專利名稱：無線通信設備和無線接收方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種對使用多個天線接收的信號進行分集組合的無線通信設備和無 線接收方法。
背景技術：
移動無線通信系統(tǒng)通常使用多個天線，以通過改進基站和移動終端站處的接收性 能來提高接收增益。這里，衰落是引起接收性能變差的因素之一。衰落是一種現(xiàn)象，在該現(xiàn) 象中，由于兩個站之間存在的建筑物、車輛和樹等的反射、折射和散射，使得從基站或移動 終端站發(fā)送的無線電信號變成通過許多路徑而到達的多路信號。當出現(xiàn)這種多路衰落時， 接收功率在接收天線端波動。因此，采用一種了對策，通過在接收側準備多個天線以提高接 收功率，來減小由多路衰落而造成的影響。 圖7是示出了現(xiàn)有無線通信設備的主要部分的示意性配置的功能框圖，其這種多 路衰落的影響以提高接收增益。無線通信設備設置有多個天線101-1至IOI-M。天線101-1 至IOI-M接收到的到達信號由相應的接收單元102-1至102-M來進行接收處理和A/D轉換。 組合單元103對來自這些接收單元102-1至102-M的輸出信號進行分集組合，使得組合單 元103的組合后的接收功率最大，均衡器104對因此而產生的組合后的接收信號進行均衡， 然后解碼電路105對該信號進行糾錯和解碼。 作為一種利用組合電路103對多個接收信號進行組合的方法，已知例如通過使 用插入接收信號中的已知信息信號來計算使得基于匪SE (最小均方差)而接收的已知信 息信號的相位誤差最小化的、針對每個天線的天線權重，基于所計算的天線權重來校正來 自每個接收單元的接收信號的相位，以及對所述接收信號進行組合以得到具有充分高的 SNR(信噪比)的組合接收信號(例如，參見專利文獻1)。 在圖7所示的現(xiàn)有無線通信設備中，組合電路103執(zhí)行主均衡過程以校正每個接 收信號的相位，作為對來自接收單元的接收信號進行組合的預處理。然后，均衡器104基于 已知信息信號的幅度對組合接收信號執(zhí)行輔助均衡過程。此外，解碼器電路105使用由均 衡器104在組合接收信號的輔助均衡中產生的可靠性信息(組合后的功率)來對組合接收 信號執(zhí)行糾錯并解碼該組合接收信號，然后輸出結果。例如，在專利文獻2中公開了使用這 種可靠性信息的糾錯方法。
專利文獻1 :JP 2003-501971T
專利文獻2 :WO 2004/082182
技術問題 然而，關于上述專利文獻1中通過采用匪SE來組合接收信號的方法，當由于多路 而具有延遲的到達波被混頻時，疊加了相對于主信號具有時間差的干擾波，這導致了接收 符號的彌散增大。 因此，不能確保充分的SNR，并且接收性能變差。具體地，在利用諸如QAM(正交幅 度調制)等多級調制方案的無線系統(tǒng)中，接收符號的彌散的增加尤其會產生巨大影響并且 阻礙正確接收，這可能導致通信中的故障。具體地，當僅使用少量的接收天線時，由于具有 延遲的到達波所引起的多路衰落而造成的這種影響變得更大。 此外，由于有必要采用包括逆矩陣計算在內的估計算法以便通過匪SE來獲得組 合接收信號，所以其涉及到硬件尺寸的增大及其成本的提高。 因此，從上述問題的角度來看，本發(fā)明的目的是提供一種無線通信設備和無線接
收方法，其能夠甚至在使用少量的接收天線時通過減小由具有延遲的到達波而引起的多路
衰落的影響來改善解碼過程的衰落耐久性，以便恒定地維持穩(wěn)定的接收條件并實現(xiàn)硬件的
尺寸減小和成本降低。 碰l、口扁勺錄 為了實現(xiàn)上述目的，根據一方面，本發(fā)明的特征在于一種無線通信設備，其具有多 個天線，用于對所述多個天線接收到的信號進行分集組合，所述無線通信設備包括
組合信息計算單元，用于基于所述多個天線的接收功率來計算天線組合幅度和組 合權重； 組合單元，用于通過基于由組合信息計算單元所計算的組合權重對所述多個天線 接收到的信號進行加權和組合，來產生組合接收信號；以及 解碼處理單元，用于基于由組合信息計算單元所計算的天線組合幅度對由組合單 元所產生的組合接收信號進行解碼。 根據第二方面的本發(fā)明的特征在于，在根據第一方面的無線通信設備中，所述組 合信息計算單元基于天線組合幅度以及與每個天線相對應的接收功率的幅度來計算每個 天線的天線可靠性比作為組合權重。 根據第三方面的本發(fā)明的特征在于，在根據第一方面的無線通信設備中，將由所 述組合單元來組合的、由所述多個天線接收的信號是多級調制的信號。 根據第四方面的本發(fā)明的特征在于，在根據第二方面的無線通信設備中，將由所 述組合單元來組合的、由所述多個天線接收的信號是多級調制的信號。 根據第五方面的本發(fā)明的特征在于，在根據第一方面的無線通信設備中，將由所
述組合單元來組合的、由所述多個天線接收的信號是正交頻分復用的信號。 根據第六方面的本發(fā)明的特征在于，在根據第二方面的無線通信設備中，將由所
述組合單元來組合的、由所述多個天線接收的信號是正交頻分復用的信號。 根據第七方面的本發(fā)明的特征在于，在根據第三方面的無線通信設備中，將由所
述組合單元來組合的、由所述多個天線接收的信號是正交頻分復用的信號。 根據第八方面的本發(fā)明的特征在于，在根據第四方面的無線通信設備中，將由所
述組合單元來組合的、由所述多個天線接收的信號是正交頻分復用的信號。
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此外，為了實現(xiàn)上述目的，根據第九方面的本發(fā)明的特征在于，一種對多個天線接 收到的信號進行分集組合的無線接收方法，包括 組合信息計算步驟，其基于所述多個天線的接收功率來計算天線組合幅度和組合 權重； 組合步驟，其通過基于在所述組合信息計算步驟中計算的組合權重對所述多個天 線接收到的信號進行加權和組合，來產生組合接收信號；以及 解碼處理步驟，其基于在所述組合信息計算步驟中計算的天線組合幅度，對在所
述組合步驟中產生的組合接收信號進行解碼。 輛日月肺趣果 根據本發(fā)明，基于多個天線的接收功率來計算天線組合幅度和組合權重，通過基 于所計算的組合權重對所述多個天線接收到的信號進行加權和組合來產生組合接收信號， 并然后基于所計算的天線組合幅度對所產生的組合接收信號執(zhí)行解碼處理。因此，可以甚 至在僅使用少量的接收天線的情況下通過減小由于具有延遲的到達波而引起的多路衰落 的影響來改進解碼處理的衰落耐久性，并可以持續(xù)地維持穩(wěn)定的接收條件，和減小硬件尺 寸與降低硬件成本。


圖1是根據本發(fā)明實施例的無線通信設備的主要部分的示意性配置的功能框圖； 圖2是例證了 OF匿方案中的導頻布置以說明圖1所示的無線通信設備的示例操 作的圖； 圖3是示出了圖1所示的解碼電路的示意性配置的功能框圖； 圖4是示出了由圖3所示的歸一化處理電路以及符號位置確定電路的校正后的可
靠性的產生過程的流程圖； 圖5是示出了在圖4所示的輸入濾波過程中用于確定閾值的閾值特性的圖示； 圖6是對比示出了根據本實施例的無線通信設備以及現(xiàn)有無線通信設備的FER特 性的仿真結果的圖示； 圖7是示出了現(xiàn)有無線通信設備的主要部分的示意性配置的功能框圖。 參考標記列表 ll-l至ll-M天線 12-1至12-M接收單元 13-1至13-M均衡器 14 組合信息計算電路 15 組合電路 16 解碼電路 21 符號位置確定電路 22 去打孑L (d印皿cture) 23 對數(shù)似然比產生電路 24 去交織器 25 迭代解碼處理電路
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26 歸一化處理電路
具體實施例方式
現(xiàn)在將參考附圖來描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例。 圖1是示出了根據本發(fā)明實施例的無線通信設備的主要部分的示意性配置的功 能框圖。該無線通信設備設置有多個天線11-1至1卜M、與天線11-1至ll-M相對應的接收 單元12-1至12-M和均衡器13-1至13-M、組合信息計算單元14、組合電路15、以及解碼電 路16。 天線11-1至ll-M接收到的到達信號由相應的接收單元12-1至12-M來進行接收 處理和A/D轉換，并然后被輸出。分別將來自接收單元12-1至12-M的輸出信號提供給均 衡器13-1至13-M。 天線11-1至ll-M接收到的到達信號的幅度和相位由于無線電空間中的多路環(huán)境 的影響而發(fā)生變化。根據本實施例的無線通信設備設置有與接收單元12-1至12-M相對應 的均衡器13-1至13-M。因此，無線通信設備使用諸如訓練序列或插入到達信號中的導頻符 號之類的已知信號來針對每個接收路徑獨立地執(zhí)行信道估計和均衡補償以補償?shù)竭_信號 的幅度和相位的變化，以及在均衡補償之后產生每個天線的可靠性信息(接收功率)以及 每個天線的接收信號。 均衡器13-1至13-M將所產生的可靠性信息提供給組合信息計算電路14，并在均 衡補償之后將接收信號提供給組合電路15?；诟鱾€天線的輸入可靠性信息，組合信息計 算電路14計算天線組合幅度，并然后將所述天線組合幅度提供給解碼電路16，以及基于所 計算的天線組合幅度和各個天線的可靠性信息來計算針對各個天線的天線可靠性比作為 組合權重，并然后將其提供給組合電路15。 組合電路15通過基于來自組合信息計算電路14的各個天線的天線可靠性比(組
合權重)在均衡補償之后對來自均衡器13-1至13-M的接收信號進行加權和組合，來產生
組合接收信號，并將組合接收信號提供給解碼電路16。解碼電路16基于來自組合信息計算
電路14的天線組合幅度，對來自組合電路15的組合接收信號進行糾錯和解碼。 以下是對于采用0FDM(正交頻分復用)方案作為通信方法來執(zhí)行的多載波調制系
統(tǒng)的無線通信的情況的更詳細描述。 圖2是示例性示出OF匿方案中的導頻布置的圖。在該實例中，在具有在頻率軸 (f)的方向上的14個符號(S卩，14個子載波)并且具有在時間軸(t)的方向上的4個符號 的14X4個符號中，分別在具有子載波標記1、13的0F匿符號標記2、4中以及在具有子載 波標記5、9的0F匿符號標記1、3中分派導頻。 在根據本實施例的無線通信設備中，首先由均衡器13-1至13-M來估計導頻的信 道特性，然后將所估計的信道特性內插在時間軸方向上的數(shù)據符號中，同時使用所內插的 信道特性以及頻率軸方向上導頻的信道特性，將所述信道特性內插在頻率軸方向上的數(shù)據 符號中。 因此，均衡器13-1至13-M首先提取導頻并使用以下表達式(1)來估計(計算) 所提取的導頻的傳輸信道特性。<formula>formula see original document page 7</formula> f :存在導頻的子載波標記 t :存在導頻的OFDM符號標記 a :天線標記 NA:天線的數(shù)目 使用以下表達式(2)來計算上述表達式(1)中的頻率響應信息Cf,t(a)和Af,t(a)<formula>formula see original document page 7</formula>
Xf,t:天線a處的(f， t)處的復輸入信號。r":在(f， t)處的參考信號* :復共軛
在如上所述估計了各個導頻的信道特性之后，均衡器13-1至13-M通過以下表達式(3)，使用時間軸方向上順序地布置的導頻的信道特性，來對時間軸方向上的數(shù)據符號的信道特性執(zhí)行線性內插。
<formula>formula see original document page 7</formula> NT :相鄰導頻之間的0F匿符號間隔 此后，均衡器13-1至13-M通過以下表達式(4)，使用在時間軸方向上估計的導頻
的信道特性以及在數(shù)據符號中內插的信道特性，來對頻率軸方向上的數(shù)據符號的信道特性
執(zhí)行線性內插。 頻率遞增線性內插<formula>formula see original document page 7</formula> NF :相鄰導頻之間的子載波間隔。 在如上所述估計了各個數(shù)據符號的信道特性之后，均衡器13-1至13-M使用通過以下表達式(5)的估計結果對數(shù)據符號的接收信號執(zhí)行信道均衡，并將接收信號提供給組合電路15。
<formula>formula see original document page 7</formula>
此外，均衡器13-1至13-M使用以下表達式(6)針對相應天線的各個符號來計算作為可靠性信息的接收功率，并將結果提供給組合信息計算電路14。
<formula>formula see original document page 7</formula>
HIf, t (a):在天線a的(f ， t)處的信道特性的I分量
HQf, t (a):在天線a的(f ， t)處的信道特性的Q分量<formula>formula see original document page 8</formula> 基于來自均衡器13-1至13-M的各個天線的可靠性信息(接收功率)，組合信息計算電路14使用以下表達式(7)來計算天線組合幅度，并將所計算的天線組合幅度提供給解碼電路16。組合信息計算電路14通過以下表達式(8)，基于所計算的天線組合幅度和每個天線的接收功率的幅度，來計算針對每個天線的作為組合權重的天線可靠性比，并在將針對每個天線的所計算的天線可靠性比提供給組合電路15 。
<formula>formula see original document page 8</formula>
組合電路15，使用上述表達式(8)所示的、來自組合信息計算電路14的相應天線的天線可靠性比，在上述表達式(5)所示的均衡補償之后對來自均衡器13-1至13-M的接收信號進行加權，并通過以下表達式(9)對這些接收信號進行分集組合，以產生組合接收信號，然后組合電路15將所產生的組合接收信號提供給解碼電路16。
<formula>formula see original document page 8</formula> 圖3是示出了解碼電路16的示意性配置的功能框圖。解碼電路16構成turbo解碼電路，并且設置有符號位置確定電路21、去打孔22、對數(shù)似然比產生電路23、去交織器24、以及迭代解碼處理電路25。在本實施例的無線通信設備中，符號位置確定電路21基于來自組合信息計算電路14的天線組合幅度(S(i) = TotalAmp)來校正對于組合接收信號y(i)的符號位置的軟判決所采取的可靠性，從而改進解碼過程的衰落持續(xù)時間。
為此，為解碼電路16提供歸一化處理電路26，使得歸一化處理電路26輸入從組合電路15輸出的組合接收信號y (i)以及從組合信息計算電路14輸出的天線組合幅度S (i)，產生歸一化可靠性S' (i)(所述歸一化可靠性S' (i)通過符號位置確定電路21用來產生校正后的可靠性)，以及將歸一化可靠性S' (i)提供給符號位置確定電路21。
圖4是示出了由歸一化處理電路26和符號位置確定電路21所校正后的可靠性的產生過程。在圖4中，步驟S41至S43由歸一化處理電路26來執(zhí)行，而步驟S44至S46由符號位置確定電路21來執(zhí)行。 當從組合信息計算電路14輸入天線組合幅度S (i)時，歸一化處理電路26首先執(zhí)行輸入濾波過程并確定閾值SI (i)(步驟S41)。例如，基于圖5所示的閾值特性，由輸入的天線組合幅度S(i)來確定閾值Sl(i)。 然后，歸一化處理電路26計算從組合電路15輸入的組合接收信號y (i)的平均值oy(i)，以及計算閾值Sl(i)的平均閾值。Sl(i)(步驟S42)。接下來，歸一化處理電路26校正閾值Sl(i)，使得所計算的平均值oy(i)和平均閾值oSl(i)變成彼此近似相等，產生歸一化可靠性S' (i)(步驟S43)，并隨即將其提供給符號位置確定電路21。
另一方面，符號位置確定電路21基于從組合電路15輸入的組合接收信號y(i)來計算可靠性Sx(i)(步驟S44)，以及基于所計算的可靠性Sx(i)和從歸一化處理電路26提供的歸一化可靠性S' (i)，通過表達式Ss(i) =S' (i)XSx(i)來產生校正后的可靠性Ss(i)(步驟S45)。然后，符號位置確定電路21采用所產生的校正后的可靠性Ss(i)對信息位和奇偶檢驗位的可靠性進行軟判決，并將判決結果(軟輸出)提供給去打孔22。
此后，采用與現(xiàn)有turbo解碼電路相同的方式，去打孔22插入丟失位并針對可靠性執(zhí)行軟判決。此外，對數(shù)似然比產生電路23執(zhí)行重新歸一化和似然比產生過程，并將結果提供給迭代解碼處理電路25，以及提供給去交織器24以對其進行去交織，并然后提供給迭代解碼處理電路25。從而，解碼電路16解碼并輸出組合接收信號。
圖6對比示出了 在產生組合接收信號并且根據本實施例的無線通信設備對所述組合接收信號執(zhí)行解碼處理時，幀誤差(FER)特性的仿真結果；以及在產生組合接收信號并且由圖7所示的現(xiàn)有無線通信設備借助匪SE對所述組合接收信號執(zhí)行解碼處理時，幀誤差(FER)特性的仿真結果。在圖6(a)中示出了在根據本實施例的無線通信設備的情況下的仿真結果，而在圖6(b)中示出了在現(xiàn)有無線通信設備情況下的仿真結果。作為仿真條件，使用兩個接收天線，將由ITU-RM. 1225定義的Vehicular-A用作延遲模型。該延遲模型的延遲時間是大約2. 4微秒，在該點的車輛(Vehicular)速度是120(km/h) 。 0FDM方案用作通信方法，仿真在調制方案QPSK (正交相移鍵控)、16QAM和64QAM下的FER特性。分別將QPSK、16QAM和64QAM的編碼率設置為1/2、3/4和5/6。 從圖6可以看出，當在圖6(b)所示的現(xiàn)有無線通信設備中執(zhí)行16QAM/64QAM的多級調制時，F(xiàn)ER特性顯著變差，并且甚至在輸入CINR(載波與干擾加噪聲之比)值變得更大時FER值也不減小，這防止得到等于或小于10—2的FER值，在所述FER值條件下，可以得到穩(wěn)定的接收條件。然而，在根據圖6(a)所示的本實施例的無線通信設備中，輸入CINR值對于16QAM是大約20dB，而輸入CINR值對于64QAM是大約30dB。每種情況都能夠使得可以得到等于或小于10—2的FER值，因此可以持續(xù)地維持穩(wěn)定的接收條件。
此外，為了在現(xiàn)有無線通信設備中通過QPSK得到等于或小于10—2的FER值，需要大約15dB的輸入CINR值，而在根據本實施例的無線通信設備中僅需要大約10dB的CINR值。 如上所述，關于根據本實施例的無線通信設備，基于與多個天線11-1至ll-M中的每個天線相對應的接收功率，即，包絡信息，組合信息計算電路14計算每個天線的作為組合權重的天線可靠性比。然后，基于所計算的各個天線可靠性比，組合電路15對相應天線11-1至ll-M的接收信號進行加權并對這些接收信號進行分集組合。關于所產生的組合接收信號，解碼電路16確定符號位置，并利用由組合信息計算電路14計算的天線組合幅度來執(zhí)行解碼處理。從而，甚至在僅使用少量天線時，或者在采用多級調制方案作為調制方法時，也可以通過減小由于延遲的到達波而導致的多路衰落的影響來改進解碼過程的衰落耐久性，從而持續(xù)地維持穩(wěn)定的接收條件。此外，由于不需要采用包括諸如匪SE之類的逆矩陣計算在內的估計算法，所以能夠減小硬件的尺寸并降低硬件的成本。
應當理解，本發(fā)明不限于上述實施例，而是可以以各種方式來修改和改變。例如，本發(fā)明不僅可廣泛用于使用諸如OF匿調制方案之類的多載波調制系統(tǒng)的無線通信設備，而且還可以應用于對多個天線的接收信號進行分集組合的無線通信設備。此外，例如，如圖7所示，甚至在通過匪SE來獲得組合接收信號的情況下，也可以對來自均衡器104的可靠性進行校正并通過將天線組合幅度提供給解碼電路105來對其執(zhí)行解碼處理。因此，可以改進解碼過程的衰落耐久性。
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權利要求
一種無線通信設備，其具有多個天線，并用于對所述多個天線接收到的信號進行分集組合，所述無線通信設備包括組合信息計算單元，用于基于所述多個天線的接收功率來計算天線組合幅度和組合權重；組合單元，用于通過基于組合信息計算單元所計算的組合權重對所述多個天線接收到的信號進行加權和組合，來產生組合接收信號；以及解碼處理單元，用于基于由組合信息計算單元所計算的天線組合幅度對由組合單元所產生的組合接收信號進行解碼。
2. 根據權利要求1所述的無線通信設備，其中，所述組合信息計算單元基于所述天線 組合幅度以及與每個天線相對應的接收功率的幅度來計算每個天線的天線可靠性比，作為 組合權重。
3. 根據權利要求1所述的無線通信設備，其中，將由所述組合單元來組合的、由所述多 個天線接收的信號是多級調制的信號。
4. 根據權利要求2所述的無線通信設備，其中，將由所述組合單元來組合的、由所述多 個天線接收的信號是多級調制的信號。
5. 根據權利要求1所述的無線通信設備，其中，將由所述組合單元來組合的、由所述多 個天線接收的信號是正交頻分復用的信號。
6. 根據權利要求2所述的無線通信設備，其中，將由所述組合單元來組合的、由所述多 個天線接收的信號是正交頻分復用的信號。
7. 根據權利要求3所述的無線通信設備，其中，將由所述組合單元來組合的、由所述多 個天線接收的信號是正交頻分復用的信號。
8. 根據權利要求4所述的無線通信設備，其中，將由所述組合單元來組合的、由所述多 個天線接收的信號是正交頻分復用的信號。
9. 一種對多個天線接收到的信號進行分集組合的無線接收方法，包括 組合信息計算步驟，其用于基于所述多個天線的接收功率來計算天線組合幅度和組合權重；組合步驟，其用于通過基于在組合信息計算步驟中計算的組合權重對所述多個天線接 收到的信號進行加權和組合，來產生組合接收信號；以及解碼處理步驟，其用于基于在組合信息計算步驟中計算的天線組合幅度，對在組合步 驟中產生的組合接收信號進行解碼。
全文摘要
一種無線通信設備，具有多個天線(11-1至11-M)，并對所述多個天線(11-1至11-M)接收到的信號進行分集組合。所述無線通信設備具有組合信息計算部件(14)，用于基于所述多個天線(11-1至11-M)的接收功率來計算天線組合幅度和組合權重；組合部件(15)，用于基于所計算的組合權重對所述多個天線(11-1至11-M)接收到的信號進行加權和組合；以及解碼處理部件(16)，用于基于所計算的天線組合幅度對組合單元(15)所產生的組合接收信號進行解碼。從而甚至在僅使用少量的接收天線的情況下，伴隨延遲的輸入波的多路衰落的作用可以被降低，以改善所述解碼過程的抗衰落特性，因此總是保持穩(wěn)定的接收狀態(tài)，同時能夠減小硬件的尺寸和成本。
文檔編號H04B7/08GK101790856SQ20088010477
公開日2010年7月28日 申請日期2008年8月28日 優(yōu)先權日2007年8月29日
發(fā)明者外山大介, 草野吉雅 申請人:京瓷株式會社