一種應(yīng)用于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的載波同步的方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種應(yīng)用于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中載波同步的方法，包括以下步驟：1)OFDM系統(tǒng)的發(fā)射模塊在有效OFDM符號(hào)前發(fā)送用于載波頻偏估計(jì)的訓(xùn)練序列；2)根據(jù)接收到的訓(xùn)練序列的第一組移位相關(guān)序列的相位信息進(jìn)行粗載波頻偏估計(jì)；3)根據(jù)接收到的訓(xùn)練序列的第二組移位相關(guān)序列的相位信息進(jìn)行細(xì)載波頻偏估計(jì)；4)根據(jù)粗載波頻偏估計(jì)值與細(xì)載波頻偏估計(jì)值得到總的載波頻偏估計(jì)值；5)根據(jù)總的載波頻偏估計(jì)值進(jìn)行載波頻偏補(bǔ)償；本發(fā)明提出的載波同步方法不依賴訓(xùn)練序列的特殊結(jié)構(gòu)，能夠有較好的估計(jì)性能和較低的復(fù)雜度,同時(shí)本發(fā)明的算法擁有較大的估計(jì)范圍以及較小的估計(jì)均方誤差，在高斯白噪聲信道和多徑衰落信道都有良好的性能。
【專利說(shuō)明】—種應(yīng)用于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的載波同步的方法

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明屬于無(wú)線通信【技術(shù)領(lǐng)域】，特別涉及一種應(yīng)用于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中載波同步的方法。

【背景技術(shù)】
[0002]隨著移動(dòng)通信和無(wú)線網(wǎng)絡(luò)需求的不斷增加，越來(lái)越需要更加先進(jìn)的無(wú)線傳輸技術(shù)。高速無(wú)線通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)的一個(gè)最直接的挑戰(zhàn)是克服無(wú)線信道帶來(lái)的嚴(yán)重的頻率選擇性衰落。正交頻分復(fù)用(下文簡(jiǎn)稱:0FDM)技術(shù)可以很好地克服無(wú)線信道的頻率選擇性衰落，由于其高效的傳輸特點(diǎn)，OFDM已成為實(shí)現(xiàn)未來(lái)高速無(wú)線通信的核心技術(shù)之一。
[0003]由于OFDM技術(shù)具有抗頻率選擇性衰落和窄帶干擾、頻譜利用率高等優(yōu)點(diǎn)而深受關(guān)注。OFDM已經(jīng)成功的應(yīng)用于數(shù)字音頻廣播系統(tǒng)(DAB)、數(shù)字視頻廣播系統(tǒng)(DVB)、無(wú)線電局域網(wǎng)(WLAN)等系統(tǒng)中。第四代移動(dòng)通信技術(shù)的核心技術(shù)就是采用OFDM技術(shù)，其多載波的傳輸距離和圖像信號(hào)的流暢性都要優(yōu)于單載波技術(shù)，適用于強(qiáng)調(diào)無(wú)線語(yǔ)音和無(wú)線視頻的實(shí)時(shí)性通信應(yīng)急通信系統(tǒng)。
[0004]然而，OFDM系統(tǒng)對(duì)載波頻偏的非常敏感。OFDM的優(yōu)良傳輸性能得益于子載波間的相互正交特性，而由于發(fā)射端和接收端的晶振差異、多普勒效應(yīng)等等都有可能引起發(fā)射端和接收端的載波頻率不一致，這必將破壞子載波間的正交性，進(jìn)而嚴(yán)重影響系統(tǒng)的傳輸性能。因而需要進(jìn)行高精度的載波同步。近十幾年很多學(xué)者對(duì)解決載波同步問(wèn)題作了深入的研究，并提出了一系列載波同步的方法。目前已有的算法有最大似然算法、SC算法、M&M算法。這些算法有的局限于特定的訓(xùn)練序列，有的載波頻偏估計(jì)范圍很小。而且以往算法每次估計(jì)都需要大量的乘法和加法運(yùn)算，硬件開銷很大。


【發(fā)明內(nèi)容】

[0005]發(fā)明目的:本發(fā)明為了克服現(xiàn)有技術(shù)中存在的不足，本發(fā)明提出一種有效增加載波頻偏的估計(jì)范圍的應(yīng)用于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中載波同步的方法
[0006]
【發(fā)明內(nèi)容】
:為解決上述技術(shù)問(wèn)題，本發(fā)明提供了一種應(yīng)用于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中載波同步的方法，通過(guò)對(duì)訓(xùn)練序列移位相關(guān)序列相位信息的記錄，以及在接收端對(duì)接收序列的移位相關(guān)序列的運(yùn)算得到載波頻偏的信息，包括以下步驟:
[0007]步驟1:在發(fā)射端發(fā)射訓(xùn)練序列B (k)并對(duì)訓(xùn)練序列B (k)循環(huán)移位d得到循環(huán)后序列B (k+d);根據(jù)公式C(k) = B* (k) ?B (k+d) ,0彡k彡N-d_l,計(jì)算得到移位相關(guān)序列C(k),其中，d為循環(huán)移位長(zhǎng)度，I ^ N/4, R*(k)為R(k)的共軛；
[0008]將得到移位相關(guān)序列C (k)的相位信息Θ (k)存入一組寄存器中；所述移位相關(guān)序列c(k)的相位信息Θ (k)通過(guò)公式Θ (k) = angle (C(k))計(jì)算獲得，其中，k為序列中元素的序號(hào)，O ^ Ν-d-l，式中，N為OFDM的符號(hào)長(zhǎng)度；
[0009]步驟2:選取d’ = N/2，重復(fù)步驟I用d’替換d得到訓(xùn)練序列B (k)循環(huán)移位d’后的序列B (k+d’)，并得到序列B (k+d’)的相位信息Q1GO同時(shí)存入另外一組寄存器；其中，
[0010]C，(k) = B*(k).B(k+d，)
[0011 ] Θ j (k) = angle (C，(k)) 0 ^ k ^ N_d，-1
[0012]步驟3:在接收端利用一個(gè)長(zhǎng)度為N的滑動(dòng)窗口對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行存儲(chǔ)，將定時(shí)同步后的訓(xùn)練序列循環(huán)移位d和接收到的訓(xùn)練序列帶入公Svn(k) =R*(k) -R(k+d)中，計(jì)算獲得接收端的移位相關(guān)序列vn(k),其中R(k)為訓(xùn)練序列中第k個(gè)元素經(jīng)過(guò)信道后在接收端接收到的信號(hào)，R*(k)為R(k)的共軛，R(k+d)為訓(xùn)練序列第k+d個(gè)元素經(jīng)過(guò)信道后在接收端接收到的信號(hào)；
[0013]步驟4:根據(jù)接收端的移位相關(guān)序列Vn(k)的相位信息Θ’和已存儲(chǔ)的移位相



N-d-\
關(guān)序列c(k)的相位信息θ (k)結(jié)合公式:，—N S丨‘…’㈨-叭蝴求解出粗載波頻偏估

；2π(Ν-c!)(J


χ-2π χ >
計(jì)值 ，，其中，Θ’ = angle (Vn(k))，0 < k < Ν-d-l ; F(A) = ■= χ -π<χ<π χ 為


χ + 2π χ<-π
θ’ (k)-0 (k);通過(guò)這個(gè)方法計(jì)算出的粗載波頻偏估計(jì)的范圍是(_NAF/2d，NAF/2d)，AF為子載波間隔；
[0014]步驟5:將其中的參數(shù)d換為d’后重復(fù)步驟3和步驟4，根據(jù)公式
d'-l
求解出細(xì)載波頻偏估計(jì)值^;其中，((k) = R*(k).R(k+d'),
￡fN
υ.' =^(^(/0)，?彡k彡N-d’ -1, R(k+d’)為訓(xùn)練序列第k+d’個(gè)元素經(jīng)過(guò)信道后在接收端接收到的信號(hào)；通過(guò)這個(gè)方法計(jì)算出的細(xì)載波頻偏估計(jì)的范圍是(-1，I)；
[0015]步驟6:利用粗載波頻偏估計(jì)值ε /和細(xì)載波頻偏估計(jì)值ε f得到總的載波頻偏估計(jì)值ε ；
[0016]步驟7:根據(jù)公式= R{li)e""s'和得到的總載波頻偏估計(jì)值ε進(jìn)行載波頻偏補(bǔ)償，其中R’ (k)為載波頻偏補(bǔ)償量。
[0017]進(jìn)一步，所述訓(xùn)練序列采用等相位差序列B (k) = Aej2πΑ/Μ, k = 0，1...N_l，其中A為等相位差序列的幅值，N為OFDM符號(hào)長(zhǎng)度，k為序列元素的序號(hào)，j為虛數(shù)單位，M為任意正整數(shù)，r與M互為質(zhì)數(shù)且小于采用等相位差序列作為訓(xùn)練序列可以使得本發(fā)明能夠在降低復(fù)雜度的同時(shí)性能也有所提升。
[0018]進(jìn)一步，所述步驟6中，得到總的載波頻偏估計(jì)值ε的方法為:
[0019]步驟601:首先歸一化判斷粗載波頻偏估計(jì)值ε /的絕對(duì)值是否小于0.5，如果小于0.5那么總的載波頻偏估計(jì)值就等于細(xì)載波頻偏估計(jì)值；否就進(jìn)行步驟602-步驟605 ；
[0020]步驟602:對(duì)ε /進(jìn)行取整運(yùn)算，得到整數(shù)倍載波頻偏估計(jì)值ε i ；
[0021]步驟603:判斷ε ,為奇數(shù)還是偶數(shù)，奇數(shù)則減一，偶數(shù)不做操作；
[0022]步驟604:判斷細(xì)載波頻偏的符號(hào)，大于零不做操作，小于零則加2 ；
[0023]步驟605:將整數(shù)倍載波頻偏估計(jì)值和細(xì)載波頻偏估計(jì)值相加得到總的載波頻偏估計(jì)值ε。
[0024]有益效果:與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明提出的載波同步方法不依賴訓(xùn)練序列的特殊結(jié)構(gòu)，對(duì)于[A Α]結(jié)構(gòu)或者等相位差的訓(xùn)練序列均能得到良好的同步性能，但是對(duì)符合特定規(guī)律的訓(xùn)練序列能夠有較好的估計(jì)性能和較低的復(fù)雜度，同時(shí)與以往的利用訓(xùn)練序列的載波同步算法相比在增加有限的硬件開銷的情況下能夠有效的增大載波頻偏的估計(jì)范圍為(_NAF/2d，NAF/2d)。同時(shí)本發(fā)明的算法擁有較大的估計(jì)范圍以及較小的估計(jì)均方誤差，在高斯白噪聲信道和多徑衰落信道都有良好的性能。

【專利附圖】

【附圖說(shuō)明】
[0025]圖1為本發(fā)明中獲得訓(xùn)練序列的相位信息的流程圖；
[0026]圖2為本發(fā)明中載波同步的頻偏補(bǔ)償流程圖；
[0027]圖3為本發(fā)明利用粗載波頻偏估計(jì)值與細(xì)載波頻偏估計(jì)值得到總的載波頻偏估計(jì)值的流程圖；
[0028]圖4為本發(fā)明中的算法在不同載波頻偏下的估計(jì)性能；
[0029]圖5為本發(fā)明和現(xiàn)有的載波同步算法性能仿真比較圖；
[0030]圖6為本發(fā)明中利用遞推法實(shí)現(xiàn)的硬件設(shè)計(jì)的框圖。

【具體實(shí)施方式】
[0031 ] 下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案作進(jìn)一步解釋。
[0032]本發(fā)明包括生成訓(xùn)練序列以及存儲(chǔ)相位信息、粗載波頻偏估計(jì)、細(xì)載波頻偏估計(jì)，總載波頻偏計(jì)算，載波頻偏補(bǔ)償五部分。
[0033]如圖1所示，首先將訓(xùn)練序列B (k)做循環(huán)移位d位，然后將循環(huán)移位后的序列與原訓(xùn)練序列做相關(guān)運(yùn)算，得到移位相關(guān)序列C (k)，并且求取序列C (k)的相位信息Θ (k)，將Θ (k)中的值存入一個(gè)長(zhǎng)度為N位的寄存器中，其具體方法為:
[0034]1、為減少存儲(chǔ)量以及定時(shí)誤差對(duì)本發(fā)明中載波同步的影響，采取的訓(xùn)練序列如下:B(k) = Aej2πΑ/Μ, k = 0，1...N-1，其中A為等相位差序列的幅值，N為OFDM符號(hào)長(zhǎng)度，k
為序列元素的序號(hào)，j為虛數(shù)單位，M為任意正整數(shù)，r與M互為質(zhì)數(shù)且小于I。
[0035]2、將訓(xùn)練序列B(k)存取在發(fā)射機(jī)的存儲(chǔ)器中，發(fā)射機(jī)按一定的次序輸出訓(xùn)練序列，在負(fù)載數(shù)據(jù)前發(fā)送訓(xùn)練序列。同時(shí)將訓(xùn)練序列的移位相關(guān)序列C (k)的相位信息Θ (k)存取至接收機(jī)的存儲(chǔ)器中。
[0036]3、選取(1’ = N/2重復(fù)步驟1、2得到移位相關(guān)序列C’ (k)的相位信息Θ i (k)。
[0037]如圖2所示，本發(fā)明的主要模塊可以分為:
[0038]I)粗載波頻偏估計(jì)模塊；
[0039](a)在符號(hào)定時(shí)之后，將得到的訓(xùn)練序列做移位相關(guān)運(yùn)算:
[0040]Vn(k) ^ Ritx1-R^xi =R^k)-R(k+d) 0<k<N-d-l
[0041]其中R(k，N)為接收到的訓(xùn)練序列及}表示對(duì)R(k，N)求共軛，冷表示對(duì)R(k，N)循環(huán)移位d。
[0042](b)對(duì)接收信號(hào)的移位相關(guān)序列求取相位信息Θ ’ = angle (Vn(k)), angle (Vn(k))表示對(duì)(Vn(k))求相位角利用得到的相位序列Θ’ (k)以及存取在接收機(jī)存儲(chǔ)器中的相位序列Θ (k)得到粗載波頻偏估計(jì)值ε /，；

Ν-d-l
N Y F{e\k)-e{k))
[0043]ε t =臺(tái)…
'2π(Ν-?)?
[0044]其中
χ-2π χ>π
[0045]F(x) = < χ

χ + 2π χ < -π
[0046]采用這種方法獲得的粗載波頻偏估計(jì)的范圍是(-N Δ F/2d, N Δ F/2d)。
[0047]2)細(xì)載波頻偏估計(jì)模塊；
[0048](a)將粗載波補(bǔ)償以后的訓(xùn)練序列同樣做移位相關(guān)運(yùn)算
[0049]V: {k) ^ RikK)Q<k<N-d'-\
[0050]其中R(k，N)為接收到的訓(xùn)練序列，表示對(duì)R(k，N)求共軛，咬表示對(duì)R(k，N)循環(huán)移位 d’，d’ = N/2。
[0051](b)求取相位信息e\(k)=mgHV:(k)) , O彡k彡N-d’ -1,結(jié)合存取在接收機(jī)存儲(chǔ)器中的相位序列Q1GO得到細(xì)載波頻偏估計(jì)值ef。

d'-l
[0052].㈨-_)
Sf=N
[0053]其中F(x)的運(yùn)算與粗載波頻偏估計(jì)中的相同。采用這種方法獲得的細(xì)載波頻偏估計(jì)的范圍是(_1，I)。
[0054]3)總載波頻偏估計(jì)產(chǎn)生模塊
[0055]如圖3所示，總載波頻偏模塊首先判斷粗載波頻偏估計(jì)值ε /的絕對(duì)值是否小于于0.5，如果小于0.5那么總的載波頻偏估計(jì)值就等于細(xì)的載波頻偏估計(jì)值；否就進(jìn)行以下步驟；對(duì)ε /進(jìn)行取整運(yùn)算，得到整數(shù)倍載波頻偏估計(jì)值ε i ;判斷ε i為奇數(shù)還是偶數(shù)，奇數(shù)則減一，偶數(shù)不做操作；判斷細(xì)載波頻偏的符號(hào)，大于零不做操作，小于零則加2 ;將整數(shù)倍載波頻偏估計(jì)值和細(xì)載波頻偏估計(jì)值相加得到總的載波頻偏估計(jì)值ε。
[0056]在本實(shí)施例中，使用子載波數(shù)N = 128的OFDM系統(tǒng)，圖4為等相位差序列作為訓(xùn)練序列在多徑信道加高斯信道下的仿真性能圖，其中循環(huán)移位長(zhǎng)度為Ν/16。從圖中可以看出本發(fā)明中提出的算法在載波頻偏較大的情況下仍然具有較好的同步性能。
[0057]如圖5所示，同樣使用子載波數(shù)N = 128的OFDM系統(tǒng)在多徑信道加高斯信道的條件下進(jìn)行仿真，本發(fā)明所使用的訓(xùn)練序列采用B(k) = AeJ2"rk/Mr = 0，1...，Mk = 0，1...Ν_1，可以看出本序列為等相位差序列，其中r = 3。使用該序列可以有效減少定時(shí)誤差對(duì)載波同步的影響，在圖中d = N/8，由圖可以明顯看出本發(fā)明所使用的方法可以大幅度提高載波頻偏估計(jì)精度，同時(shí)可以增大載波頻偏估計(jì)范圍。
[0058]如圖6所示，以本發(fā)明的粗載波頻偏估計(jì)為例利用遞推法實(shí)現(xiàn)的硬件設(shè)計(jì)框圖，從框圖可以看出當(dāng)Qci= 01=吣=θ.Η時(shí)，本發(fā)明的粗載波頻偏估計(jì)的實(shí)現(xiàn)僅需要一個(gè)長(zhǎng)度為(N-d)的寄存器，I個(gè)存儲(chǔ)相位信息的存儲(chǔ)器，一個(gè)求相位角模塊以及(N-d)個(gè)加法器。同理在細(xì)載波頻偏估計(jì)模塊需要的硬件消耗為一個(gè)長(zhǎng)度為(N/2)的寄存器，I個(gè)存儲(chǔ)相位信息的存儲(chǔ)器，一個(gè)求相位角模塊以及(N/2)個(gè)加法器。從而可以有效的減小硬件的開銷。
【權(quán)利要求】
1.一種應(yīng)用于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中載波同步的方法，其特征在于: 通過(guò)對(duì)訓(xùn)練序列移位相關(guān)序列相位信息的記錄，以及在接收端對(duì)接收序列的移位相關(guān)序列的運(yùn)算得到載波頻偏的信息，包括以下步驟: 步驟1:在發(fā)射端發(fā)射訓(xùn)練序列B (k)并對(duì)訓(xùn)練序列B (k)循環(huán)移位d得到循環(huán)后序列B (k+d);根據(jù)公式C(k) = B*(k).B (k+d), O ^ k ^ N-d_l,計(jì)算得到移位相關(guān)序列C(k),其中，d為循環(huán)移位長(zhǎng)度，I ^ N/4，R*(k)為R(k)的共軛； 將得到移位相關(guān)序列C(k)的相位信息Θ (k)存入一組寄存器中；所述移位相關(guān)序列C(k)的相位信息Θ (k)通過(guò)公式Θ (k) = angle (C(k))計(jì)算獲得，其中，k為序列中元素的序號(hào)，O ^ k ^ Ν-d-l，式中，N為OFDM的符號(hào)長(zhǎng)度； 步驟2:選取d’ = N/2,重復(fù)步驟I用d’替換d得到訓(xùn)練序列B (k)循環(huán)移位d’后的序列B (k+d’)，并得到序列C’ (k)的相位信息Q1GO同時(shí)存入另外一組寄存器；其中，
C，(k) = B*(k).B (k+d，)
Θ j (k) = angle (C，(k)) 0 ^ k ^ N_d，-1 步驟3:在接收端利用一個(gè)長(zhǎng)度為N的滑動(dòng)窗口對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行存儲(chǔ)，將定時(shí)同步后的訓(xùn)練序列循環(huán)移位d和接收到的訓(xùn)練序列帶入公Svn(k) =R*(k) -R(k+d)中，計(jì)算獲得接收端的移位相關(guān)序列Vn(k),其中R(k)為訓(xùn)練序列中第k個(gè)元素經(jīng)過(guò)信道后在接收端接收到的信號(hào)，R*(k)為R(k)的共軛，R(k+d)為訓(xùn)練序列第k+d個(gè)元素經(jīng)過(guò)信道后在接收端接收到的信號(hào)； 步驟4:根據(jù)接收端的移位相關(guān)序列Vn(k)的相位信息Θ’ (k)和已存儲(chǔ)的移位相關(guān)



N-d-1序列C(k)的相位信息Θ (k)結(jié)合公式￡ , =求解出粗載波頻偏估計(jì)

1 — 2n(N-d)d


χ-2π χ> π值 ε i，，其中，θ，(k) = angle(Vn(k))，0 彡 k 彡 N-d-l ; FW= ^ -π<χ^π χ 為


χ + 2π χ<-π








9θ，GO-Θ (k)； 步驟5:將其中的參數(shù)d換為d’后重復(fù)步驟3和步驟4，根據(jù)公式
d'-l,_求解出細(xì)載波頻偏估計(jì)值 ε?;其中，Vn’(k) = R*(k).R(k+d'),e\(k) = angle(V (k))，0彡k彡N_d’ -1,R(k+d’)為訓(xùn)練序列第k+d’個(gè)元素經(jīng)過(guò)信道后在接收端接收到的信號(hào)； 步驟6:利用粗載波頻偏估計(jì)值ε/和細(xì)載波頻偏估計(jì)值4得到總的載波頻偏估計(jì)值ε ； 步驟7:根據(jù)公式RO = R、k、,f和得到的總載波頻偏估計(jì)值ε進(jìn)行載波頻偏補(bǔ)償，其中R’ (k)為載波頻偏補(bǔ)償量。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的應(yīng)用于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中載波同步的方法，其特征在于:所述訓(xùn)練序列采用等相位差序列B (k) = Aej2llrm, k = O, I...N-1，其中A為等相位差序列的幅值，N為OFDM符號(hào)長(zhǎng)度，k為序列元素的序號(hào)，j為虛數(shù)單位，M為任意正整數(shù)，r與M互 M為質(zhì)數(shù)且小于—。
?
L.,
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的應(yīng)用于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中載波同步的方法，其特征在于:所述步驟6中，得到總的載波頻偏估計(jì)值ε的方法為:步驟601:首先歸一化判斷粗載波頻偏估計(jì)值ε/的絕對(duì)值是否小于0.5，如果小于0.5那么總的載波頻偏估計(jì)值就等于細(xì)載波頻偏估計(jì)值ε f ;否就進(jìn)行步驟602-步驟605 ； 步驟602:對(duì)ε /進(jìn)行取整運(yùn)算，得到整數(shù)倍載波頻偏估計(jì)值ε i ； 步驟603:判斷ε i為奇數(shù)還是偶數(shù)，奇數(shù)則減一，偶數(shù)不做操作； 步驟604:判斷細(xì)載波頻偏的符號(hào)，大于零不做操作，小于零則加2 ； 步驟605:將整數(shù)倍載波頻偏估計(jì)值ε i和細(xì)載波頻偏估計(jì)值相加得到總的載波頻偏估計(jì)值ε。
【文檔編號(hào)】H04L27/26GK104168227SQ201410380674
【公開日】2014年11月26日 申請(qǐng)日期:2014年8月4日 優(yōu)先權(quán)日:2014年8月4日
【發(fā)明者】張萌, 閆成剛, 黃成 , 李保申, 鐘景川, 劉俊, 郭仲亞, 陳子洋, 龐偉 申請(qǐng)人:東南大學(xué)