行模式分類和判決，即可 望實現(xiàn)對于MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號中MPPSK調(diào)制信號的正確解調(diào)。
[0037] 基于上述分析，我們提出一種用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器， 所述模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)采用以MPPSK調(diào)制信號作為數(shù)字載波來承載AM廣播信號的DSB-AM符合調(diào)制，得到的調(diào)制信號為MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號；該抗混疊調(diào)制解調(diào)器包括相 并聯(lián)的模擬音頻信號解調(diào)器和數(shù)字信號解調(diào)器；
[0038]在模擬音頻信號解調(diào)器中：接收到的MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號首先與本振信號 相乘;然后利用低通濾波器或帶通濾波器濾出頻率為F_~Fmax的模擬音頻信號，實現(xiàn)音頻 信號的相干解調(diào)；接著利用帶通濾波器濾出頻率為F max~fV4的信號分量，即分離出MPPSK 數(shù)字調(diào)制基帶信號；其中：Fmin為模擬音頻信號的最低頻率，F(xiàn) max為模擬音頻信號的最高頻 率，fi為接收機的中頻頻率；
[0039]在數(shù)字信號解調(diào)器中，利用DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對MPPSK數(shù)字調(diào)制基帶信號進行抗混 置解調(diào)。
[0040] 優(yōu)選的，所述接收機的中頻頻率fi = 465kHz，本振信號為本地提取的465kHz中頻 相干載波;465kHz是我國調(diào)幅廣播收音機的中頻標準，采用該中頻頻率使得模擬音頻信號 仍可采用現(xiàn)有的調(diào)幅廣播收音機進行收聽，無需任何改動即可實現(xiàn)模擬音頻信號的非相干 解調(diào)。
[0041] 具體的，所述DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)，首先利用DL方法將SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)訓(xùn)練為分類器，使 得DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)能夠?qū)W習(xí)和記憶因發(fā)送端帶寬限制而產(chǎn)生強碼間干擾的MPPSK調(diào)制信號 的波形特征和信道影響，然后直接利用DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對MPPSK數(shù)字調(diào)制基帶信號進行分 類判決，解調(diào)出MPPSK碼元。
[0042] 有益效果:本發(fā)明提供的用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器，相對 于現(xiàn)有技術(shù)，在以下方面具有優(yōu)勢：
[0043] 1、提升了能量利用率:①DL-SAE判決檢測充分學(xué)習(xí)和利用了碼間干擾調(diào)制信號波 形的整體特征及內(nèi)在信息，因而與只是簡單利用幅度信息的門限判決和傳統(tǒng)匹配濾波判決 相比，大幅提升了解調(diào)性能，而且碼間干擾越嚴重，相比于傳統(tǒng)幅度積分判決解調(diào)器和匹配 濾波判決解調(diào)器的優(yōu)勢越大;②對于同樣的碼元速率，傳輸與接收復(fù)合調(diào)制信號可采用更 窄的信道與接收機帶寬，這有助于降低接收機噪聲系數(shù)，提高接收機靈敏度，并可望在同樣 的發(fā)射功率下得到更高的接收信噪比。而接收機解調(diào)性能和靈敏度的提升都相當于發(fā)射功 率的增大，可以擴大覆蓋區(qū)域;而若保持原通信距離指標不變，則發(fā)射功率便可降低。這對 于降低廣播系統(tǒng)的能源消耗和電磁污染，實現(xiàn)"綠色通信"，具有實際意義。
[0044] 2、提升了頻譜利用率:調(diào)制器端單方面縮窄信號頻譜帶寬固然可以直接提高頻譜 利用率，卻未必可行，因為碼間干擾可能會使系統(tǒng)性能惡化到失去使用價值;除非解調(diào)器端 在調(diào)制信號帶寬縮窄時，仍能使解調(diào)性能保持在可接受的水平。而DL-SAE解調(diào)器利用該類 多層網(wǎng)絡(luò)所具有的非線性、適應(yīng)性和深度學(xué)習(xí)能力，通過在較強碼間干擾下對接收信號樣 本進行分類判決，從而實現(xiàn)了對于發(fā)端調(diào)制信號"提速"后的抗碼間干擾解調(diào)，使得提升頻 譜利用率具有可行性和實際意義。
[0045] 3、增強了適應(yīng)能力：①DL-SAE解調(diào)器在"大數(shù)據(jù)"支撐下的深度學(xué)習(xí)能力，使其可 以記憶更多的信號特征和信道特性，因而提高了一般非線性解調(diào)器的泛化能力，在實際工 作時具有更強的穩(wěn)健性(或魯棒性），適應(yīng)場合更廣;②采用經(jīng)典的門限檢測或幅度積分判 決，一般是在輸出峰值附近取若干采樣逐點求和后再進行門限判決，而SAE判決則是對一個 碼元周期內(nèi)全部采樣的批處理，甚至是對η個碼元周期內(nèi)全部采樣的一次性聯(lián)合判決，因而 對于采樣同步的精度要求遠低于前者，對位同步的要求也更低;③現(xiàn)有通信接收機為補償 或消除因帶限而引起的碼間干擾，解調(diào)前首先要進行信道估計、信道均衡、逆濾波等技術(shù)處 理，而本發(fā)明的DL-SAE解調(diào)器可通過預(yù)先的學(xué)習(xí)而省去或"合并"這一步驟，也避免了因帶 外噪聲提升而導(dǎo)致的解調(diào)前信噪比的惡化;④DL-SAE解調(diào)器可以在線學(xué)習(xí)，因而具有以解 調(diào)器網(wǎng)絡(luò)拓撲或硬件結(jié)構(gòu)的"不變"來適應(yīng)調(diào)制方式和信道特性的"萬變"的潛力，有利于解 調(diào)器和接收機的規(guī)格化、通用性、可定制和軟件無線電實現(xiàn)。
【附圖說明】
[0046] 圖1是一個SAE網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的示例。
[0047] 圖2是基于SAE的一個文字識別系統(tǒng)的SAE網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的示例，包括輸入層、輸出層在 內(nèi)總共有3層；中間層是隱層，用于提取輸入數(shù)據(jù)的特征，最后一層為輸出層，根據(jù)提取的特 征進行分類。
[0048]圖3是兼容調(diào)幅廣播的復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)原理框圖：圖3(a)是MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制 發(fā)射機系統(tǒng)；圖3(b)是對圖3(a)的仿真系統(tǒng)；圖3(c)是MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制接收機系統(tǒng)， 實現(xiàn)對該模數(shù)混合傳輸信號的抗混疊解調(diào)；圖3(d)是DL-SAE分類判決器的內(nèi)部原理框圖。 [0049]圖 4 是載頻為 930kHz，MPPSK 調(diào)制參數(shù)為 1( = 2、]? = 64、& = 0川=1(\]\1=128，采樣頻 率fs = 3.6MHz的MPPSK數(shù)字調(diào)制信號及復(fù)合調(diào)制信號的相關(guān)波形：圖4(a)是模擬音頻信號、 MPPSK數(shù)字調(diào)制信號及MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號的時域波形；圖4(b)是MPPSK數(shù)字調(diào)制信 號的功率譜；圖4(c)和圖4(d)分別是MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號的時域波形和功率譜；圖4 (e)是經(jīng)過帶通濾波器成型后的MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號發(fā)射功率譜；圖4(f)是AWGN信 道信噪比為SNR = 8.6dB時，接收到的復(fù)合調(diào)制信號的功率譜及其放大圖；frequency表示頻 率。
[0050]圖5是MPPSK/EBPSK調(diào)制器的全數(shù)字實現(xiàn)方式的原理框圖。
[0051 ] 圖6是對從MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號中分離出的MPPSK調(diào)制信號，DL-SAE分類判 決解調(diào)器(采用1萬個訓(xùn)練數(shù)據(jù)和1萬個測試數(shù)據(jù)的）、傳統(tǒng)匹配濾波判決解調(diào)器和幅度積分 判決解調(diào)器的解調(diào)誤碼率對比。
[0052] 圖7是當訓(xùn)練樣本數(shù)分別為1萬、2萬和3萬個點時，DL-SAE分類判決解調(diào)器對從 MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號中分離出的MPPSK調(diào)制信號的解調(diào)誤碼率對比。
[0053] 圖8是對從MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號中分離出的MPPSK調(diào)制信號，DL-SAE分類判 決解調(diào)器(采用2萬個訓(xùn)練數(shù)據(jù)和2萬個測試數(shù)據(jù)的）、傳統(tǒng)匹配濾波判決解調(diào)器和幅度積分 判決解調(diào)器的解調(diào)誤碼率對比。
【具體實施方式】
[0054]下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作更進一步的說明。
[0055] -、本案的模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)說明
[0056] 本案的模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的調(diào)制解調(diào)框圖如圖3所示，包括調(diào)制器和解調(diào)器 兩個部分，其中解調(diào)器同時涉及了 DL-SAE分類判決器;下面就各個部分加以具體說明。
[0057] ( - )兼容調(diào)幅廣播的復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)的調(diào)制器
[0058] 兼容調(diào)幅廣播的復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)采用MPPSK調(diào)制信號作為數(shù)字載波來承載AM廣播信 號的DSB-AM復(fù)合調(diào)制，得到MPPSK/DSB-AAM復(fù)合調(diào)制信號表達式如下：
[0059] Y(t)=A(l+kaa(t))sk(t) (6)
[0060] 其中：A是MPPSK調(diào)制信號的幅度，a(t)是模擬音頻信號，1^是音頻調(diào)幅系數(shù)（既用 于防止過調(diào)幅，也可控制模擬音頻信號與數(shù)字信號之間的功率分配），Sk(t)是作為復(fù)合調(diào) 制載波(取代現(xiàn)行的純正弦載波）的MPPSK調(diào)制信號，其表達如式（1)。根據(jù)式(6)得到如圖3 (a)所示的MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制器原理框圖。
[0061 ] MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制器，在結(jié)構(gòu)上由音頻信號的DSB-AM調(diào)制和數(shù)字碼流的 MPPSK調(diào)制構(gòu)成，其中音頻信號帶寬限制在4.5kHz內(nèi)，而系統(tǒng)設(shè)計時要求MPPSK調(diào)制信號的 符號速率至少要高于4.5kBd。因此，為了進一步壓低復(fù)合調(diào)制后MPPSK調(diào)制信號對音頻信號 的干擾，在接受音頻信號調(diào)制前還需對MPPSK調(diào)制信號載波兩側(cè)音頻帶寬內(nèi)的功率譜開槽； 而完成MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制后，還需進行帶通濾波，以滿足無線電管理部門規(guī)定的頻譜 掩模要求，這通常由發(fā)射機功放級的調(diào)諧回路來實現(xiàn)。
[0062]圖3 (a)和(b)所示MPP SK/D SB-AM復(fù)合調(diào)制器的音頻輸入信號、MPP SK已調(diào)制信號及 MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號的波形如圖4 (a)所示，MPPSK已調(diào)制信號及音頻信號的功率譜 分別如圖4(b)和圖4(c)所示，MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號的功率譜如圖4(d)所示，經(jīng)發(fā)端 帶通成型濾波后的復(fù)合調(diào)制信號功率譜如圖4(e)所示?？紤]到實測時頻譜儀分辨率的限 制，圖4(b)、圖4(d)及圖4(e)所示是將分辨率調(diào)至與頻譜儀分辨率相一致的1~5Hz時的功 率譜圖。而在本案所述環(huán)境下的理論功率譜邊帶，將比圖4中所顯示的更低。圖4(b)所示的 數(shù)字調(diào)制信號的PSD邊帶在模擬主信號的9kHz (以載頻為中心± 4.5kHz)帶寬內(nèi)低于載波 50dB，故可實現(xiàn)模擬音頻和數(shù)字信號的同播。
[0063](二)兼容調(diào)幅廣播的復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)的解調(diào)器
[0064]本案所提出的MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制接收機也完全向下兼容現(xiàn)行的商品AM收音 機，整個接收機(即收音機)系統(tǒng)的原理框圖如圖3(c)所示。具體工作過程如下：
[0065] (1)收音機的天線調(diào)諧回路從fr = 531kHz~1602kHz的中波調(diào)幅頻段中選擇出所 收聽廣播頻道的MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號（功率譜如圖4(f)所示），經(jīng)前置放大器放大 后，與來自本地振蕩器的本振信號混頻(相乘并帶通濾波），得到頻率為6 = 4651^?的中頻 MPPSK/DSB-AM信號，經(jīng)過中頻放大后分為兩路輸出。一路送給包絡(luò)檢波器，即可解調(diào)出模擬 音頻信號送至耳機或揚聲器發(fā)聲，這完全是直接沿用現(xiàn)有收音機的功能，解調(diào)恢復(fù)的聲音 質(zhì)量也與采用純正弦載波信號調(diào)制時相當，體現(xiàn)了向下兼容現(xiàn)有模擬AM廣播體制的可行 性。
[0066] (2)經(jīng)過放大后的另一路中頻MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號用于解調(diào)MPPSK數(shù)字調(diào) 制信息，這部分功能是將來的數(shù)字AM廣播接收機必須添加的。對于這一路中頻復(fù)合調(diào)制信 號，首先利用相干解調(diào)技術(shù)將其變換到基帶，相干解調(diào)器的核心器件是一個中頻模擬乘法 器，實現(xiàn)相乘的兩個輸入信號:一個就是MPPSK/DSB-AM中頻信號，另一個則是從MPPSK/DSB-AM中頻信號中提取出的、盡可能純凈且與MPPSK/DSB-AM中頻信號同頻同相的相干載波。兩 路信號在乘法器中相乘并濾除2倍頻分量，即實現(xiàn)了對MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號的相干 解調(diào)，即將其由中頻轉(zhuǎn)換到基帶。
[0067] (3)相干解調(diào)器(在此為乘法器）的輸出為MPPSK數(shù)字調(diào)制信號與模擬音頻信號的 混合(疊加），二者在時間波形上完全混疊，在頻譜上則由于音頻信號頻譜不超過4.5kHz，而 前述"兼容調(diào)幅廣播的復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)的調(diào)制器"設(shè)計中要求MPPSK調(diào)制信號的符號速率至少 要超過4.5kBd，這保證了MPPSK基帶信號的基波頻率高于4.5kHz，這樣就可以利用相應(yīng)的濾 波器分離模擬音頻信號與數(shù)字基帶信號，具體說就是利用低通濾波器將音頻信號直接取出 (目前為了向下兼容現(xiàn)有的AM收音機可不用，而將來的數(shù)字廣播收音機則可基于此而省去 用于圖3(c)中用于實現(xiàn)非相干解調(diào)的包絡(luò)檢波器），同時利用高通(或帶通)濾波器過濾出 MPPSK調(diào)制信號(或MPPSK調(diào)制信號的主要頻率成分）。
[0068] (4)把分離出的基帶MPPSK調(diào)制信號送入DL-SAE分類判決器，從中解調(diào)出原始的調(diào) 制數(shù)據(jù)碼流。
[0069](三)DL-SAE分類判決器
[0070] 本案是要在較強碼間干擾情況下，將Μ進制碼元的整體波形特征上惡化了的差異， 提供給SAE進一步學(xué)習(xí)、訓(xùn)練和分辨。因此，將SAE判決檢測方法應(yīng)用于MPPSK/DSB-AM復(fù)合系 統(tǒng)中MPPSK調(diào)制信號的解調(diào)，是本發(fā)明的關(guān)鍵技術(shù)內(nèi)容。
[0071] 但是，本案并不專門研究SAE本身，而是針對已成功用于圖像識別及手寫系統(tǒng)分類 等領(lǐng)域的SAE網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)進行適當修改，使之適用于訓(xùn)練復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)中MPPSK調(diào)制信號的采 樣序列，提出基于DL-SAE的MPPSK調(diào)制信號抗碼間干擾解調(diào)器，原理框圖如圖3(d)所示。這 里將SAE訓(xùn)練為分類器，對接收到的整個碼元進行識別。從來自不同信噪比和碼間干擾環(huán)境 下的"大數(shù)據(jù)"通信樣本中進行深度學(xué)習(xí)，提取和記憶帶有碼間干擾的調(diào)制信號濾波響應(yīng)的 波形特征和內(nèi)在關(guān)聯(lián)。SAE對于每一個輸入碼元輸出一個標志其類別的數(shù)字，如用0表示"0" 碼元，用1表示"Γ碼元，直至用Μ表示"M碼元"，再用此數(shù)字去控制輸出相應(yīng)的本地標準碼元 波形，即可完成訓(xùn)練。訓(xùn)練成功后，就可用已經(jīng)深度學(xué)習(xí)好的網(wǎng)絡(luò)對新輸入的信號采樣序列 進行分類判決，解調(diào)出MPPSK數(shù)據(jù)碼元。
[0072]可見，本發(fā)明所提出的DL-SAE解調(diào)器原理上可用于解調(diào)各種數(shù)字調(diào)制信號。
[0073]二、基于本案思想的一個具體實施例 [0074] (一)MPPSK調(diào)制參數(shù)的選擇
[0075]根據(jù)本說明書【背景技術(shù)】中有關(guān)"MPPSK傳輸體制"的內(nèi)容所述，在選擇MPPSK調(diào)制參 數(shù)時應(yīng)該盡量滿足式（2)，即取rg = (^PN = MXK，這樣可完全消除MPPSK已調(diào)信號功率譜中 的離散線譜，對于同一頻道的模擬音頻信號和鄰近頻道的其它廣播電臺信號的干擾，可以 更低。
[0076]考慮到我國中波調(diào)幅頻段的發(fā)射載頻規(guī)定為531kHz~1602kHz，因此為說明問題， 本實施例取其頻段中段的北京臺fc = 930kHz，并取1( = 2、1 = 644=128，此時10^1(調(diào)制的 符號率為fe/N=930/128 = 7.265625kBd，前述須超過音頻信號最高頻率4.5kHz的要求得到 滿足，而傳輸碼率則高達RbMPPSK= (fc log2 M)/N=43 · 59375kbps。因此，即使將來在實際應(yīng) 用中拿出一半碼率進行信道編碼，以進一步保證系統(tǒng)的可靠性，我們?nèi)钥傻玫郊s21.8kbps 的凈碼率用于傳輸數(shù)據(jù)，或進行16kbps碼率的調(diào)頻音質(zhì)數(shù)字聲音廣播。
[0077](二)MPPSK調(diào)制器的實現(xiàn)
[0078]為了調(diào)整方便，本實施例對于MPPSK調(diào)制器采用如圖5所示的全數(shù)字方式實現(xiàn):利 用具有Μ種取值的MPPSK碼元序列控制多路選擇器，從Μ組MPPSK調(diào)制波形數(shù)字樣本中選出與 當前碼元相對應(yīng)的，送數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)直接轉(zhuǎn)換成載頻為f c的模擬MPPSK已調(diào)信號輸出即 可。
[0079](三)音頻信號的DSB-AM調(diào)制
[0080]由于所述MPPSK已調(diào)信號是類似于正弦波的恒包絡(luò)信號，因此，仿真時對于模擬音 頻信號MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制的實現(xiàn)，只需在音頻信號中加入直流分量后與MPPSK已調(diào)信 號相乘并保留全部頻率分量即可，如圖3(b)所示。加入直流分量是為了仿真時避免音頻信 號的過調(diào)幅，且加入的直流分量越大，MPPSK/DSB-AM已調(diào)信號中的載波分量越強，而該直流 分量在實際的調(diào)幅廣播發(fā)射機中就是其調(diào)制級的直流偏置電平，而調(diào)幅指數(shù)可以通過改變 式(6)中的調(diào)幅因子k a來調(diào)節(jié)。本實施例中控制音頻信號的絕對峰值為所加直流分量幅度 的90%，即式(6)*ka = 0.9。乘法器輸出的復(fù)合調(diào)制信號經(jīng)廣播發(fā)射機功率放大器放大和 濾波后，即可送至發(fā)射塔(天線)上對外發(fā)射，如圖3(b)所示(而仿真中只要輸出MPPSK/DSB-AM已調(diào)信號的數(shù)字采樣值即可）。
[0081 ](三)MPPSK解調(diào)器的實現(xiàn)
[0082]整個接收機（即收音機)系統(tǒng)的原理框圖如圖3(c)所示，包括相并聯(lián)的模擬音頻信 號解調(diào)器和數(shù)字信號解調(diào)器。在模擬音頻信號解調(diào)器中：接收到的MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制 信號首先與本振信號相乘;然后利用低通濾波器或帶通濾波器濾出頻率為F min~Fmax的模擬 音頻信號，實現(xiàn)音頻信號的相干解調(diào);接著利用帶通濾波器濾出頻率為F max~fV4的信號分 量，即分離出MPPSK數(shù)字調(diào)制基帶信號。在數(shù)字信號解調(diào)器中，利用DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對MPPSK 數(shù)字調(diào)制基帶信號進行抗混疊解調(diào)。
[0083] DL-SAE分類判決器的原理框圖如圖3 (d)所示，為了利用SAE對新輸入的MPPSK調(diào)制 信號樣本序列進行分類識別，首先要對其內(nèi)部神經(jīng)元相互連接的權(quán)值系數(shù)進行訓(xùn)練，也就 是要讓SAE學(xué)習(xí)并記憶所要分類的對象或模式。SAE網(wǎng)絡(luò)的訓(xùn)練為無監(jiān)督訓(xùn)練模型，實現(xiàn)輸 出等于輸入，即以輸入作為標簽類比于有監(jiān)督訓(xùn)練模型進行訓(xùn)練，本實施例直接對DL-SAE 進行Matlab訓(xùn)練和仿真。
[0084] (1 )DL_SAE解調(diào)器設(shè)計的一般原則
[0085]由于DL-SAE解調(diào)器實際工作時的輸入信號是含有信道噪聲的，因而在訓(xùn)練時也需 要人為添加一定的噪聲或擾動，一是為了符合將來解調(diào)器的實際工作情況，二是它會直接 影響SAE解調(diào)器最終的泛化能力。本案中，訓(xùn)練噪聲的大小依據(jù)碼間干擾的強度而定，但目 前尚無理論可循，本實施例只能依據(jù)大量的仿真得到一些經(jīng)驗準則和具體做法：
[0086]①信道環(huán)境越惡劣，碼間干擾越嚴重，訓(xùn)練噪聲應(yīng)越小。這一點不難理解，因為對 于任何通信系統(tǒng)，通常都是接收信號和接收環(huán)境越惡劣，接收性能也越差(甚至無法工作）， 因而此時在SAE訓(xùn)練時也就無需再額外添加更大的噪聲；
[0087]②可采取多次實驗的方法，以得到泛化能力相對最好的網(wǎng)絡(luò)。
[0088] (2)DL_SAE解調(diào)器仿真參數(shù)的選擇
[0089]調(diào)制仍采用式（1)所定義的改進的MPPSK調(diào)制，載頻f c = 930kHz，并取K = 2、M=64、 ~=1(\]?=128、心=0，采樣頻率3.61抱。
[0090] (3) DL-SAE解調(diào)器訓(xùn)練樣本數(shù)的確定
[0091] DL-SAE算法是一類"大數(shù)據(jù)"算法，其有效性與訓(xùn)練數(shù)據(jù)量直接相關(guān)，理論上說，訓(xùn) 練數(shù)據(jù)量越大，DL-SAE分類的正確率越高。但龐大的數(shù)據(jù)量必然會降低計算效率。本案對比 了 1萬個訓(xùn)練數(shù)據(jù)、1萬個測試數(shù)據(jù)和2萬個訓(xùn)練數(shù)據(jù)、2萬個測試數(shù)據(jù)的解調(diào)誤碼率，綜合考 慮計算效率等因素，采用2萬個訓(xùn)練數(shù)據(jù)、2萬個測試數(shù)據(jù)來進行實驗。
[0092] (4)選定SAE結(jié)構(gòu)及迭代次數(shù)并進行SAE網(wǎng)絡(luò)訓(xùn)練
[0093] ①SAE結(jié)構(gòu)主要涉及網(wǎng)絡(luò)的層數(shù)以及每層的單元數(shù)，通常網(wǎng)絡(luò)的隱層越多，每層所 含的單元數(shù)越多，網(wǎng)絡(luò)的訓(xùn)練效果越好，但是過多的網(wǎng)絡(luò)層數(shù)和單元數(shù)會出現(xiàn)過擬合。經(jīng)過 多次試驗認證，針對本實施例的數(shù)據(jù)，最宜采用的SAE網(wǎng)絡(luò)為4層結(jié)構(gòu)：512-400-200-64，包 括含有512個單元的輸入層，400個單元的隱層1，200個單元的隱層2,以及64個單元的輸出 層，即M = 64進制的分類輸出。為得到最好的分類效果，經(jīng)多次試驗，取相關(guān)的網(wǎng)絡(luò)參數(shù)為： 加噪系數(shù)為0. l、dropout參數(shù)為0.1、權(quán)重衰減系數(shù)為1 X 10-4。
[0094] ②增加迭代次數(shù)可提高SAE的學(xué)習(xí)能力，但將耗費大量時間，為平衡性能與訓(xùn)練代 價，本實施例采用了 40次迭代對SAE進行訓(xùn)練。
[0095] 由深度學(xué)習(xí)的"大數(shù)據(jù)"特性，針對不同的數(shù)據(jù)，將有不同的最優(yōu)DL-SAE模型，故本 實施例采用的DL-SAE模型僅用于說明本實施例，并不用于限制本發(fā)明。
[0096] (5)性能仿真
[0097]圖6為1萬個訓(xùn)練數(shù)據(jù)和1萬個測試數(shù)據(jù)時DL-SAE分類判決與傳統(tǒng)匹配濾波判決及 幅度積分判決的MPPSK解調(diào)輸出的誤碼率對比。由圖6可看出，DL-SAE解調(diào)器的性能比傳統(tǒng) 的匹配濾波判決解調(diào)器及幅度積分判決解調(diào)器，至少提高了 1個數(shù)量級。
[0098]圖7為訓(xùn)練樣本數(shù)分別為1萬、2萬和3萬個點時，DL-SAE分類判決解調(diào)器對從 MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號中分離出的MPPSK調(diào)制信號的解調(diào)誤碼率對比。由圖7可以看 出，樣本數(shù)為2萬點和3萬點時的誤碼率要低于1萬點時的誤碼率，但相差不大，且當信噪比 接近25dB時，2萬個樣本和3萬個樣本的誤碼率基本相同?？梢?，當信噪比較高時，增加樣本 數(shù)帶來的解調(diào)性能提升并不明顯，再綜合到計算效率等因素，本實施例最終選取2萬點進行 仿真實驗，則最終的解調(diào)性能對比示于圖8。
[0099] 由圖8可以看出，由于發(fā)送端成型濾波導(dǎo)致的強碼間干擾，導(dǎo)致了即使在高信噪比 下，匹配濾波器判決和幅度積分判決的誤碼率均達不到10- 3量級，再提升信噪比也無法改 善;但本申請書所發(fā)明的DL-SAE分類判決算法，卻可以從大量數(shù)據(jù)中學(xué)習(xí)出較好的分類面， 對多進制的MPPSK碼元波形做出正確分類，將解調(diào)誤碼率降至10- 4量級。
[0100] 以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，應(yīng)當指出：對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人 員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應(yīng) 視為本發(fā)明的保護范圍。
【主權(quán)項】
1. 一種用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器，所述模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng) 采用以MPPSK調(diào)制信號作為數(shù)字載波來承載AM廣播信號的DSB-AM符合調(diào)制，得到的調(diào)制信 號為MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號；其特征在于:該抗混疊調(diào)制解調(diào)器包括相并聯(lián)的模擬音 頻信號解調(diào)器和數(shù)字信號解調(diào)器； 在模擬音頻信號解調(diào)器中：接收到的MPPSK/DSB-AM復(fù)合調(diào)制信號首先與本振信號相 乘;然后利用低通濾波器或帶通濾波器濾出頻率為F_~Fmax的模擬音頻信號，實現(xiàn)音頻信 號的相干解調(diào);接著利用帶通濾波器濾出頻率為F max~fV4的信號分量，即分離出MPPSK數(shù) 字調(diào)制基帶信號;其中：Fmin為模擬音頻信號的最低頻率，F(xiàn) max為模擬音頻信號的最高頻率， fi為接收機的中頻頻率； 在數(shù)字信號解調(diào)器中，利用DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對MPPSK數(shù)字調(diào)制基帶信號進行抗混疊解 調(diào)。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器，其特征在 于:所述接收機的中頻頻率fi = 465kHz，本振信號為本地提取的465kHz中頻相干載波。3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于模數(shù)混合調(diào)幅廣播系統(tǒng)的抗混疊調(diào)制解調(diào)器，其特征在 于:所述DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)，首先利用DL方法將SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)訓(xùn)練為分類器，使得DL-SAE神經(jīng) 網(wǎng)絡(luò)能夠?qū)W習(xí)和記憶因發(fā)送端帶寬限制而產(chǎn)生強碼間干擾的MPPSK調(diào)制信號的波形特征和 信道影響，然后直接利用DL-SAE神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對MPPSK數(shù)字調(diào)制基帶信號進行分類判決，解調(diào)出 MPPSK碼元。
【文檔編號】H04L27/227GK106027438SQ201610519041
【公開日】2016年10月12日
【申請日】2016年7月4日
【發(fā)明人】吳樂南, 范文斯路
【申請人】東南大學(xué)