專利名稱：Ofdm接收機(jī)的后dtf/fft時(shí)間跟蹤方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種在寬帶傳輸系統(tǒng)中進(jìn)行時(shí)間同步跟蹤的方法。更具體地，本發(fā)明涉及一種在OFDM接收機(jī)中進(jìn)行后DFT時(shí)間同步跟蹤的算法。本發(fā)明還涉及一種用于在OFDM 接收機(jī)內(nèi)執(zhí)行時(shí)間同步跟蹤方法的系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
正交頻分復(fù)用(OFDM)由于其可以用于低復(fù)雜度的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)并且在惡劣的多路條件下具有魯棒性而成為進(jìn)行高速無線傳輸?shù)钠毡閭鬏敺椒?。在S. B. Weinstein 禾口 P. M. Ebert 的Data transmission byfrequency-division multiplexing using the discrete Fourier transform. IEEE Trans. Communication Technology, C0M-19 (5) 628-634, Oct. 1971中有關(guān)于OFDM的更詳細(xì)討論。在OFDM中，在OFDM中大量在空間上接近的正交子載波用于承載數(shù)據(jù)。以低符號(hào)速率利用線性調(diào)制方案(如，四分之一幅度調(diào)制(QAM)或相移鍵控)來調(diào)制每個(gè)載波。OFDM子載波的正交性允許高效的調(diào)制器和解調(diào)器實(shí)現(xiàn)在發(fā)射機(jī)側(cè)使用逆離散傅里葉變換(IDFT)將信號(hào)轉(zhuǎn)換到時(shí)域以及在接收機(jī)側(cè)使用DFT轉(zhuǎn)換回頻域。例如對(duì)于歐洲數(shù)字地面視頻廣播標(biāo)準(zhǔn)(DVB-T digital VideoBroadcasting-Terrestrial ；ETSI EN 300744, VI. 5. 1 =Digital VideoBroadcasting(DVB) ； “ Framing Structure, channel coding and modulationfor digital terrestrial television" , European Standard,EuropeanTelecommunications Standards Institute, 2004)在接收機(jī)中連續(xù)接收OFDM信號(hào)需要連續(xù)適配接收機(jī)采樣時(shí)間以與發(fā)射機(jī)采樣計(jì)時(shí)同步(這稱作時(shí)間跟蹤)，以便防止后續(xù)OFDM符號(hào)之間的干擾(符號(hào)間干擾ISI)以及獨(dú)立的OFDM符號(hào)內(nèi)的載波間干擾(ICI)。為了避免多路衰減信道中的符號(hào)間干擾(ISI)，在IDFT塊之前插入保護(hù)間隔。在該間隔期間，發(fā)送循環(huán)前綴，所述循環(huán)前綴由拷貝到保護(hù)間隔中的IDFT輸出的末端構(gòu)成。 如果沒有多路傳播，則接收機(jī)可以在循環(huán)前綴大小的窗內(nèi)選擇時(shí)間同步。在多路傳播環(huán)境下，所發(fā)送的信號(hào)通過多個(gè)路徑到達(dá)接收機(jī)，每個(gè)路徑可以引入不同的延遲、幅度和相位，從而增大從一個(gè)符號(hào)到下一個(gè)符號(hào)的轉(zhuǎn)變時(shí)間。識(shí)別出與鄰符號(hào)有最小干擾(符號(hào)間干擾)的OFDM符號(hào)的有用部分是要由接收機(jī)來執(zhí)行的時(shí)間同步任務(wù)。 該任務(wù)對(duì)于總接收機(jī)性能來說是重要的。時(shí)間同步可以分為兩個(gè)主要類別獲取和跟蹤。符號(hào)時(shí)間獲取限定了最初尋找正確計(jì)時(shí)的任務(wù)。通常，符號(hào)時(shí)間獲取分為兩個(gè)或更多個(gè)步驟，在第一步驟中，實(shí)現(xiàn)粗略時(shí)間同步。在接下來的步驟中，細(xì)化時(shí)間窗。對(duì)于接續(xù)的步驟，通常應(yīng)用跟蹤的類似或相同算法。 跟蹤限定了在接收期間連續(xù)調(diào)節(jié)時(shí)間窗的任務(wù)，以使時(shí)間窗保持在其最佳位置。時(shí)間跟蹤對(duì)于總系統(tǒng)性能來說是至關(guān)重要的。對(duì)于0FDM，提出了多種時(shí)間跟蹤方法?，F(xiàn)有方法可以分組為數(shù)據(jù)輔助和非數(shù)據(jù)輔助跟蹤以及預(yù)DFT或后DFT時(shí)間跟蹤。數(shù)據(jù)輔助跟蹤利用OFDM中已知的符號(hào)，例如參考符號(hào)，也稱作導(dǎo)頻符號(hào)或前同步碼，而非數(shù)據(jù)輔助跟蹤利用信號(hào)的相關(guān)特性。在目的在于連續(xù)接收的DVB-T中，標(biāo)準(zhǔn)并未限定任何前同步碼。參考符號(hào)包含在復(fù)用、定義了每12個(gè)載波的所謂離散導(dǎo)頻的標(biāo)準(zhǔn)、以及在固定載波位置處存在的較少數(shù)目的連續(xù)導(dǎo)頻中。這些導(dǎo)頻符號(hào)僅在DFT之后以及僅在已建立某一粗略時(shí)間同步之后可用。因此， DVB-T/H的大多數(shù)初始時(shí)間同步算法使用OFDM符號(hào)與其循環(huán)擴(kuò)展的自相關(guān)特性來進(jìn)行粗略符號(hào)時(shí)間估計(jì)，然后依靠導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行精細(xì)時(shí)間同步和跟蹤。發(fā)現(xiàn)使用自相關(guān)特性的一些基于時(shí)域的預(yù)DFT時(shí)間跟蹤技術(shù)需要相對(duì)長的平均時(shí)間來產(chǎn)生合適的結(jié)果。另一缺點(diǎn)是在獲取了信號(hào)之后在接收機(jī)中的任何地方都不需要這些類型的計(jì)算。此外，在繁重多路下性能并不令人滿意。其他已知方法目的在于進(jìn)一步改善典型地用于粗略時(shí)間同步的基于時(shí)域相關(guān)的方法。已知基于后DFT的時(shí)間跟蹤的兩種基本方法都使用信道傳遞函數(shù)的估計(jì)在第一方法中，利用IDFT將所估計(jì)的信道傳遞函數(shù)傳遞回時(shí)域中，以根據(jù)所估計(jì)的信道傳遞函數(shù)得到信道脈沖響應(yīng)的估計(jì)。此后，對(duì)所估計(jì)的信道脈沖相應(yīng)執(zhí)行能量搜索。 然而，該方法計(jì)算量大并且需要附加的存儲(chǔ)器。因此，另基于后DFT的時(shí)間跟蹤的另一種方法是計(jì)算離散導(dǎo)頻之間的平均相位差，從而估計(jì)信道傳遞函數(shù)的均值斜率。這基于DFT的以下特性時(shí)域的延遲與相位相對(duì)應(yīng)，相位與載波指數(shù)成正比并且與時(shí)域的延遲成正比。因此，在單路信道中，可以根據(jù)斜率來直接估計(jì)時(shí)間延遲。例如，在^ung-Jae Ryu、Dong-Seog Han的"Timing phaseestimator overcoming Rayleigh fading for OFDM systems " , IEEE Trans. Consumer Electronics,vol. 47,issue 3. Aug 2001,pp.370-377 禾口 Hou-Shin Chen>Yumin Lee 白勺"Novel sampling clock offset estimation forDVB-T OFDM" , Proc. IEEE VTC 2003-Fall, vol. 4，pp. 2272-2276 中描述了這種算法。已發(fā)現(xiàn)使用信道傳遞函數(shù)斜率的均值估計(jì)的這種簡單的方法在低延遲散布的信道中給出滿意結(jié)果，但在如單頻率網(wǎng)絡(luò)(SFN)中可能遇到的繁重多路條件下并沒有給出合適的結(jié)果。所作試驗(yàn)顯示這種方法在SFN的保護(hù)間隔中沒有通過測(cè)試。一個(gè)原因是基于簡單的導(dǎo)頻相位斜率的估計(jì)器目標(biāo)在于將信道脈沖響應(yīng)的重心移至特定位置。然而，如果信道脈沖響應(yīng)比二分之一保護(hù)間隔長，則這種簡單方法實(shí)質(zhì)上會(huì)導(dǎo)致將強(qiáng)路徑拉入保護(hù)間隔的中間而更小的路徑移出保護(hù)窗，從而引起符號(hào)間干擾。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種改進(jìn)的后DFT算法，用于在OFDM接收機(jī)中估計(jì)時(shí)間跟蹤誤差，例如以允許甚至在單頻率網(wǎng)絡(luò)中的有效時(shí)間跟蹤。本發(fā)明的更具體地的目的是設(shè)計(jì)一種用于OFDM接收機(jī)的時(shí)間跟蹤算法，支持更長的信道脈沖響應(yīng)而不引起符號(hào)間干擾。通過如權(quán)利要求1所述的算法以及如權(quán)利要求13或權(quán)利要求14所述的電路設(shè)備實(shí)現(xiàn)了該目的。根據(jù)本發(fā)明的用于正交頻分復(fù)用(OFDM)接收機(jī)的基于參考符號(hào)的時(shí)間同步跟蹤算法對(duì)DFT輸出矢量進(jìn)行操作，并且計(jì)算方向的指示，其中，應(yīng)當(dāng)向所述方向移位OFDM符號(hào)計(jì)時(shí)，OFDM符號(hào)計(jì)時(shí)是根據(jù)移位方向通過增大或減小在DFT輸入塊之間去除的采樣的數(shù)目
6(即，去除的保護(hù)間隔塊長度增大或減小)來移位的。備選的，執(zhí)行離散時(shí)間移位以適配計(jì)時(shí)，可以控制ADC時(shí)鐘或可以控制采樣速率轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換比以改變計(jì)時(shí)。針對(duì)多個(gè)后續(xù)OFDM符號(hào)中的每一個(gè)在等距離頻率位置確定多個(gè)頻率相關(guān)，將得到的頻率相關(guān)線性組合以得到時(shí)間同步偏移指示。根據(jù)本發(fā)明的方法可以被看作是上述^ung-Jae Ryu、Dong-SeogHan和Hou-Shin Chen, Yumin Lee的基于簡單導(dǎo)頻相位斜率的估計(jì)器的增強(qiáng)。與這些基于斜率的估計(jì)器不同，根據(jù)本發(fā)明的估計(jì)器的目標(biāo)在于在特定時(shí)間極限內(nèi)保持信道脈沖能量而并非目的在于將信道脈沖響應(yīng)的重心移至特定位置。具體對(duì)于一端具有很多能量而另一端具有很少能量的長信道脈沖響應(yīng)來說，根據(jù)本發(fā)明的方法是有益的。本發(fā)明的方法有利地支持更長的信道脈沖響應(yīng)而不引起符號(hào)間干擾。


參考附圖，根據(jù)以下僅以示例的方式給出的特定實(shí)施例的詳細(xì)描述，本發(fā)明的附加特征和優(yōu)點(diǎn)將是顯而易見的，附圖中圖1示出了具有時(shí)間跟蹤指示器單元的OFDM接收機(jī)電路的簡化框圖；圖2更詳細(xì)示出了根據(jù)本發(fā)明的圖1的時(shí)間跟蹤單元第一優(yōu)選實(shí)施例；圖3示出了對(duì)于DVB-T、ETSI EN 300744的情況在導(dǎo)頻位置處的導(dǎo)頻符號(hào)結(jié)構(gòu)和信道估計(jì)；圖4示出了在時(shí)域中根據(jù)本發(fā)明應(yīng)用于頻率相關(guān)的加權(quán)濾波器的響應(yīng)；圖5示出了用于對(duì)計(jì)時(shí)進(jìn)行移位的時(shí)間跟蹤指示器塊的指示；圖6示出了在混合實(shí)現(xiàn)方式中根據(jù)本發(fā)明的具有時(shí)間跟蹤指示器單元的OFDM接收機(jī)電路的第二優(yōu)選實(shí)施例的簡化框圖；圖7更詳細(xì)示出了根據(jù)本發(fā)明的圖6的時(shí)間跟蹤單元；圖8示出了采用DFT采樣提取時(shí)間的、圖6和圖7所示的根據(jù)本發(fā)明的方法的實(shí)現(xiàn)示例的詳細(xì)框圖；圖9示出了經(jīng)由采樣速率轉(zhuǎn)換器對(duì)采樣頻率進(jìn)行控制的、根據(jù)圖6和7的本發(fā)明方法的另一實(shí)現(xiàn)示例的詳細(xì)框圖；圖10示出了經(jīng)由采樣時(shí)鐘振蕩器對(duì)采樣頻率進(jìn)行控制的、根據(jù)圖6和7的本發(fā)明方法的另一實(shí)現(xiàn)示例的詳細(xì)框圖。在附圖中，相同或等同的組件以等同的參考數(shù)字來表示，其中，對(duì)于相似或等同的單元，參考數(shù)字的后兩位相同。
具體實(shí)施例方式圖1示出了 OFDM接收機(jī)的一部分的簡化示意框圖，其中，可以并入根據(jù)本發(fā)明所提出的時(shí)間跟蹤。從接收到的復(fù)合數(shù)字基帶信號(hào)中提取與DFT長度相同的塊，利用與OFDM 保護(hù)間隔一樣長的未使用的塊將這些與DFT長度相同的塊分開(110)。對(duì)每個(gè)有用的塊進(jìn)行DFT處理(120)，每次處理在頻域中產(chǎn)生接收數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻符號(hào)的矢量。導(dǎo)頻符號(hào)是已知的傳輸符號(hào)，將導(dǎo)頻符號(hào)提供至接收機(jī)以實(shí)現(xiàn)包括信道估計(jì)(150)在內(nèi)的各種參數(shù)估計(jì)任務(wù)。計(jì)算出的一個(gè)DFT輸出矢量的信道估計(jì)用于對(duì)該矢量的數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行均衡。將均衡后的符號(hào)饋送至QAM去映射器(140)并最終饋送至解碼器。圖2更詳細(xì)示出了根據(jù)本發(fā)明提出的時(shí)間跟蹤方法的第一優(yōu)選實(shí)施例的框圖。提取(161)DFT輸出矢量中的導(dǎo)頻符號(hào)并使用該導(dǎo)頻符號(hào)來計(jì)算在相應(yīng)的導(dǎo)頻符號(hào)位置處的信道傳遞函數(shù)估計(jì)(162)。為了說明導(dǎo)頻符號(hào)提取的示例，圖3示出了離散導(dǎo)頻的DVB-T圖案。除了直接根據(jù)當(dāng)前OFDM符號(hào)的導(dǎo)頻來估計(jì)信道傳遞函數(shù)以外，還可以使用時(shí)間方向上的內(nèi)插來計(jì)算除了當(dāng)前OFDM符號(hào)的導(dǎo)頻位置以外的其他位置處的信道傳遞函數(shù)估計(jì)，圖3 中也示出了這一點(diǎn)。然后，以特定的小頻率偏移集合，使用所述位置處的信道傳遞函數(shù)估計(jì)來計(jì)算頻率方向上的自相關(guān)函數(shù)(163)；僅需要這些相關(guān)的虛部。計(jì)算得到的相關(guān)值集合的加權(quán)和 (164)，得到標(biāo)量值。該值指示計(jì)時(shí)應(yīng)當(dāng)被移位至的位置。計(jì)算時(shí)間方向上的多個(gè)平均，值的符號(hào)指示要執(zhí)行的下一次時(shí)間移位操作的方向。在算法的最簡單形式中，時(shí)間移位的量是恒定的(即，構(gòu)成預(yù)先設(shè)置的值)，但是可以使用指示器輸出的絕對(duì)值來控制時(shí)間移位的量。加權(quán)系數(shù)有效地限定了高通濾波器，圖4中示出了該高通濾波器的頻率響應(yīng)。還應(yīng)注意，該濾波器應(yīng)用于頻率相關(guān)值，所以濾波器“頻率響應(yīng)”是相對(duì)于時(shí)間位置而給出的。 該加權(quán)濾波器傳遞函數(shù)的形狀描述了中間具有平坦部分的S形曲線。換言之，所采用的加權(quán)圖案包括兩邊是相應(yīng)單調(diào)遞減(m. d.)的部分，中央部分是單調(diào)遞增(m. i.)的，其中單調(diào)遞增部分包括長度比相應(yīng)OFDM符號(hào)的保護(hù)間隔的長度略小的實(shí)質(zhì)上恒定的部分。在圖4 所示的優(yōu)選實(shí)施例中，加權(quán)圖案的實(shí)質(zhì)上恒定的部分是零區(qū)域。零區(qū)域確定了允許信道脈沖響應(yīng)信道脈沖響應(yīng)具有能量的時(shí)間范圍。如果信道脈沖響應(yīng)的一些能量下降到平坦區(qū)域以下，如圖5所示，則所估計(jì)的指示將指示對(duì)計(jì)時(shí)進(jìn)行移位使得所有能量都落入零區(qū)域中?？梢砸詳?shù)學(xué)方式如下表達(dá)上述考慮令F( ·)表示傅里葉變換，F(xiàn)1 ( ·)表示逆傅里葉變換。信道脈沖響應(yīng)h(t)是信道傳遞函數(shù)H(f)的逆傅里葉變換h(t) = F'l(H(f)) H{f) = F(h(t))因此，平方信道脈沖響應(yīng)是信道傳遞函數(shù)的自相關(guān)函數(shù)的逆傅里葉變換I h (t) 12 = h (t) · h* (t) = F—1 (H (f) *H* (-f))加權(quán)平方信道脈沖響應(yīng)上的積分在頻域中與信道傳遞函數(shù)的加權(quán)自相關(guān)函數(shù) (ACF)的積分相對(duì)應(yīng)，/ h ⑴· h* (t) · w (t) dt = / [H (f) *H* (-f) ] · W (f) df其中對(duì)該自相關(guān)應(yīng)用的加權(quán)是應(yīng)用于脈沖響應(yīng)的加權(quán)的傅里葉變換W {f) = F(w{t)) ^ w(t) = F-1^V {/))應(yīng)用于平方脈沖響應(yīng)的加權(quán)w(t)具有如圖4所示的形狀，因此，對(duì)信道傳遞函數(shù) W(f)的ACF應(yīng)用的加權(quán)的形狀是以時(shí)域表示的圖4所示的加權(quán)圖案的傅里葉變換。從圖4 和圖5可以看出，該加權(quán)函數(shù)上的信道傳遞函數(shù)W(f)的ACF的評(píng)估產(chǎn)生了方向的指示，其中向所述方向移位所述計(jì)時(shí)以便使信道脈沖響應(yīng)的所有能量位于加權(quán)濾波器響應(yīng)的零部分中I = f [H(f)*H*(-f)] · w (f) df
值I的標(biāo)記指示移位計(jì)時(shí)的方向。在給出上述考慮的情況下，將使用以下注釋參考圖2來詳細(xì)描述本發(fā)明的方法的實(shí)施例c(l,k)在IDFT之前發(fā)送的符號(hào)y(l，k):在DFT輸出處接收的符號(hào)1 時(shí)間方向上的OFDM符號(hào)指數(shù)k 頻率方向上的OFDM子載波指數(shù)H(l，k)所估計(jì)的信道傳遞函數(shù)值采用所提取的導(dǎo)頻符號(hào)，在導(dǎo)頻位置計(jì)算(16 直接信道估計(jì)，其中通過如圖3所示的導(dǎo)頻圖案來確定可應(yīng)用的對(duì)(l，k)Hdirect(l,k) = y(l,k)/c(l,k)進(jìn)一步，計(jì)算時(shí)間內(nèi)插信道估計(jì)，其中，根據(jù)圖3所示的導(dǎo)頻圖案確定可用的對(duì) (l，k) Hmierp(^k) =. Hdirec, (l — ^k)
neO其中，0是在可以進(jìn)行直接信道估計(jì)的時(shí)間方向上可用的偏移位置集合，％是內(nèi)插系數(shù)集合。必須選擇OFDM符號(hào)內(nèi)直接和時(shí)間內(nèi)插信道估計(jì)的組合的集合H(l，kchannel)，使得所使用的導(dǎo)頻估計(jì)在頻率方向上等距離隔開(所有整數(shù))kchannel = k0+n 'KVne In1, η^Ι, 1^+2，· · · , η2}其中，K是可以進(jìn)行信道估計(jì)的兩個(gè)相鄰頻率位置之間間隔的常數(shù)，k0是常數(shù)偏移。優(yōu)選地，K被選擇為小于DFT長度與保護(hù)間隔長度之比。隨后，對(duì)于少量的值η e {1，2，. . . nc}，針對(duì)OFDM符號(hào)1計(jì)算(163)頻率相關(guān)C(l, η)=-----Ψ} {η{1, k0+m-K)-H* (/, k0+(m + n)· i)}
\+n2-n-n ,=,,丨計(jì)算(164)加權(quán)頻率相關(guān)之和，S{l)='iw{n)-C{l,n),其中，W(η)是關(guān)于如圖4所示和以上描述的頻率響應(yīng)的加權(quán)圖案，該加權(quán)圖案確定了應(yīng)當(dāng)定位脈沖響應(yīng)能量的時(shí)間間隔。針對(duì)多個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)重復(fù)步驟162至164，在時(shí)間方向上對(duì)計(jì)算出的和求平均產(chǎn)生了指示器I = -^-T-ZS(I),
1 + Z2 - /, /=/,可以從該指示器中提取標(biāo)記，所述標(biāo)記給出了要執(zhí)行計(jì)時(shí)移位的方向。還可以顛倒加權(quán)和求平均的步驟，S卩，首先計(jì)算針對(duì)多個(gè)后續(xù)導(dǎo)頻符號(hào)而得到的頻率相關(guān)集合中的每個(gè)頻率相關(guān)的平均，然后根據(jù)平均后的頻率相關(guān)來確定加權(quán)和以得到指示器。這種加權(quán)和求平均過程有效地構(gòu)成了針對(duì)得到的頻率相關(guān)的線性組合操作，其中僅使用非零權(quán)重。在根據(jù)本發(fā)明的方法的另一實(shí)施例中，可以在圖1中以130表示的OFDM接收機(jī)的信道估計(jì)單元內(nèi)實(shí)現(xiàn)結(jié)合圖2來描述的時(shí)間跟蹤單元的一部分。在這種情況下，時(shí)間跟蹤單元的簡化實(shí)現(xiàn)方式在直接來自于圖6所示的信道估計(jì)器650的導(dǎo)頻位置處進(jìn)行估計(jì)，時(shí)間跟蹤指示器單元660從而縮減為如圖7所示，其中，如以上結(jié)合圖2的塊163至166所描述的來應(yīng)用相同的原理。圖8、9和10示出了用于采用所述時(shí)間跟蹤方法來實(shí)現(xiàn)DFT窗移位的不同實(shí)施例。 這三個(gè)示例的共同之處是時(shí)間跟蹤指示器功能。圖8至10所示的每個(gè)實(shí)施例基于圖6和 7的合并的信道估計(jì)器/時(shí)間跟蹤指示器。然而，必須意識(shí)到，這些實(shí)施例中的每個(gè)實(shí)施例都可以等同地與圖1和2的時(shí)間跟蹤方法相結(jié)合使用，其中圖1和2的時(shí)間跟蹤方法與信道估計(jì)分開地執(zhí)行時(shí)間跟蹤指示器確定。在任何情況下，DFT單元620、數(shù)據(jù)均衡單元630、 符號(hào)去映射單元640、和信道估計(jì)單元650與結(jié)合圖1和6描述的那些單元相同或等同，從而不再重復(fù)對(duì)這些單元的描述。與這三種實(shí)現(xiàn)示例不同之處是在時(shí)間跟蹤回路內(nèi)控制計(jì)時(shí)調(diào)節(jié)的方法。在圖8中，通過直接改變?cè)谟糜谔崛FT輸入采樣的DFT采樣提取單元805中的時(shí)間位置來執(zhí)行計(jì)時(shí)調(diào)節(jié)。根據(jù)在單元660中確定的時(shí)間跟蹤指示器來增大或減小所丟棄的OFDM循環(huán)前綴的長度，以修改計(jì)時(shí)。在該設(shè)備中，回路濾波器870是理想的積分器，該積分器將提前/推遲信息轉(zhuǎn)換成絕對(duì)時(shí)間位置。在該實(shí)施例中，采樣時(shí)鐘產(chǎn)生器810所產(chǎn)生的用于A/D轉(zhuǎn)換器802的采樣時(shí)鐘保持在固定頻率。此外，圖9的設(shè)備包含采樣速率轉(zhuǎn)換器904。通過在特定的時(shí)間段內(nèi)略微改變轉(zhuǎn)換率，提取DFT采樣的時(shí)間位置將被緩慢移位。這里，回路濾波器970將來自時(shí)間跟蹤指示器 960的提前/推遲信息轉(zhuǎn)換成采樣頻率偏移值，在特定的時(shí)間量內(nèi)對(duì)采樣速率轉(zhuǎn)換器904應(yīng)用該采樣頻率偏移值以對(duì)計(jì)時(shí)進(jìn)行移位。圖10的設(shè)備不包括采樣速率轉(zhuǎn)換器但是使用與圖9中相類似的控制機(jī)制。使用來自在時(shí)間跟蹤指示器1060之后的回路濾波器1070的頻率偏移信息在采樣時(shí)鐘產(chǎn)生器1001 中直接修改A/D轉(zhuǎn)換器1002的采樣時(shí)鐘，而不是改變采樣速率轉(zhuǎn)換器中的轉(zhuǎn)化率。
權(quán)利要求
1.一種在正交頻分復(fù)用OFDM接收機(jī)中進(jìn)行時(shí)間同步跟蹤的方法，所述方法包括得到DFT輸出矢量；使用從DFT輸出矢量提取的參考符號(hào)來確定采樣計(jì)時(shí)偏移指示；以及使用所確定的指示來適配OFDM符號(hào)計(jì)時(shí)；其中，所述方法特征在于，所述確定步驟包括以下步驟(a)針對(duì)第一OFDM符號(hào)，使用所述參考符號(hào)估計(jì)(162 ；650)在等距離頻率位置處的信道傳遞函數(shù)；(b)針對(duì)所述OFDM符號(hào)，確定針對(duì)所述等距離頻率位置的多個(gè)頻率相關(guān)；(c)針對(duì)多個(gè)后續(xù)OFDM符號(hào)重復(fù)步驟(a)和(b)；(d)對(duì)在步驟(a)至(c)中得到的針對(duì)多個(gè)OFDM符號(hào)的多個(gè)頻率相關(guān)進(jìn)行線性組合， 以得到采樣時(shí)鐘偏移指示，其中所述線性組合僅使用非零權(quán)重。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，步驟⑷包括對(duì)于在步驟(b)和(c)中針對(duì)多個(gè)OFDM符號(hào)而確定的頻率相關(guān)的每個(gè)集合，利用加權(quán)圖案對(duì)多個(gè)所確定的頻率相關(guān)進(jìn)行加權(quán)并計(jì)算加權(quán)后的頻率相關(guān)之和(164 ；664)，然后對(duì)針對(duì)所述多個(gè)OFDM符號(hào)而得到的和求平均，以得到采樣時(shí)鐘偏移指示(165 ；665)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，步驟(d)包括對(duì)在步驟(b)和(c)中針對(duì)多個(gè) OFDM符號(hào)而確定的多個(gè)頻率相關(guān)的每個(gè)集合求平均，然后利用加權(quán)圖案對(duì)多個(gè)求平均后的頻率相關(guān)進(jìn)行加權(quán)并計(jì)算求平均及加權(quán)后的頻率相關(guān)之和，以得到采樣時(shí)鐘偏移指示。根據(jù)權(quán)利要求1至3中任一項(xiàng)所述的方法，其中，步驟(a)中的等距離頻率位置包括直接估計(jì)的參考符號(hào)和時(shí)間內(nèi)插的參考符號(hào)的組合集合，所述直接估計(jì)的參考符號(hào)和時(shí)間內(nèi)插的參考符號(hào)被等距離布置在頻率位置行格內(nèi)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任一項(xiàng)所述的方法，其中，等距離頻率位置的間隔比DFT窗的長度與OFDM符號(hào)的保護(hù)間隔的長度之比小。根據(jù)權(quán)利要求1至5中任一項(xiàng)所述的方法，其中，步驟(c)中使用的加權(quán)圖案包括以時(shí)域表示的單調(diào)遞增部分以及單調(diào)遞增部分兩邊相應(yīng)的單調(diào)遞減部分，所述單調(diào)遞增部分包括實(shí)質(zhì)零部分，所述實(shí)質(zhì)零部分具有比OFDM符號(hào)的保護(hù)間隔的長度略小的長度。
5.根據(jù)權(quán)利要求1至6中任一項(xiàng)所述的方法，其中，適配OFDM符號(hào)計(jì)時(shí)包括從采樣時(shí)鐘偏移指示中提取標(biāo)記，以及在與所述標(biāo)記相反的方向上移位OFDM符號(hào)計(jì)時(shí)。
6.根據(jù)權(quán)利要求7所述的方法，其中，移位的量是所確定的采樣時(shí)鐘偏移指示的絕對(duì)值的函數(shù)。
7.根據(jù)權(quán)利要求7所述的方法，其中，移位的量是預(yù)先設(shè)置的值。
8.根據(jù)權(quán)利要求1至9中任一項(xiàng)所述的方法，其中，移位步驟包括根據(jù)在DFT采樣提取單元中確定的時(shí)間跟蹤指示器來增大或減小所丟棄的OFDM循環(huán)前綴的長度，同時(shí)使A/D 轉(zhuǎn)換器采樣時(shí)鐘恒定保持在固定頻率。
9.根據(jù)權(quán)利要求1至9中任一項(xiàng)所述的方法，其中，移位步驟包括在特定時(shí)間量內(nèi)向 OFDM接收機(jī)的采樣速率轉(zhuǎn)換器應(yīng)用采樣頻率偏移值。
10.根據(jù)權(quán)利要求1至9中任一項(xiàng)所述的方法，其中，移位步驟包括在特定時(shí)間量內(nèi)修改OFDM接收機(jī)的A/D轉(zhuǎn)換器的采樣時(shí)鐘。
11.一種正交頻分復(fù)用OFDM接收機(jī)電路設(shè)備，包括保護(hù)間隔去除單元(110)，用于從接收到的復(fù)合數(shù)字基帶信號(hào)中提取與DFT長度相同的塊；DFT單元(120)，用于在頻域中產(chǎn)生接收到的數(shù)據(jù)和參考符號(hào)的矢量； 信道估計(jì)單元(150)，用于計(jì)算DFT輸出矢量的信道估計(jì)； 數(shù)據(jù)均衡單元(130)，使用信道估計(jì)來均衡DFT輸出矢量的數(shù)據(jù)符號(hào)； 符號(hào)去映射單元(140)，用于從數(shù)據(jù)符號(hào)中得到軟比特；以及時(shí)間跟蹤指示器單元(160)，使用從DFT輸出矢量中提取的參考符號(hào)來確定采樣時(shí)鐘偏移指示；其特征在于，所述時(shí)間跟蹤指示器單元(160)還用于(a)針對(duì)第一OFDM符號(hào)，使用所述參考符號(hào)估計(jì)在等距離頻率位置處的信道傳遞函數(shù)；(b)針對(duì)所述OFDM符號(hào)，確定所述等距離頻率位置的多個(gè)頻率相關(guān)；(c)針對(duì)多個(gè)后續(xù)OFDM符號(hào)重復(fù)步驟(a)和(b)；(d)對(duì)在步驟(a)至(c)中得到的多個(gè)OFDM符號(hào)的多個(gè)頻率相關(guān)進(jìn)行線性組合，以得到采樣時(shí)鐘偏移指示，其中，所述線性組合僅使用非零權(quán)重。
12.一種正交頻分復(fù)用OFDM接收機(jī)電路設(shè)備，包括保護(hù)間隔去除單元(610)，用于從接收到的復(fù)合數(shù)字基帶信號(hào)中提取與DFT長度相同的塊；DFT單元(620)，用于在頻域中產(chǎn)生接收到的數(shù)據(jù)和參考符號(hào)的矢量； 信道估計(jì)單元(650)，用于計(jì)算DFT輸出矢量的信道估計(jì)； 數(shù)據(jù)均衡單元(630)，使用信道估計(jì)來均衡DFT輸出矢量的數(shù)據(jù)符號(hào)； 符號(hào)去映射單元(640)，用于從數(shù)據(jù)符號(hào)中得到軟比特；以及時(shí)間跟蹤指示器單元(660)，使用從DFT輸出矢量中提取的參考符號(hào)來確定采樣時(shí)鐘偏移指示；其特征在于，所述時(shí)間跟蹤指示器單元(660)還用于(a)針對(duì)第一OFDM符號(hào)，從信道估計(jì)單元(650)得到等距離頻率位置的信道估計(jì)；(b)針對(duì)所述OFDM符號(hào)，確定所述等距離頻率位置的多個(gè)頻率相關(guān)；(c)針對(duì)多個(gè)后續(xù)OFDM符號(hào)重復(fù)(a)和(b)；(d)對(duì)在(a)至(c)中得到的多個(gè)OFDM符號(hào)的多個(gè)頻率相關(guān)進(jìn)行線性組合，以得到采樣時(shí)鐘偏移指示，其中，所述線性組合僅使用非零權(quán)重。
13.根據(jù)權(quán)利要求13或權(quán)利要求14所述的接收機(jī)電路設(shè)備，其中，時(shí)間跟蹤指示器單元(160 ；660)所述(d)還包括對(duì)于在(b)和(c)中針對(duì)多個(gè)OFDM符號(hào)而確定的頻率相關(guān)的每個(gè)集合，利用加權(quán)圖案對(duì)多個(gè)所確定的頻率相關(guān)進(jìn)行加權(quán)并計(jì)算加權(quán)后的頻率相關(guān)之和，然后對(duì)所述多個(gè)OFDM符號(hào)得到的和求平均，以得到采樣時(shí)鐘偏移指示。
14.根據(jù)權(quán)利要求13或權(quán)利要求14所述的接收機(jī)電路設(shè)備，其中，時(shí)間跟蹤指示器單元(160 ；660)所述(d)還包括對(duì)在(b)和(c)中針對(duì)多個(gè)OFDM符號(hào)而確定的多個(gè)頻率相關(guān)的每個(gè)求平均，然后利用加權(quán)圖案對(duì)多個(gè)求平均后的頻率相關(guān)進(jìn)行加權(quán)并計(jì)算求平均且加權(quán)后的頻率相關(guān)之和，以得到采樣時(shí)鐘偏移指示。
15.根據(jù)權(quán)利要求13至16中任一項(xiàng)所述的接收機(jī)電路設(shè)備，其中，時(shí)間跟蹤指示器單元(160 ；660)將直接估計(jì)的參考符號(hào)和時(shí)間內(nèi)插的參考符號(hào)的組合集合用作(a)中的等距離頻率位置，所述直接估計(jì)的參考符號(hào)和時(shí)間內(nèi)插的參考符號(hào)被等距離布置在頻率位置行格內(nèi)。
16.根據(jù)權(quán)利要求13至17中任一項(xiàng)所述的接收機(jī)電路設(shè)備，其中，等距離頻率位置的間隔比DFT窗的長度與OFDM符號(hào)的保護(hù)間隔的長度之比小。
17.根據(jù)權(quán)利要求13至18中任一項(xiàng)所述的接收機(jī)電路設(shè)備，其中，時(shí)間跟蹤指示器單元(160 ；660)將在時(shí)域表示中包含以下項(xiàng)目的圖案用作(c)中使用的加權(quán)圖案單調(diào)遞增部分以及單調(diào)遞增部分兩邊相應(yīng)的單調(diào)遞減部分，所述單調(diào)遞增部分包括實(shí)質(zhì)零部分，所述實(shí)質(zhì)零部分具有比OFDM符號(hào)的保護(hù)間隔的長度略小的長度。
18.根據(jù)權(quán)利要求13至19中任一項(xiàng)所述的接收機(jī)電路設(shè)備，其中，時(shí)間跟蹤指示器單元(160 ；660)還從采樣時(shí)鐘偏移指示中提取標(biāo)記。
19.根據(jù)權(quán)利要求19所述的接收機(jī)電路設(shè)備，還包括DFT采樣提取單元(80 和回路濾波器(870)，所述回路濾波器(870)適于根據(jù)所提取的標(biāo)記來產(chǎn)生時(shí)間位置信號(hào)，以改變采樣提取單元內(nèi)的時(shí)間位置，從而調(diào)節(jié)計(jì)時(shí)。
20.根據(jù)權(quán)利要求19所述的接收機(jī)電路設(shè)備，還包括采樣速率轉(zhuǎn)換器(904)、DFT采樣提取單元(90 和回路濾波器(970)，所述回路濾波器(970)適于根據(jù)所提取的標(biāo)記來產(chǎn)生采樣頻率偏移信號(hào)并將所述采樣頻率偏移信號(hào)應(yīng)用到采樣速率轉(zhuǎn)換器，以改變采樣速率轉(zhuǎn)換器的采樣頻率，從而調(diào)節(jié)計(jì)時(shí)。
21.根據(jù)權(quán)利要求19所述的接收機(jī)電路設(shè)備，還包括DFT采樣提取單元(1005)、采樣時(shí)鐘產(chǎn)生器(1001)、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(100 以及回路濾波器(1070)，所述回路濾波器(1070) 根據(jù)所提取的標(biāo)記來產(chǎn)生采樣頻率偏移信號(hào)并將所述采樣頻率偏移信號(hào)應(yīng)用至采樣時(shí)鐘產(chǎn)生器，以改變采樣時(shí)鐘產(chǎn)生器的采樣頻率，從而調(diào)節(jié)計(jì)時(shí)。
全文摘要
描述了一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)接收機(jī)中進(jìn)行時(shí)間同步跟蹤的方法，所述方法包括以下步驟得到DFT輸出矢量；使用從DFT輸出矢量提取的參考符號(hào)來確定采樣計(jì)時(shí)偏移指示；以及使用所確定的指示來適配OFDM符號(hào)。為了提供一種改進(jìn)的后DFT算法，該算法用于在OFDM接收機(jī)中估計(jì)時(shí)間跟蹤誤差以便例如允許甚至在單頻率網(wǎng)絡(luò)中的有效時(shí)間跟蹤，以及更具體地，為了設(shè)計(jì)一種用于OFDM接收機(jī)的、支持更長的信道脈沖響應(yīng)而不引起符號(hào)間干擾的時(shí)間跟蹤算法，所述確定步驟包括以下步驟(a)針對(duì)第一OFDM符號(hào)，使用所述參考符號(hào)估計(jì)(162)在等距離頻率位置處的信道傳遞函數(shù)；(b)針對(duì)所述OFDM符號(hào)，以特定的小頻率偏移集合，確定(163)信道傳遞函數(shù)的多個(gè)自相關(guān)；(c)針對(duì)多個(gè)后續(xù)OFDM符號(hào)重復(fù)步驟(a)和(b)；(d)對(duì)在步驟(a)至(c)中得到的針對(duì)多個(gè)OFDM符號(hào)的多個(gè)自相關(guān)進(jìn)行線性組合(164，165)，以得到采樣時(shí)鐘偏移指示，其中所述線性組合僅使用非零權(quán)重。還描述了一種執(zhí)行該方法的正交頻分復(fù)用(OFDM)接收機(jī)電路設(shè)備。
文檔編號(hào)H04L27/26GK102318304SQ200980102614
公開日2012年1月11日 申請(qǐng)日期2009年1月12日 優(yōu)先權(quán)日2008年1月22日
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