專利名稱：整數(shù)倍頻偏和符號定時的聯(lián)合估計方法和設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總體上涉及OFDM系統(tǒng)中的整數(shù)倍頻偏和符號定時估計，具 體地，涉及一種0FDM (正交頻分復(fù)用)系統(tǒng)中整數(shù)倍頻偏和符號定時 偏差的聯(lián)合估計方法和裝置，尤其適用于OFDM系統(tǒng)的數(shù)字音頻廣播和 數(shù)字多媒體廣播系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
目前，在用于廣播等連續(xù)傳輸?shù)腛FDM系統(tǒng)中，例如日本的 ISDB-T、歐洲的數(shù)字廣播系統(tǒng)DVB-T，時頻同步都是一個關(guān)鍵和復(fù) 雜的過程。在OFDM系統(tǒng)中，接收機的初始時間和粗頻率的捕獲通常 利用OFDM符號循環(huán)前綴的相關(guān)性獲得。然后，利用頻域的導(dǎo)頻信息 進行整數(shù)倍載波頻率偏移估計和符號精定時。其中，整數(shù)倍頻偏和符 號定時往往是兩個獨立的過程。這就需要較長的同步時間。隨著多媒 體廣播的發(fā)展，需要更快、更準的時頻同步。下面主要描述傳統(tǒng)的整 數(shù)倍載波頻偏和符號定時估計方法
整數(shù)倍載波頻率偏移估計 傳統(tǒng)方法1:
該方法通過比較循環(huán)移位后的接收導(dǎo)頻符號與本地已知導(dǎo)頻符號 的相關(guān)值(或者接收導(dǎo)頻符號與本地己知導(dǎo)頻符號循環(huán)移位后的相關(guān)
值)，來估計整數(shù)倍頻偏。整數(shù)倍頻偏的估計值A(chǔ)i;可以由下式得到其中^代表循環(huán)移位量，(.)w代表以N為底的模操作，K代表接收到的
導(dǎo)頻符號，^代表本地的已知導(dǎo)頻符號，argmax (x)運算指的是滿 足x最大的d值。
傳統(tǒng)方法2:
該方法首先對循環(huán)移位后的接收導(dǎo)頻符號與本地已知導(dǎo)頻符號的 共軛乘積做IFFT，接著，記錄對應(yīng)該循環(huán)移位量的最大值。最后，比 較各個循環(huán)移位量對應(yīng)的最大值的大小，這些值中的最大值對應(yīng)的循 環(huán)移位量即位估計的整數(shù)倍頻偏。整數(shù)倍頻偏的估計值A(chǔ)i;可由下式得
到:
△》=arg，x!m"l肝r(^+厶,)wZ'
(2)
其中的對應(yīng)量與式(l)相同,
傳統(tǒng)方法3:
該方法是對方法1的改進，假設(shè)導(dǎo)頻符號個數(shù)為N，其中N-VPL。 首先接收機對循環(huán)移位后的接收導(dǎo)頻符號分割成M份，對應(yīng)的本地導(dǎo) 頻符號也相應(yīng)地分割成M份。接著對分割后的循環(huán)移位后接收導(dǎo)頻符 號的一份與其對應(yīng)的本地已知導(dǎo)頻符號的一份做相關(guān)(稱為部分相 關(guān))，如下式-
(3)
其中L是分割后一份中導(dǎo)頻的個數(shù)，附是部分相關(guān)的起點。 最后接收機對各個子塊部分相關(guān)的值求和，判斷整數(shù)倍頻偏的值。如 下式-
arg max
m=0
SIX
丄
p=0
(4)
符號精定時估計:
5傳統(tǒng)的符號定時同步可以分為符號粗定時(即幀同步)和符號精 定時。這里所說的符號定時主要指符號精定時。傳統(tǒng)的符號定時同步 主要利用頻域中的導(dǎo)頻信息，通常情況下是在頻率偏差被補償后估計 出來的。這種情況下，符號定時和頻率偏差估計利用了不同的代價函 數(shù)，增加了接收機的同步處理時間。
下面針對上述提出的三種整數(shù)倍頻偏估計情況，來分析它們與符 號定時的結(jié)合情況。方法1中，接收到的導(dǎo)頻符號
其中^代表整數(shù)倍頻偏(假設(shè)小數(shù)倍頻偏已
被補償)，r代表符號定時偏差，w代表子載波個數(shù)。接收機端的已知 導(dǎo)頻z,-A。利用方法1種估計整數(shù)倍頻偏的代價函數(shù)不能估計出符
號定時偏差的值。
方法2中，接收機利用公式(2)估計出整數(shù)倍頻偏時，符號定時偏
差可以利用如下公式得到
d = {max
(4)
利用該方法可以實現(xiàn)符號定時和整數(shù)倍頻偏的聯(lián)合估計。
方法3與方法1一樣，不能實現(xiàn)整數(shù)倍頻偏和符號偏差的聯(lián)合估計。
方法1對整數(shù)倍頻偏的估計是在假設(shè)理想的符號定時同步的情況 下得出的。在實際的通信系統(tǒng)中，該方法受符號定時偏差的影響很大。 使用方法1估計整數(shù)倍頻偏之前，必須對符號定時做精準的同步，而 這在多徑時變信道下很難做到。
方法2利用IFFT的方法，估計出整數(shù)倍頻偏和符號定時偏差。 由于該方法利用了 IFFT，提高估計性能的同時，大大增加了復(fù)雜度。 假設(shè)丄是整偏估計范圍，W是子載波個數(shù)。方法2需要的搜索次數(shù)為 "w,每次搜索需要W + W/2承bg"欠復(fù)數(shù)乘法。而方法1需要丄次搜索， 每次搜索W次復(fù)數(shù)乘。
6方法3是對方法1的改進，利用分塊技術(shù)，提高了整偏估計對符 號定時偏差的容忍能力，但是并沒有消除對符號定時偏差的影響。同 時，如何對整個符號分割，受到了符號定時偏差的大小以及子載波的 個數(shù)的影響。實際實現(xiàn)時增加了接收機的復(fù)雜度。
上述的三種方法中，只有方法2可以實現(xiàn)整數(shù)倍頻偏和符號定時
的聯(lián)合估計且性能較高，但是復(fù)雜度太大。而方法1、 3只能實現(xiàn)整
數(shù)倍頻偏估計，性能受符號定時的影響，并且符號定時與整偏估計是 兩個獨立的過程，需要占用更多的處理時間和硬件資源。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提出了一種用于數(shù)字音頻/數(shù)字多媒體廣播OFDM接收機的
整數(shù)倍頻偏和符號定時的聯(lián)合估計方法和設(shè)備。
根據(jù)本發(fā)明的一方面， 一種在OFDM系統(tǒng)中整數(shù)倍頻偏和符號定
時的聯(lián)合估計裝置，包括
差分單元，用于提取導(dǎo)頻信號之間的差分信息；
循環(huán)相關(guān)單元，用于計算所述差分信息與另一循環(huán)移位后的序列 之間或循環(huán)移位的所述差分信息與另一序列的互相關(guān)值；
整數(shù)倍頻偏估計單元，用于從互相關(guān)值中估計整數(shù)倍頻偏值；
符號定時估計單元，用于從互相關(guān)值中估計定時偏差。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面， 一種在OFDM系統(tǒng)中整數(shù)倍頻偏和符號定 時的聯(lián)合估計方法，包括步驟
提取導(dǎo)頻信號之間的差分信息；
計算所述差分信息與另一循環(huán)移位后的序列之間或循環(huán)移位的所 述差分信息與另一序列的互相關(guān)值；
從互相關(guān)值中估計整數(shù)倍頻偏值；以及 從所述互相關(guān)值中估計定時偏差。
根據(jù)本發(fā)明，利用頻域?qū)ьl信號，在存在整數(shù)倍頻偏和符號定時偏 差的情況下，利用導(dǎo)頻信號的差分信息，可同時估計出整數(shù)倍頻偏和符號定時偏差。該方法在消除傳統(tǒng)算法估計整數(shù)倍頻偏時受符號定時 偏差影響出現(xiàn)錯誤的情況下，大大提高了整偏估計的精確度。同時， 聯(lián)合估計降低了計算代價函數(shù)的復(fù)雜度，減少了硬件資源。
本發(fā)明利用了導(dǎo)頻信號之間的差分信息。接收機端對接收到的導(dǎo) 頻信號提取差分信息，與接收機端已存儲的差分信息做相關(guān)。利用互 相關(guān)提供的信息量聯(lián)合估計出整數(shù)倍頻偏和符號定時偏差。
本發(fā)明提出了一種用于聯(lián)合估計整數(shù)倍頻偏和符號定時偏差的方 法和裝置，在保證性能的前提下，降低了接收機復(fù)雜度和處理時間。


圖1示出了根據(jù)本發(fā)明進行聯(lián)合估計的裝置的方框圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的差分單元的示意圖3示出了根據(jù)本發(fā)明的實施例實現(xiàn)聯(lián)合估計的詳細示意圖4示出了 Z差分序列的生成框圖5示出了本發(fā)明實施例中使用聯(lián)合估計的數(shù)據(jù)幀的示意圖； 圖6示出了在AWGN信道下本發(fā)明的方法與現(xiàn)有技術(shù)方法的性能比較 (符號定時偏差二O. 4%符號長度)；
圖7示出了在AWGN信道下本發(fā)明的方法與現(xiàn)有技術(shù)方法的性能比較 (符號定時偏差=0.8%符號長度)；
圖8示出了在AWGN信道下本發(fā)明的方法與現(xiàn)有技術(shù)方法的性能比 較(符號定時偏差=1.2%符號長度)；以及
圖9示出了在AWGN信道下本發(fā)明的方法與現(xiàn)有技術(shù)方法的性能比 較兩種算法的性能比較(理想的符號定時偏差)。
具體實施例方式
提供了例如詳細的結(jié)構(gòu)和元件之類的說明書中定義的內(nèi)容，以幫 助更全面地理解本發(fā)明的實施方式。因此，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員將 意識到，可以對這里描述的實施方式進行各種變化和修改，而不背離 本發(fā)明的范圍和精神。此外，為了清楚和簡潔，省略了對已知功能和 結(jié)構(gòu)的描述。
8本發(fā)明提出了一種用于聯(lián)合估計整數(shù)倍頻偏和符號定時偏差的方 法和裝置。圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的聯(lián)合估計裝置100的方框圖。如 圖1所示，為了實現(xiàn)根據(jù)本發(fā)明的聯(lián)合估計方法，在接收機中，聯(lián)合 估計裝置100可以包括差分單元101、循環(huán)相關(guān)單元102、整數(shù)倍頻
偏估計單元103和符號定時估計單元104。下面將參考圖2-圖4來詳
細說明根據(jù)本發(fā)明聯(lián)合估計整數(shù)倍頻偏和符號定時偏差的裝置。
差分單元101用于獲得接收到的導(dǎo)頻信號之間的差分信息。差分 單元101的輸出為Q序列。
循環(huán)相關(guān)單元102用于計算本地存儲的Z序列與差分單元的輸出 Q序列的循環(huán)移位的互相關(guān)值?；蛘哂嬎惚镜卮鎯Φ腪序列的循環(huán)移 位與差分單元的輸出Q序列的互相關(guān)值。
根據(jù)優(yōu)選實施例，循環(huán)相關(guān)單元可以包括Z序列存儲單元、Q 序列存儲單元、共軛單元、乘法器和加法器。其中Z序列存儲單元是 本地存儲單元，存儲了導(dǎo)頻信號的差分信息。下文中將詳細描述Z序 列存儲單元中所存儲的差分信息的產(chǎn)生方法。
整數(shù)倍頻偏估計單元103用于根據(jù)循環(huán)相關(guān)單元102輸出的互相
關(guān)值的度量來判斷整數(shù)倍頻偏值。
根據(jù)優(yōu)選實施例，整數(shù)倍頻偏估計單元103可以包括模平方模 塊或?qū)嵅磕：吞摬磕Ｇ蠛湍K(即判斷變量產(chǎn)生單元)201以及峰值 檢測單元202。
其中，模平方單元201用于求相關(guān)復(fù)數(shù)的模的平方。由于根據(jù)本
發(fā)明的模平方模塊省去了模值計算過程中的開方操作，從而節(jié)省了處 理時間和硬件資源。
實部模和虛部模求和模塊可以用于計算復(fù)數(shù)實部的絕對值與虛部 的絕對值的和。
峰值檢測單元202用于確定整數(shù)倍頻偏的估計值。對于循環(huán)相關(guān) 單元的輸出，每一個循環(huán)移位值"，對應(yīng)于不同的判決變量^(力。其 中，最大的峰值對應(yīng)的^值，就是估計出的整數(shù)倍頻偏值。
<formula>formula see original document page 9</formula> (5)因此，可以使用峰值檢測器來檢測戶(力的峰值，該峰值檢測器每 次比較輸入的峰值和已記錄的前一個峰值，并記錄較大峰值和該峰值 所對應(yīng)的d值。在搜索范圍內(nèi)，逐次進行比較、更新，直到找到最大 峰值，并輸出估計出的整數(shù)倍頻偏值。
符號定時估計單元104用于計算整數(shù)倍頻偏估計值所對應(yīng)的循環(huán) 相關(guān)器的輸出相關(guān)值在復(fù)平面中對應(yīng)的幅角。利用該幅角來得到符號 定時偏差的估計值。
下面將參照附圖對本發(fā)明聯(lián)合估計整數(shù)倍頻偏和符號定時偏差的 方法步驟加以說明。依據(jù)

的本發(fā)明的構(gòu)造和作用僅僅作為一 個實施例進行說明，而本發(fā)明的上述技術(shù)思想和核心構(gòu)成及作用并不 局限于此。
總體上，本發(fā)明的聯(lián)合估計方法在于根據(jù)接收到的導(dǎo)頻信號，利
用差分單元101提取其中的差分信息；利用循環(huán)相關(guān)單元102計算循
環(huán)移位后差分信息和接收機自身存儲的導(dǎo)頻信號的差分信息的互相關(guān)
值；整數(shù)倍頻偏估計單元103利用計算得到的互相關(guān)值估計整數(shù)倍頻 偏；以及符號定時估計單元104利用估計出的整數(shù)倍頻偏值對應(yīng)的互 相關(guān)值，估計出符號定時偏差。
圖5示出了可應(yīng)用于本實施例的OFDM系統(tǒng)的數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)。該數(shù) 據(jù)幀結(jié)構(gòu)最初由DAB系統(tǒng)提出，后來被許多數(shù)字多媒體廣播標準采 用，例如韓國的T-DMB、中國的T-MMB系統(tǒng)等。
圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的差分單元的示意圖。如圖2所示，接收到 的導(dǎo)頻信號(不考慮噪聲)可以由如下數(shù)學(xué)公式得到.-
W (6)
在公式(6)中，V表示OFDM信號內(nèi)子載波的個數(shù)，石代表OFDM 信號內(nèi)第A個子載波，A/,代表整數(shù)倍頻偏值，r代表符號定時偏差。
由上面公式可以看出，符號定時的偏差對接收到的導(dǎo)頻信號產(chǎn)生了 相位影響。定時偏差對不同的子載波產(chǎn)生不同的相位影響。為了克服 這種影響，本發(fā)明采用了如圖2所示的差分單元。通過利用公式(7)
10來得到輸出的差分信息序列，本發(fā)明的差分單元克服了符號定時偏差 對不同子載波線形相位的影響
<formula>formula see original document page 11</formula>
(7)
圖3示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的實現(xiàn)聯(lián)合估計整數(shù)倍頻偏和符號 定時偏差的示意圖。如圖3所示，循環(huán)相關(guān)器102可以包括Q序列存 儲單元、循環(huán)移位單元、Z序列存儲單元以及共軛計算單元。整數(shù)倍 頻偏估計單元103可以包括模平方模塊或?qū)嵅磕：吞摬磕Ｇ蠛湍K 201、峰值檢測單元202。符號定時估計單元104可包括復(fù)數(shù)幅角計 算模塊以及帶系數(shù)的乘法器。
首先，將圖2所示的差分單元輸出的序列Q輸入到循環(huán)相關(guān)器102 的Q序列存儲單元。在循環(huán)相關(guān)器102的Z序列存儲單元中預(yù)先存儲 了 Z序列的值。在圖4中給出了根據(jù)優(yōu)選實施例的Z差分序列的生成 框圖。
(8)
在循環(huán)相關(guān)器102中，對Q序列進行循環(huán)移位，并將循環(huán)移位的 Q序列與Z序列的共軛相乘并求和，以得到這二者的互相關(guān)值。當(dāng)然， 還可以對Z序列進行循環(huán)移位，并將循環(huán)移位的Z序列與Q序列的共 軛相乘并求和，以得到這二者的互相關(guān)值。
循環(huán)相關(guān)器102的輸出可以由下面的數(shù)學(xué)公式得出
<formula>formula see original document page 11</formula>(9)
其中^代表循環(huán)移位量。
將循環(huán)相關(guān)器102的輸出輸入到整數(shù)倍頻偏估計單元103。 在整數(shù)倍頻偏估計單元103中，模平方單元201可以利用以下公
式來計算循環(huán)相關(guān)器102的輸出S""^)的模的平方，并將計算結(jié)果輸
出到峰值檢測單元202:
<formula>formula see original document page 11</formula>(10)在峰值檢測單元202中，檢測出最大的峰值7Y》對應(yīng)的d值，就 是估計出的整數(shù)倍頻偏值。
a二虹g:x(,》 (11)
這時得到整數(shù)倍頻偏的估計值。根據(jù)該估計值，可以得到循環(huán)相關(guān) 器102的輸出值對應(yīng)的相關(guān)值
一/2;rr
(12)
此時，可以利用幅角計算單元203和乘法器計算符號定時偏差
f = -~^"arg(S讓(J)) (13)
圖6-9給出了根據(jù)本發(fā)明的方法與傳統(tǒng)方法在整數(shù)倍頻偏估計性 能上的差別。如圖所示，可以看出本發(fā)明與傳統(tǒng)方法相比較有如下特
點
1. 比傳統(tǒng)聯(lián)合估計整數(shù)倍頻偏和符號定時偏差的聯(lián)合估計，即上
述方法2，在保證性能的前提下，大大降低了算法的復(fù)雜度。
2. 克服了傳統(tǒng)算法將整數(shù)倍頻偏和符號定時偏差分開處理的方 法，使得同步的處理時間降低，硬件資源減少。
3. 利用差分單元，克服了傳統(tǒng)整數(shù)倍頻偏算法受符號定時的依賴 的影響。
本技術(shù)領(lǐng)域中的普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)認識到，以上的實施例僅是用 來說明本發(fā)明，而并非用作為對本發(fā)明的限定。例如本實例中上述的 差分單元應(yīng)用于相鄰子載波上的導(dǎo)頻符號，而實際上可以對相鄰固定 間隔的子載波上的導(dǎo)頻應(yīng)用差分單元。實際上差分單元不僅可以用于 連續(xù)導(dǎo)頻，也可以用于在載波間隔相同的離散導(dǎo)頻。只要在本發(fā)明的 實質(zhì)精神范圍內(nèi)， 以上所述實施例的各種變化、變體都將落在由所 附權(quán)利要求書限定的本發(fā)明的范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種在OFDM系統(tǒng)中整數(shù)倍頻偏和符號定時的聯(lián)合估計裝置，包括差分單元，用于提取導(dǎo)頻信號之間的差分信息；循環(huán)相關(guān)單元，用于計算所述差分信息與循環(huán)移位后的另一序列之間或循環(huán)移位后的所述差分信息與所述另一序列的互相關(guān)值；整數(shù)倍頻偏估計單元，用于從互相關(guān)值中估計整數(shù)倍頻偏值；符號定時估計單元，用于從互相關(guān)值中估計定時偏差。
2. 如權(quán)利要求l所述的聯(lián)合估計裝置，其中，所述差分單元通過將 接收到的當(dāng)前符號延遲固定間隔，然后與當(dāng)前符號的共軛相乘，來提 取差分信息。
3. 如權(quán)利要求1所述的聯(lián)合估計裝置，其中，所述循環(huán)相關(guān)單元 包括-本地序列存儲單元，用于預(yù)先存儲導(dǎo)頻信號的差分信息，作為所 述另一序列；共軛單元和循環(huán)移位單元，分別對所述差分信息和所述另一序列 進行操作，以得到這二者的互相關(guān)值。
4. 如權(quán)利要求1所述的聯(lián)合估計裝置，其中，所述整數(shù)倍頻偏估 計單元包括峰值檢測單元，用于檢測輸入的互相關(guān)值中模的最大值， 以估計整數(shù)倍頻偏值。
5. 如權(quán)利要求l所述的聯(lián)合估計裝置，其中，所述符號定時估計單 元利用整數(shù)倍頻偏估計單元估計的整數(shù)倍頻偏，計算對應(yīng)的循環(huán)相關(guān) 單元輸出的互相關(guān)值的幅角，以得到符號定時偏差。
6. —種在OFDM系統(tǒng)中整數(shù)倍頻偏和符號定時的聯(lián)合估計方法， 包括步驟提取導(dǎo)頻信號之間的差分信息；計算所述差分信息與另一循環(huán)移位后的序列之間或循環(huán)移位的所 述差分信息與另一序列的互相關(guān)值；從互相關(guān)值中估計整數(shù)倍頻偏值；以及從所述互相關(guān)值中估計定時偏差。
7.如權(quán)利要求6所述的聯(lián)合估計方法，其中，通過將接收到的當(dāng)前 符號延遲固定間隔，然后與當(dāng)前符號的共軛相乘，來提取差分信息。
8. 如權(quán)利要求6所述的聯(lián)合估計方法，其中，預(yù)先存儲導(dǎo)頻信號 的差分信息，作為所述另一序列；以及分別對所述差分信息和所述另 一序列進行操作，以得到這二者的互相關(guān)值。
9. 如權(quán)利要求6所述的聯(lián)合估計方法，其中，從互相關(guān)值中估計整數(shù)倍頻偏值包括檢測輸入的互相關(guān)值中模的最大值。
10. 如權(quán)利要求6所述的聯(lián)合估計方法，其中，從所述互相關(guān)值中估計定時偏差包括利用估計的整數(shù)倍頻偏，計算對應(yīng)的循環(huán)相關(guān)單元輸出的互相關(guān)值的幅角。
全文摘要
一種在OFDM系統(tǒng)中整數(shù)倍頻偏和符號定時的聯(lián)合估計裝置，包括差分單元，用于提取導(dǎo)頻信號之間的差分信息；循環(huán)相關(guān)單元，用于計算所述差分信息與另一循環(huán)移位后的序列之間或循環(huán)移位的所述差分信息與另一序列的互相關(guān)值；整數(shù)倍頻偏估計單元，用于從互相關(guān)值中估計整數(shù)倍頻偏值；符號定時估計單元，用于從互相關(guān)值中估計定時偏差。根據(jù)本發(fā)明，在消除傳統(tǒng)算法估計整數(shù)倍頻偏時受符號定時偏差影響出現(xiàn)錯誤的情況下，大大提高了整偏估計的精確度。同時，聯(lián)合估計降低了計算代價函數(shù)的復(fù)雜度，減少了硬件資源。
文檔編號H04L25/03GK101640650SQ200810144859
公開日2010年2月3日 申請日期2008年7月31日 優(yōu)先權(quán)日2008年7月31日
發(fā)明者張喬喬, 樸范鎮(zhèn), 王陽陽, 魏立軍 申請人:三星電子株式會社;北京三星通信技術(shù)研究有限公司