專利名稱：一種循環(huán)延遲分集信道估計方法、系統(tǒng)和設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信領(lǐng)域，特別涉及一種循環(huán)延遲分集信道估計方法、系統(tǒng)和設(shè)備。

背景技術(shù)：
在OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交頻分復(fù)用)系統(tǒng)中，為了獲得多徑分集增益，采用CSD(Cyclic Shift Diversity，循環(huán)移位分集)技術(shù)。由于CSD技術(shù)在每個子載波上的相位偏移操作等效為時域上的循環(huán)移位，所以也稱為CDD(Cycle Delay Diversity，循環(huán)延遲分集)。
CDD技術(shù)通常應(yīng)用在平坦的信道環(huán)境中，通過人為加入循環(huán)移位分集技術(shù)，進(jìn)而增加信道的頻率選擇性。對于多個頻率的信道，需要根據(jù)某些頻率信道的參數(shù)來估計系統(tǒng)中其它頻率信道的參數(shù)。
現(xiàn)有CDD的信道估計方案，將發(fā)送的信號經(jīng)過OFDM調(diào)制后，復(fù)制到每一個分路，每一個分路對該信號進(jìn)行不同的循環(huán)延遲δi，再經(jīng)過添加CP在相應(yīng)的天線上發(fā)射出去。假設(shè)有2個發(fā)射天線，1個接收天線為，發(fā)送信號為S(k)(功率為1，E(|S(k)|2)＝1)，經(jīng)過OFDM調(diào)制后復(fù)制到2路，第一路不做延遲，第二路循環(huán)延遲δ個采樣點，兩路信號添加CP后在相應(yīng)的天線上發(fā)送。由于時域延時等于頻域相移，則接收到的頻域信號為

其中，hi，k(i＝1，2)是第i個發(fā)射天線到接收端的信道。除以

是對發(fā)射信號進(jìn)行能量歸一化，使兩個天線發(fā)射的總能量為1。n(k)是高斯白噪聲，功率為σ2。NFFT是FFT點數(shù)。

可以視為一個發(fā)射天線的等效信道，表示為Heff。
假設(shè)一個資源塊中的導(dǎo)頻位置在pilot1和pilot2位置，從接收端看，2個導(dǎo)頻位置上的等效信道分別為

和

m和n分別表示子載波的序號。其他數(shù)據(jù)位置的信道參數(shù)通過已知導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)估計得到，具體的信道估計方法有LS(Least square，最小二乘)線性插值、Winner(維納)濾波等方法。
在實現(xiàn)本發(fā)明的過程中，發(fā)明人發(fā)現(xiàn)上述現(xiàn)有技術(shù)至少具有以下缺點 現(xiàn)有CDD的信道估計方案，相鄰多個(至少兩個)導(dǎo)頻位置的等效信道由于CDD技術(shù)的引入，人為添加了信道的頻率選擇性，使得相鄰信道之間不連續(xù)，而仍是以連續(xù)的等效信道進(jìn)行處理，所以導(dǎo)致了信道估計的誤差較大，從而影響接收機對發(fā)送數(shù)據(jù)的正確解調(diào)。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明實施例提供了一種循環(huán)延遲分集信道估計方法、系統(tǒng)和設(shè)備，解決了CDD信道估計誤差較大的問題，所述技術(shù)方案如下 本發(fā)明實施例提供一種循環(huán)延遲分集信道估計方法，所述方法包括 獲取選取的循環(huán)延遲分集CDD的延遲值； 根據(jù)所述選取的CDD的延遲值，提取導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)，所述信道參數(shù)呈線性； 根據(jù)所述提取的信道參數(shù)，得出所有的信道參數(shù)。
本發(fā)明實施例還提供一種循環(huán)延遲分集信道估計系統(tǒng)，包括發(fā)送終端和接收終端，其中 所述發(fā)送終端，用于選取循環(huán)延遲分集CDD的延遲值； 所述接收終端，用于獲取所述發(fā)送終端選取的循環(huán)延遲分集CDD的延遲值；根據(jù)所述選取的CDD的延遲值，提取導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)，所述信道參數(shù)呈線性；根據(jù)所述提取的信道參數(shù)，得出所有的信道參數(shù)。
相應(yīng)地，本發(fā)明實施例提供一種接收終端，所述終端包括 獲取模塊，用于獲取發(fā)送終端選取的循環(huán)延遲分集CDD的延遲值； 提取模塊，用于根據(jù)所述獲取模塊獲取的所述發(fā)送終端選取的CDD的延遲值，提取導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)，所述信道參數(shù)呈線性； 估計模塊，用于根據(jù)所述提取模塊提取的信道參數(shù)，得出所有的信道參數(shù)。
通過本發(fā)明實施例提供的方案，將CDD的信道估計中的信道參數(shù)分為奇數(shù)信道和偶數(shù)信道兩種情況，并分別將奇數(shù)信道的信道參數(shù)和偶數(shù)信道的信道參數(shù)轉(zhuǎn)化為線性值，解決信道估計不準(zhǔn)確的問題，增加信道的頻率選擇性能。



圖1是本發(fā)明實施例1提供的方法流程示意圖； 圖2是本發(fā)明實施例2提供的方法流程示意圖； 圖3是本發(fā)明實施例2提供的2天線CDD結(jié)構(gòu)示意圖； 圖4是本發(fā)明實施例2提供的2天線信道參數(shù)示意圖； 圖5是本發(fā)明實施例2提供的3天線信道參數(shù)示意圖； 圖6是本發(fā)明實施例2提供的4天線信道參數(shù)示意圖； 圖7是本發(fā)明實施例3提供的方法流程示意圖； 圖8是本發(fā)明實施例3提供的采用STBC/SFBC+CDD的結(jié)構(gòu)示意圖； 圖9是本發(fā)明實施例4提供的方法流程示意圖； 圖10是本發(fā)明實施例4提供的2天線信道參數(shù)示意圖； 圖11是本發(fā)明實施例5提供的方法流程示意圖； 圖12是本發(fā)明實施例5提供的2天線信道參數(shù)示意圖； 圖13是本發(fā)明實施例6提供的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖； 圖14是本發(fā)明實施例7提供的設(shè)備結(jié)構(gòu)示意圖。

具體實施例方式 為使本發(fā)明實施例的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚，下面結(jié)合附圖對本發(fā)明實施方式作進(jìn)一步地詳細(xì)描述。
實施例1 本發(fā)明實施例提供了一種CDD信道估計方法，參見圖1，該方法包括 101獲取選取的循環(huán)延遲分集CDD的延遲值； 其中，發(fā)送終端選取循環(huán)延遲分集CDD的延遲值δ，一般選取循環(huán)延遲分集CDD的延遲值δ為NFFT/2或NFFT/4，其中NFFT為傅立葉變換點數(shù)。
102根據(jù)選取的CDD的延遲值，提取導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)，信道參數(shù)呈線性； 其中，接收終端根據(jù)發(fā)送終端選取的CDD的延遲值δ，提取導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)，包括 將所有信道參數(shù)劃分為奇數(shù)位置的信道參數(shù)和偶數(shù)位置的信道參數(shù)，由于δ為NFFT/2或NFFT/4，所以奇數(shù)位置的信道參數(shù)呈線性，偶數(shù)位置的信道參數(shù)也呈線性。
當(dāng)CDD的發(fā)射天線的數(shù)量大于2時，將多個發(fā)射天線按照預(yù)設(shè)的規(guī)則，選擇呈線性的一組信道參數(shù)，得到CDD信道的信道參數(shù)。
103根據(jù)提取的信道參數(shù)，得出所有的信道參數(shù)。
其中，根據(jù)提取的信道參數(shù)，得出所有的信道參數(shù)，包括 根據(jù)上述劃分的奇數(shù)位置的線性信道參數(shù)，估計其他奇數(shù)位置的信道參數(shù)； 根據(jù)上述劃分的偶數(shù)位置的線性信道參數(shù)，估計其他偶數(shù)位置的信道參數(shù)。
本發(fā)明實施例提供的方法，通過將CDD信道的信道參數(shù)分為奇數(shù)信道參數(shù)和偶數(shù)信道參數(shù)兩種情況，并分別將奇數(shù)信道參數(shù)和偶數(shù)信道信道參數(shù)轉(zhuǎn)化為線性值，解決信道參數(shù)估計不準(zhǔn)確的問題，增加信道的頻率選擇性能。
實施例2 為了增加CDD信道估計的準(zhǔn)確性，進(jìn)一步提高系統(tǒng)性能，本發(fā)明實施例提供了一種CDD信道估計方法，通過將CDD的信道參數(shù)變?yōu)榫€性值解決信道估計不準(zhǔn)確的問題，其中，本發(fā)明實施例中，δ取NFFT/2，以2個發(fā)射天線為例進(jìn)行說明，參見圖2，具體實現(xiàn)過程如下 201接收CDD的頻域信號，得到該頻域信號對應(yīng)的信道參數(shù)； 其中，參見圖3，假設(shè)發(fā)送信號為S(k)(功率為1，E(|S(k)|2＝1)，經(jīng)過OFDM調(diào)制后復(fù)制到2路，第一路不做延遲，第二路循環(huán)延遲δ個采樣點，添加CP后在相應(yīng)的天線上發(fā)送，則接收到的頻域信號為

則發(fā)射天線的信道參數(shù)為
其中，hi，k(i＝1，2)是第i個發(fā)射天線到接收端的信道。除

是對發(fā)射信號進(jìn)行能量歸一化，使兩個天線發(fā)射的總能量為1。n(k)是高斯白噪聲，功率為σ2。NFFT是FFT點數(shù)。

可以視為一個發(fā)射天線的等效信道，表示為Heff。
這里接收CDD的頻域信號還包括接收發(fā)射端選取的循環(huán)延遲值即δ，根據(jù)δ值提取導(dǎo)頻位置信道參數(shù)。
202將得到的信道參數(shù)劃分為奇數(shù)位置的信道參數(shù)和偶數(shù)位置的信道參數(shù)； 其中，根據(jù)獲取的信道參數(shù)

可以分為奇數(shù)位置k＝2n+1和偶數(shù)位置k＝2n，其中n為非負(fù)整數(shù)。
參見圖4，當(dāng)k＝2n+1(n＝0，1，...)時，由于δ＝NFFT/2，則

此時信道參數(shù)
當(dāng)k＝2n(n＝0，1，...)時，由于δ＝NFFT/2，則

此時信道參數(shù) 203接收端根據(jù)奇數(shù)位置的信道參數(shù)估計其他奇數(shù)位置的信道參數(shù)，根據(jù)偶數(shù)位置的信道參數(shù)估計其他偶數(shù)位置的信道參數(shù)，得到整個頻帶上的等效信道參數(shù)。
其中，當(dāng)δ取到NFFT/2時，雖然相鄰子載波等效信道參數(shù)不能滿足線性關(guān)系，但是隔一個子載波對應(yīng)的等效信道參數(shù)卻可以成線性關(guān)系，即奇數(shù)位置的信道參數(shù)成線性關(guān)系，偶數(shù)位置的信道參數(shù)成線性關(guān)系。利用這種關(guān)系對相鄰的子載波進(jìn)行插值運算或者Winner濾波，在整個頻帶上合成等效的信道參數(shù)。即奇數(shù)位置上子載波對應(yīng)的等效信道參數(shù)成線性關(guān)系，偶數(shù)位置上子載波對應(yīng)的等效信道參數(shù)成線性關(guān)系。
另外，本發(fā)明實施例是以2根發(fā)射天線為例，對于3根發(fā)射天線，參見圖5，將天線1和天線3到接收端的信道參數(shù)作為一組信道參數(shù)，天線2到接收端的信道參數(shù)作為一組信道參數(shù)。當(dāng)δ取NFFT/2時，第一組信道參數(shù)與第二組信道參數(shù)在奇數(shù)位置為減的關(guān)系，在偶數(shù)位置為加的關(guān)系。
從圖5可以看出，奇數(shù)位置上的信道參數(shù)成線性關(guān)系，而偶數(shù)位置上的信道參數(shù)成線性參數(shù)。通過奇數(shù)位置上的已知的信道參數(shù)，估計得到其他奇數(shù)位置上的等效信道參數(shù)；同理，通過偶數(shù)位置上的已知的等效信道參數(shù)，估計得到其他偶數(shù)位置上的等效信道參數(shù)。最后，綜合上述奇數(shù)位置和偶數(shù)位置的等效信道參數(shù)，得到整個頻帶上的信道響應(yīng)參數(shù)，與2根發(fā)射天線處理過程類似，不再贅述。
對于4根發(fā)射天線，參見圖6，將天線1和天線3到接收端的信道參數(shù)作為一組信道參數(shù)，天線2和天線4到接收端的信道參數(shù)作為一組信道參數(shù)。當(dāng)δ取NFFT/2時，第一組信道參數(shù)與第二組信道參數(shù)在奇數(shù)位置為減的關(guān)系，在偶數(shù)位置為加的關(guān)系，與2根發(fā)射天線處理過程類似，不再贅述。
對于其他多個發(fā)射天線的信道估計過程，與上述方法類似，不再贅述。
本發(fā)明實施例提供的方法，通過將CDD的信道估計中的信道參數(shù)分為奇數(shù)信道和偶數(shù)信道兩種情況，并分別將奇數(shù)信道和偶數(shù)信道中的信道參數(shù)轉(zhuǎn)化為線性值，解決信道估計不準(zhǔn)確的問題，增加信道的頻率選擇性能。
實施例3 為了增加CDD信道估計的準(zhǔn)確性，進(jìn)一步提高系統(tǒng)性能，本發(fā)明實施例提供了一種CDD信道估計方法，其中，本發(fā)明實施例中，采用STBC(Space TimeBlock Coding，空間分組碼)技術(shù)/SFBC(Space Frequency Block Coding，空頻分組碼)技術(shù)與CDD技術(shù)相結(jié)合的信道估計方案，δ取NFFT/2，以4根發(fā)射天線為例進(jìn)行說明，參見圖7，具體實現(xiàn)過程如下 301接收CDD的頻域信號，得到該頻域信號對應(yīng)的信道參數(shù)； 其中，參見圖8，發(fā)送端有4根發(fā)射天線，采用STBC/SFBC+CDD的結(jié)構(gòu)圖。
假設(shè)發(fā)送信號為S(k)(功率為1，E(|S(k)|2＝1)，經(jīng)過STBC/SFBC矩陣分為兩路，再經(jīng)過OFDM調(diào)制后各自復(fù)制到2路，第一路不做延遲，第二路循環(huán)延遲δ個采樣點，添加CP后在每個天線上發(fā)送，則接收到的頻域信號為 其中， 其中，ri，k表示第i個時刻(STBC)/子載波(SFBC)上接收的信號；hi，k(i＝1，2，3，4)是第i個發(fā)射天線到接收端的信道；Si(i＝1，2)表示第i個數(shù)據(jù)流上采用的導(dǎo)頻值，該值對發(fā)送端和接收端為已知數(shù)據(jù)；ni，k(i＝1，2)表示第i個時刻(STBC)/子載波(SFBC)上的高斯白噪聲。接收端根據(jù)接收到的頻域信號表達(dá)式，得到信道參數(shù)H1(k)和信道參數(shù)H2(k)估計值。
這里接收CDD的頻域信號還包括接收發(fā)射端選取的循環(huán)延遲值即δ，根據(jù)δ值提取導(dǎo)頻位置信道參數(shù)。
302將得到的信道參數(shù)，劃分為奇數(shù)位置的信道參數(shù)和偶數(shù)位置的信道參數(shù)； 其中，將獲取的頻域信號的信道參數(shù)H1(k)和H2(k)，分為奇數(shù)位置k＝2n+1的信道參數(shù)和偶數(shù)位置k＝2n的信道參數(shù)，其中n為非負(fù)整數(shù)。
當(dāng)k＝2n+1，n＝0，1，...時，由于δ＝NFFT/2，則

此時信道參數(shù) 當(dāng)k＝2n時，由于δ＝NFFT/2，則

此時信道參數(shù) 303接收端根據(jù)已知的奇數(shù)位置的信道參數(shù)估計其他奇數(shù)位置的信道參數(shù)，根據(jù)已知的偶數(shù)位置的信道參數(shù)估計其他偶數(shù)位置的信道參數(shù)，得到整個頻帶上的等效信道參數(shù)。
其中，當(dāng)δ取到NFFT/2時，雖然相鄰子載波等效信道參數(shù)不能滿足線性關(guān)系，但是隔一個子載波對應(yīng)的等效信道參數(shù)卻可以成線性關(guān)系，即奇數(shù)位置的信道參數(shù)成線性關(guān)系，偶數(shù)位置的信道參數(shù)成線性關(guān)系。利用這種關(guān)系對相鄰的子載波進(jìn)行插值運算或者Winner濾波，在整個頻帶上合成等效的信道參數(shù)。即奇數(shù)位置上子載波對應(yīng)的等效信道參數(shù)成線性關(guān)系，偶數(shù)位置上子載波對應(yīng)的等效信道參數(shù)成線性關(guān)系。
SM+CDD方案，估計過程與STBC/SFBC+CDD類似，不再贅述。
對于采用技術(shù)SM(Spatial Multiplexing，空間復(fù)用)與CDD技術(shù)相結(jié)合的信道估計方案，與上述方法類似，不再贅述。
本發(fā)明實施例提供的方法，通過將STBC/SFBC技術(shù)與CDD技術(shù)相結(jié)合的信道估計方案中的信道參數(shù)分為奇數(shù)信道和偶數(shù)信道兩種情況，并分別將奇數(shù)信道和偶數(shù)信道中的信道參數(shù)轉(zhuǎn)化為線性值，解決CDD信道估計不準(zhǔn)確的問題，增加信道的頻率選擇性能。
實施例4 為了增加CDD信道估計的準(zhǔn)確性，進(jìn)一步提高系統(tǒng)性能，本發(fā)明實施例提供了一種CDD信道估計方法，通過將CDD的信道參數(shù)變?yōu)榫€性值解決信道估計不準(zhǔn)確的問題，其中，實施例2和實施例3中δ取NFFT/2，δ也可以取其他值，本發(fā)明實施例以δ取NFFT/4時，以2個發(fā)射天線1個接收天線為例進(jìn)行說明，參見圖9，具體實現(xiàn)過程如下 401接收CDD的頻域信號，得到該頻域信號對應(yīng)的信道參數(shù)； 其中，實施例2和3都是針對δ取NFFT/2情況，本發(fā)明實施例δ取NFFT/4，此時子載波(塊)的索引值應(yīng)該隨之改變?yōu)?k-1，其中k表示子載波(塊)的索引值。對于2發(fā)1收的系統(tǒng)，假設(shè)發(fā)送信號為S(k)(功率為1，E(|S(k)|2＝1)，經(jīng)過OFDM調(diào)制后復(fù)制到2路，第一路不做延遲，第二路循環(huán)延遲δ個采樣點，添加CP后在每個天線上發(fā)送，則接收到的頻域信號為

則發(fā)射天線的信道參數(shù)為 其中，hi，k(i＝1，2)是第i個發(fā)射天線到接收端的信道。除

是對發(fā)射信號進(jìn)行能量歸一化，使兩個天線發(fā)射的總能量為1。n(k)是高斯白噪聲，功率為σ2。NFFT是FFT點數(shù)。Heff可以視為一個發(fā)射天線的等效信道。
這里接收CDD的頻域信號還包括接收發(fā)射端選取的循環(huán)延遲值即δ，根據(jù)δ值提取導(dǎo)頻位置信道參數(shù)。
402將得到的信道參數(shù)劃分為奇數(shù)位置的信道參數(shù)和偶數(shù)位置的信道參數(shù)； 其中，根據(jù)獲取的發(fā)射天線的信道參數(shù)

分為奇數(shù)位置k＝2n+1的信道參數(shù)和偶數(shù)位置k＝2n的信道參數(shù)，其中n為非負(fù)整數(shù)。
參見圖10，在奇數(shù)位置上，即當(dāng)k＝2n+1(n＝0，1，...)時，由于δ＝NFFT/4，則

此時信道參數(shù)Heff＝hi，2n+1+jh2，2n+1； 在偶數(shù)位置上，即當(dāng)k＝2n(n＝0，1，...)時，由于δ＝NFFT/4，則

此時信道參數(shù)Heff＝h1，2n+1-jh2，2n+1。
403接收端根據(jù)奇數(shù)位置的信道參數(shù)估計其他奇數(shù)位置的信道參數(shù)，根據(jù)偶數(shù)位置的信道參數(shù)估計其他偶數(shù)位置的信道參數(shù)，得到整個頻帶上的等效信道參數(shù)。
其中，當(dāng)δ取到NFFT/4時，雖然相鄰子載波等效信道參數(shù)不能滿足線性關(guān)系，但是隔一個子載波對應(yīng)的等效參數(shù)卻可以成線性關(guān)系，即奇數(shù)位置的信道參數(shù)成線性關(guān)系，偶數(shù)位置的信道參數(shù)成線性關(guān)系。利用這種關(guān)系對相鄰的子載波進(jìn)行插值運算或者Winner濾波，在整個頻帶上合成等效的信道參數(shù)。即奇數(shù)位置上子載波對應(yīng)的等效信道參數(shù)成線性關(guān)系，偶數(shù)位置上子載波對應(yīng)的等效信道參數(shù)成線性關(guān)系。
如圖10所示，在奇數(shù)位置上子載波對應(yīng)的等效信道參數(shù)成線性關(guān)系，在偶數(shù)位置上子載波對應(yīng)的等效信道參數(shù)成線性關(guān)系，與實施例2不同的是兩個天線之間的組合系數(shù)不是±1而是±j，其信道參數(shù)估計方案相似，不再贅述。當(dāng)然，實施例3的δ值也可以采用NFFT/4，信道參數(shù)的估計方法與實施例2相似。
對于其他多個發(fā)射天線的信道估計過程，與上述方法類似，不再贅述。
本發(fā)明實施例提供的方法，通過在δ取NFFT/4的情況下，將CDD信道的信道參數(shù)分為奇數(shù)信道和偶數(shù)信道兩種情況，并分別將奇數(shù)信道和偶數(shù)信道中的信道參數(shù)轉(zhuǎn)化為線性值，解決CDD信道估計不準(zhǔn)確的問題，增加信道的頻率選擇性能。
實施例5 為了增加CDD信道估計的準(zhǔn)確性，進(jìn)一步提高系統(tǒng)性能，本發(fā)明實施例提供了一種CDD信道估計方法，其中，上述實施例2、實施例3和實施例4都是針對固定δ值，而本發(fā)明實施例對δ值沒有限制可以取任意值，仍以2個發(fā)射天線1個接收天線為例進(jìn)行對本發(fā)明提供的方法進(jìn)行說明，參見圖11，具體實現(xiàn)過程如下 501接收CDD接收端的兩個相鄰導(dǎo)頻位置的頻域信號，得到該頻域信號對應(yīng)的信道參數(shù)； 參見圖12，接收端兩個相鄰導(dǎo)頻位置m和n的頻域信號為 其中，rj(j＝m，n)表示第j個頻域?qū)ьl位置上接收的信號；hi，j(i＝1，2j＝m，n)是第i個發(fā)射天線在第j個頻域?qū)ьl位置上到接收端的信道參數(shù)；Si(i＝m，n)表示第i個頻域?qū)ьl位置上采用的導(dǎo)頻值，該值對發(fā)送端和接收端為已知數(shù)據(jù)；nj(j＝m，n)表示第j個頻域?qū)ьl位位置上的高斯白噪聲。
502將接收端兩個相鄰導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)等效為相等的信道參數(shù)，并求解出該信道參數(shù)； 通常地，由于信道不論在頻域還是時域變化都具有連續(xù)性，在兩個導(dǎo)頻位置在頻率相距較近時，可以近似認(rèn)為h1，m＝h1，n、h2，m＝h2，n，則上述接收端兩個相鄰導(dǎo)頻位置m和n的頻域信號可以簡化為2個方程2個未知數(shù)，求解該方程，得到等效信道參數(shù)。這里實際上是上述各實施例中線性化的一種特例，即兩個導(dǎo)頻中間的信道參數(shù)取相等。
503根據(jù)得到的信道參數(shù)，重新構(gòu)造其他各點的等效信道參數(shù)。
其中，參見圖12，根據(jù)m和n的信道參數(shù)得到等效信道參數(shù)h1，k和h2，k，第k個頻域位置上的等效信道表示為

其中h1，k＝h1，m＝h1，n，h2，k＝h2，m＝h2，n。
本發(fā)明實施例提供的方法，通過相鄰導(dǎo)頻位置的頻域信號等效為相等的信道參數(shù)，并利用等效的信道參數(shù)重新構(gòu)造其他各點的等效信道參數(shù)，解決信道估計不準(zhǔn)確的問題，增加信道的頻率選擇性能。
實施例6 相應(yīng)地，本發(fā)明實施例提供了一種循環(huán)延遲分集信道估計系統(tǒng)，參見圖13，該系統(tǒng)包括 發(fā)送終端601，用于選取循環(huán)延遲分集CDD的延遲值； 接收終端602，用于獲取發(fā)送終端601選取的CDD的延遲值；根據(jù)選取的CDD的延遲值，提取導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)，信道參數(shù)呈線性；根據(jù)提取的信道參數(shù)，得出所有的信道參數(shù)。
本發(fā)明實施例提供的系統(tǒng)，通過將CDD信道的信道參數(shù)分為奇數(shù)信道參數(shù)和偶數(shù)信道參數(shù)兩種情況，并分別將奇數(shù)信道參數(shù)和偶數(shù)信道信道參數(shù)轉(zhuǎn)化為線性值，解決信道參數(shù)估計不準(zhǔn)確的問題，增加信道的頻率選擇性能。
實施例7 同時，本發(fā)明實施例還提供一種接收終端，參見圖14，該終端包括 獲取模塊701，用于獲取發(fā)送終端選取的循環(huán)延遲分集CDD的延遲值； 提取模塊702，用于根據(jù)獲取模塊701獲取的發(fā)送終端選取的CDD的延遲值，提取導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)，信道參數(shù)呈線性； 估計模塊703，用于根據(jù)提取模塊702提取的信道參數(shù)，得出所有的信道參數(shù)。
其中，獲取模塊701獲取的CDD的延遲值為NFFT/2或NFFT/4，其中NFFT為傅立葉變換點數(shù)。
其中，提取模塊702進(jìn)一步包括 劃分單元，用于將信道參數(shù)劃分為奇數(shù)位置的信道參數(shù)和偶數(shù)位置的信道參數(shù)，奇數(shù)位置的信道參數(shù)呈線性，偶數(shù)位置的信道參數(shù)呈線性。
其中，估計模塊703進(jìn)一步包括 第一估計單元，用于根據(jù)劃分單元劃分的奇數(shù)位置的線性信道參數(shù)，估計其他奇數(shù)位置的信道參數(shù)； 第二估計單元，用于根據(jù)劃分單元劃分的偶數(shù)位置的線性信道參數(shù)，估計其他偶數(shù)位置的信道參數(shù)。
本發(fā)明實施例提供的接收終端，通過將CDD信道的信道參數(shù)分為奇數(shù)信道參數(shù)和偶數(shù)信道參數(shù)兩種情況，并分別將奇數(shù)信道參數(shù)和偶數(shù)信道信道參數(shù)轉(zhuǎn)化為線性值，解決信道參數(shù)估計不準(zhǔn)確的問題，增加信道的頻率選擇性能。
本發(fā)明實施例可以利用軟件實現(xiàn)，相應(yīng)的軟件程序可以存儲在可讀取的存儲介質(zhì)中，例如，路由器的硬盤、緩存或光盤中。
以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種循環(huán)延遲分集信道估計方法，其特征在于，包括
獲取選取的循環(huán)延遲分集CDD的延遲值；
根據(jù)所述選取的CDD的延遲值，提取導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)，所述信道參數(shù)呈線性；
根據(jù)所述提取的信道參數(shù)，得出所有的信道參數(shù)。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，
選取CDD的延遲值為NFFT/2或NFFT/4，其中NFFT為傅立葉變換點數(shù)。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述提取導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)，包括
將所有信道參數(shù)劃分為奇數(shù)位置的信道參數(shù)和偶數(shù)位置的信道參數(shù)，所述奇數(shù)位置的信道參數(shù)呈線性，所述偶數(shù)位置的信道參數(shù)呈線性。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，所述根據(jù)所述提取的信道參數(shù)，得出所有的信道參數(shù)，包括
根據(jù)所述奇數(shù)位置的線性信道參數(shù)，估計其他奇數(shù)位置的信道參數(shù)；
根據(jù)所述偶數(shù)位置的線性信道參數(shù)，估計其他偶數(shù)位置的信道參數(shù)。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述提取導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)，包括
當(dāng)所述CDD的發(fā)射天線的數(shù)量大于2時，將多個發(fā)射天線按照預(yù)設(shè)的規(guī)則，選擇呈線性的一組信道參數(shù)，得到CDD信道的信道參數(shù)。
6.一種循環(huán)延遲分集信道估計系統(tǒng)，包括接收終端和發(fā)送終端，其特征在于，
所述發(fā)送終端，用于選取循環(huán)延遲分集CDD的延遲值；
所述接收終端，用于獲取所述發(fā)送終端選取的CDD的延遲值；根據(jù)所述選取的CDD的延遲值，提取導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)，所述信道參數(shù)呈線性；根據(jù)所述提取的信道參數(shù)，得出所有的信道參數(shù)。
7.一種接收終端，其特征在于，所述終端包括
獲取模塊，用于獲取發(fā)送終端選取的循環(huán)延遲分集CDD的延遲值；
提取模塊，用于根據(jù)所述獲取模塊獲取的所述發(fā)送終端選取的CDD的延遲值，提取導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)，所述信道參數(shù)呈線性；
估計模塊，用于根據(jù)所述提取模塊提取的信道參數(shù)，得出所有的信道參數(shù)。
8.如權(quán)利要求7所述的終端，其特征在于，
所述獲取模塊獲取的CDD的延遲值為NFFT/2或NFFT/4，其中NFFT為傅立葉變換點數(shù)。
9.如權(quán)利要求8所述的終端，其特征在于，所述提取模塊進(jìn)一步包括
劃分單元，用于將所有信道參數(shù)劃分為奇數(shù)位置的信道參數(shù)和偶數(shù)位置的信道參數(shù)，所述奇數(shù)位置的信道參數(shù)呈線性，所述偶數(shù)位置的信道參數(shù)呈線性。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的終端，其特征在于，所述估計模塊進(jìn)一步包括
第一估計單元，用于根據(jù)所述劃分單元劃分的奇數(shù)位置的線性信道參數(shù)，估計其他奇數(shù)位置的信道參數(shù)；
第二估計單元，用于根據(jù)所述劃分單元劃分的偶數(shù)位置的線性信道參數(shù)，估計其他偶數(shù)位置的信道參數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明實施例公開了一種循環(huán)延遲分集信道估計方法，包括獲取選取的循環(huán)延遲分集CDD的延遲值；根據(jù)選取的CDD的延遲值，提取導(dǎo)頻位置的信道參數(shù)，信道參數(shù)呈線性；根據(jù)提取的信道參數(shù)，得出所有的信道參數(shù)。同時，本發(fā)明實施例還提供一種循環(huán)延遲分集信道估計系統(tǒng)和設(shè)備。通過本發(fā)明實施例提供的方案，將CDD信道的信道參數(shù)轉(zhuǎn)化為線性值，解決信道估計不準(zhǔn)確的問題，增加信道的頻率選擇性能。
文檔編號H04L25/02GK101800713SQ20091000872
公開日2010年8月11日 申請日期2009年2月6日 優(yōu)先權(quán)日2009年2月6日
發(fā)明者趙印偉, 李琦, 鄭創(chuàng)明 申請人:華為技術(shù)有限公司