專利名稱：一種適用于ofdm系統(tǒng)的信道質(zhì)量測量方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種適用于OFDM系統(tǒng)的信道質(zhì)量測量方法，特別是涉及一種適用于 S02.16e基站接收機的信道質(zhì)量測量方法。
背景技術(shù)：
OFDM是一種多載波技術(shù)，它的多載波調(diào)制和解調(diào)是通過離散傅立葉反變換(IDFT) 和離散傅立葉變換(DFT)實現(xiàn)的。在OFDM系統(tǒng)中，雖然子信道頻譜是重疊的，但由 于子載波的正交特性，信號頻譜在子載波頻率處正好沒有信道間干擾，因此可采用離散 傅立葉變換實現(xiàn)解調(diào)，提高了信道利用率。在OFDM系統(tǒng)(如WiMAX IEEE 802.16e) 中，可以結(jié)合AMC/HARQ/MIMO/AAS等技術(shù)，提供更高的網(wǎng)絡(luò)容量、更好的網(wǎng)絡(luò)覆蓋。
其中自適應(yīng)調(diào)制編碼技術(shù)(AMC， Adaptive modulation and coding)可以增強時變信 道中信號的魯棒性和傳輸效率。其基本原理是基站接收機利用所接收到的信號對上行 信道的某些指標(biāo)(如CINR， RSSI等)進行測量，從而估算出當(dāng)前信道的質(zhì)量，并將質(zhì) 量信息反饋給發(fā)射機，發(fā)射機根據(jù)這些信息所描述的信道特性自動調(diào)整發(fā)射信號的調(diào)制 編碼方式，在保證傳輸正確性的前提下盡可能提高信道利用率。
如果發(fā)射機不能根據(jù)當(dāng)前信道質(zhì)量實時改變調(diào)制編碼方式，只能以某種固定的方式 發(fā)射數(shù)據(jù)，那么為了保證發(fā)射信號在信道質(zhì)量惡劣的情況下也能準(zhǔn)確的發(fā)送數(shù)據(jù)，就需 要將發(fā)射機的發(fā)射信號固定在相對低階的調(diào)制編碼方式上(如QPSK1/2),以降低傳輸速 率為代價換取傳輸?shù)恼_性。例如信道的瑞利衰落最多可以造成信號30dB的能量損失， 如果要保證信號的傳輸質(zhì)量，就必須以最差的信道情況為標(biāo)準(zhǔn)設(shè)定調(diào)制編碼方式，當(dāng)信 道質(zhì)量變好的時候，低階調(diào)制編碼方式就對頻譜資源造成的極大浪費，大大降低了頻譜 的利用性。因此，在無線通信系統(tǒng)中應(yīng)用AMC技術(shù)，讓發(fā)射機根據(jù)信道質(zhì)量改變調(diào)制 編碼方式，既保證了傳輸?shù)臏?zhǔn)確性，又最大限度的提高了頻譜的利用率。
信道質(zhì)量測量是AMC技術(shù)當(dāng)中的關(guān)鍵環(huán)節(jié)，要調(diào)整發(fā)射機的調(diào)制編碼方式，接收 機必須快速準(zhǔn)確的評估出當(dāng)前的信道質(zhì)量，這樣就需要為接收機設(shè)計一種測量方法，從 接收的信號中測量出可以描述信道質(zhì)量的CINR和RSSI等參數(shù)指標(biāo)。其中CINR (carrier-to-interference-and-noise ratio)表示接收機接收到的信號子載波的強度與噪聲強 度的比值；RSSI (receive signal strength indicator)表示接收信號的功率密度譜。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提出一種適用OFDM系統(tǒng)的信道質(zhì)量測量方法。通過該方法，可以 使用DSP芯片快速準(zhǔn)確的測量出當(dāng)前信道的質(zhì)量。該測量方法涉及CINR和RSSI兩個 信道參數(shù)的測量方法。
本發(fā)明提供了一種適用于OFDM系統(tǒng)的信道質(zhì)量測量方法，其包括步驟(1)利用 信道兩端的保護帶子載波計算出噪聲功率的平均值；步驟(2)計算出混合信號的平均功 率；步驟(3)混合信號的平均功率減去噪聲功率的平均值得到純信號平均功率，其與噪 聲平均功率相除得到接收機接收到的信號子載波的強度與噪聲強度的比值CINR。其還包 括接收信號的功率密度譜RSSI的測量步驟步驟(4)將每個時隙中的導(dǎo)頻點功率計算 出來，進行累加，然后將累加和除以24,得出每個時隙上功率的平均值，并轉(zhuǎn)成浮點格 式后，將所有時隙上的平均功率累加，再除以總時隙數(shù)，得到導(dǎo)頻的平均功率，再減去 噪聲平均功率即為上行信道的RSSI值。
通過本發(fā)明，接收機能夠快速準(zhǔn)確的評估出當(dāng)前的信道質(zhì)量。


圖1 CINR測量流程圖； 圖2 OFDMA符號頻譜分布描述圖； 圖3 QPSK星座分布圖； 圖4 16QAM星座分布圖。
具體實施例方式
本發(fā)明所述的CINR測量方法，其原理是接收機端接收到的純信號平均功率除以信 道中噪聲的平均功率，由于發(fā)射信號經(jīng)過信道傳輸，總是疊加了噪聲的，無法在接收端 直接測出純信號的功率，因此必須先計算疊加了噪聲的信號功率和噪聲功率，然后再計 算出純信號的功率。根據(jù)802.16e協(xié)議規(guī)定，在上行信號中包括數(shù)據(jù)信號和導(dǎo)頻信號，其 中數(shù)據(jù)信號按照調(diào)制方式映射到不同的星座點，而導(dǎo)頻則映射到固定的星座點。對于 QPSK調(diào)制方式，因為各個星座點功率值相同，因此計算結(jié)果與導(dǎo)頻平均功率相同；但 是對于16QAM來說，星座點的分配符合統(tǒng)計概率，若數(shù)據(jù)信號恰好集中分配在大功率 的星座點上，則計算出的平均功率偏大；若集中分配在小功率的星座點上，則平均功率 偏小。因此為了使測量出的信號功率盡可能準(zhǔn)確，應(yīng)當(dāng)計算導(dǎo)頻的平均功率來反映接收 信號的功率水平。在本發(fā)明中，首先利用均衡后的導(dǎo)頻值計算出接收機所接收到的信號 平均功率，該功率是有效信號平均功率與噪聲平均功率疊加之和；然后利用信道兩端的保護帶子載波計算出噪聲功率的平均值；用接收信號的平均功率減去噪聲平均功率即為 純信號平均功率。得到純信號平均功率和噪聲平均功率以后再做除法，得到CINR值， 并轉(zhuǎn)換為對數(shù)格式，上報給MAC層。
本發(fā)明所述的RSSI測量方法，以幀為單位計算上行信號中導(dǎo)頻的平均功率。和CINR 測量類似，利用導(dǎo)頻的平均功率作為上行信號的功率譜密度，避免在高階調(diào)制時由于所 映射的星座點過于集中而造成的測量偏差。計算導(dǎo)頻平均功率需要累加所有導(dǎo)頻功率的 和，并除以導(dǎo)頻總數(shù)。在本發(fā)明中，首先將每個時隙中的導(dǎo)頻點功率計算出來，進行累 加，然后將累加和除以24，得出每個時隙上導(dǎo)頻功率的平均值，并轉(zhuǎn)成浮點格式保存起 來，將所有時隙上的導(dǎo)頻平均功率累加，再除以導(dǎo)頻總數(shù)，即為上行信道的RSSI值。最 后把浮點格式保存的RSSI轉(zhuǎn)為定點對數(shù)格式，上報給MAC層。
下面以IOMHZ帶寬配置的WiMAX (IEEE 802.16e)系統(tǒng)為例，結(jié)合附圖，對本發(fā) 明的具體實施方式
做詳細描述。根據(jù)802.16e協(xié)議，CINR定義為純信號平均功率與噪聲 平均功率的比值，如(1)所示，其中S為純信號的平均功率，N為噪聲平均功率。
C腿=A (1)
N
發(fā)射機所發(fā)射的純信號，經(jīng)過信道傳輸后已經(jīng)疊加上了噪聲，在接收端無法直接通 過純信號的平均功率來計算CINR，只能利用保護帶子載波求出噪聲平均功率，再計算出 混合信號的平均功率，兩者相減，得到純信號的平均功率后算出CINR值，如(2)所 示。其中r為混合信號平均功率。對于上行信道來說，CINR值需要每幀計算一次，因此 r和N均為一幀之內(nèi)的信號及噪聲平均功率。 r — N
CINR =- (2)
N
整個CINR測量流程如圖1所示，首先計算出上行信道的噪聲平均功率，再計算出 混合信號平均功率，然后依照(2)式計算出浮點格式CINR值，轉(zhuǎn)換成定點對數(shù)格式上 報。
10MHZ帶寬采用1024點FFT，每個OFDM符號上有1024個子載波，包括一個直 流子載波，840個可用子載波，以及183個保護帶子載波。如圖2所示，保護帶子載波分 居可用子載波的兩側(cè)。數(shù)據(jù)信息和導(dǎo)頻映射在可用子載波上，保護帶上為空子載波。信 號經(jīng)過信道傳輸，可用子載波和保護帶子載波均疊加了白噪聲，因為保護帶子載波為空， 因此經(jīng)過信道疊加噪聲后，保護帶子載波上所承載的即為純噪聲。首先以O(shè)FDM符號為 單位累加噪聲功率，每當(dāng)一個符號到來時，我們提取出保護帶子載波上承載的數(shù)據(jù)，并累計載波數(shù)。令n(k,i)表示第k個符號上第i個保護帶子載波的能量幅度，則噪聲總功率 為
<formula>formula see original document page 6</formula>
M為一幀內(nèi)的符號個數(shù)。將N^除以總載波數(shù)M"83即可得出噪聲平均功率N，如 (4)所示。 N
<formula>formula see original document page 6</formula>
因為在DSP中除法運算是浮點指令，被除數(shù)和除數(shù)都需要用浮點數(shù)格式表示，所以 依照(4)式求出N后，再轉(zhuǎn)成浮點格式保存。
式(2)中的r是接收機接收的純信號疊加噪聲后的混合信號平均功率，包括數(shù)據(jù)信 號和導(dǎo)頻信號。其中數(shù)據(jù)信號的調(diào)制方式為QPSK或16QAM，如圖3、圖4所示。當(dāng)應(yīng) 用16QAM調(diào)制方式時，可能會出現(xiàn)數(shù)據(jù)集中分布在大功率星座點(如[3， 3]或[-3， -3]) 或集中分布在小功率分布點(如[l， l]或[-l， -l])的情況，造成測量出的信號平均功率 出現(xiàn)或大或小的偏差。為了使測量結(jié)果盡可能的準(zhǔn)確，本發(fā)明中計算導(dǎo)頻的平均功率作 為混合信號的平均功率，即式(2)中的r。計算平均功率需要將所有導(dǎo)頻的功率累加， 再除以導(dǎo)頻總數(shù)，如式(5)所示，其中p(i)表示第i個導(dǎo)頻的幅度，K表示總導(dǎo)頻數(shù)。
<formula>formula see original document page 6</formula>(5)
l個上行時隙由3個OFDM符號和一個子信道組成，其中包含24個導(dǎo)頻，l個上行 子幀最多可以包含數(shù)百個時隙，在DSP中每個導(dǎo)頻的功率用32位定點數(shù)表示，如果將 全部的導(dǎo)頻功率值直接累加，很可能會出現(xiàn)溢出的情況，因此在本發(fā)明的算法中，先累 加每個時隙上24個導(dǎo)頻的功率值，將和除以24,算出每個時隙的平均功率。將所有時隙 上的平均功率轉(zhuǎn)成浮點格式后累加，最后再除以總時隙數(shù)，得到導(dǎo)頻平均功率，即混合 信號的平均功率，如式(6)所示，其中S為總時隙數(shù)。
<formula>formula see original document page 6</formula>(6)
在計算每個時隙的平均功率時，因為除數(shù)24是個確定的值，所以可以采用對定點數(shù) 移位再乘以小數(shù)的方法來替代浮點除法運算。具體做法是將時隙上的導(dǎo)頻功率累加值右移3位，相當(dāng)于除以8，再乘以1/3。1/3用32位有符號定點小數(shù)表示，即為0x2AAB2AAB。 每個時隙的平均功率計算出來以后轉(zhuǎn)成浮點格式累加起來，同時累計時隙數(shù)，當(dāng)所有時 隙的導(dǎo)頻都處理完成后，把時隙總數(shù)也轉(zhuǎn)換成浮點格式，應(yīng)用DSP中浮點除法運算指令， 將時隙導(dǎo)頻功率累加值除以總時隙數(shù)，得到平均導(dǎo)頻功率，即混合信號平均功率r。當(dāng)r 和N都求出來以后，按照(2)式計算CINR值，在計算中又用到一次浮點除法運算，計 算出的結(jié)果為浮點格式。
根據(jù)協(xié)議接口要求，DSP計算出的CINR值應(yīng)以dB對數(shù)格式上報給MAC層，因此 利用DSP指令將(6)式中計算出的浮點CINR值轉(zhuǎn)換為定點格式，再通過査表法，找到 對應(yīng)的對數(shù)值。表事先由相應(yīng)軟件計算出來，存在DSP的RAM中。
在RSSI的測量中采用和CINR測量類似的方法，在空子載波上提取出噪聲功率并求 其平均值N，并利用導(dǎo)頻的平均功率作為混合信號平均功率r，依照式(7)每幀計算一 次RSSI。
腐/"-iV (7)
其中N與r的計算方法與CINR中的計算方法相同，也是以同樣的方法轉(zhuǎn)換成對數(shù) 格式上報給MAC層，此處不再贅述。
以上所述，僅為本發(fā)明在Wimax (正EE802.16e)系統(tǒng)中，10MHZ帶寬配置、1024 點FFT、上行調(diào)制方式為QPSK或16QAM時的具體實施方式
，但本發(fā)明的保護范圍并 不局限于此，在本發(fā)明揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，應(yīng)用在任何OFDM系統(tǒng)中的變化或替換，都 應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。本發(fā)明的保護范圍以權(quán)利要求書的保護范圍為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種適用于OFDM系統(tǒng)的信道質(zhì)量測量方法，其特征在于該方法包括以下步驟步驟(1)利用信道兩端的保護帶子載波計算出噪聲功率的平均值；步驟(2)計算出混合信號的平均功率；步驟(3)混合信號的平均功率減去噪聲功率的平均值得到純信號平均功率，其與噪聲平均功率相除得到接收機接收到的信號子載波的強度與噪聲強度的比值CINR。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于還包括接收信號的功率密度譜RSSI的 測量步驟步驟(4)將每個時隙中的導(dǎo)頻點功率計算出來，進行累加，然后將累加和除以24， 得出每個時隙上功率的平均值，并轉(zhuǎn)成浮點格式后，將所有時隙上的平均功率累加，再 除以總時隙數(shù)，得到導(dǎo)頻的平均功率，再減去噪聲平均功率即為上行信道的RSSI值。
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于將步驟(4)中計算的導(dǎo)頻的平均功率作為步驟(2)中混合信號的平均功率。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于步驟(1)進一步包括以符號為單位，累加每個符號上保護帶子載波的能量幅度作為噪聲總功率N，； M為一幀內(nèi)的符號個數(shù)，將N^除以總載波數(shù)M"83即可得出噪聲平均功率N。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于步驟(3)中的CINR計算利用DSP 中的浮點除法運算指令進行計算。
6. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于將計算出來的CINR值和RSSI值轉(zhuǎn)換成對數(shù)dB格式，上報給MAC層。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于將計算出的CINR和RSSI值轉(zhuǎn)換為 定點格式，再通過査表法找到對應(yīng)的對數(shù)值。
8. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于在計算每個時隙導(dǎo)頻的平均功率時， 因為除數(shù)24是個確定的值，所以可以采用對定點數(shù)移位再乘以小數(shù)的方法來替代浮點除 法運算。
9. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于步驟(3)、 (4)中的CINR和RSSI值每幀計算一次。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種適用于OFDM系統(tǒng)的信道質(zhì)量測量方法。該方法使用DSP芯片可快速準(zhǔn)確的測量出當(dāng)前信道的CINR和RSSI兩個信道參數(shù)，其原理是利用均衡后的導(dǎo)頻值計算出接收機所接收到的信號平均功率，該功率是有效信號功率與噪聲功率疊加之和；然后利用信道兩端的保護帶子載波計算出噪聲功率的平均值；用接收信號功率減去噪聲功率即為純信號功率，得到純信號平均功率和噪聲平均功率以后再做除法，得到CINR值，而在上述過程中求出的純信號的平均功率，即為RSSI值，最后將CINR值和RSSI值轉(zhuǎn)換為對數(shù)格式，上報給MAC層。
文檔編號H04L27/26GK101562484SQ20091008507
公開日2009年10月21日 申請日期2009年6月1日 優(yōu)先權(quán)日2009年6月1日
發(fā)明者萌 李 申請人:北京北方烽火科技有限公司