專利名稱：一種基于變d技術(shù)的載波頻偏粗同步方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于無線數(shù)字通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種載波頻偏粗同步方法，可直接應(yīng)用 于數(shù)字電視或數(shù)字廣播接收系統(tǒng)中的同步模塊。
背景技術(shù)：
近年來，無線通信得到廣泛的關(guān)注。因?yàn)闊o線通信傳輸環(huán)境比較惡劣，對(duì)數(shù)字接收機(jī) 的要求比較高。由于發(fā)射機(jī)和接收機(jī)中本地振蕩器的不穩(wěn)定以及移動(dòng)信道中的多普勒效 應(yīng)，本地產(chǎn)生的載波信號(hào)與接收到的載波信號(hào)不一致，因此發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間存在著載 波頻率偏差。載波頻率偏差會(huì)導(dǎo)致子信道之間產(chǎn)生干擾，如果不采取措施對(duì)這種信道干擾 加以克服，會(huì)嚴(yán)重映像系統(tǒng)的性能。去年剛頒布的地面數(shù)字多媒體廣播(DTMB)傳輸國 家標(biāo)準(zhǔn)采用時(shí)域同步的正交頻分復(fù)用調(diào)制(TDS-OFDM)，或者稱為以PN序列為保護(hù)間隔 的正交頻分復(fù)用調(diào)制?；谧僁技術(shù)的載波頻偏粗同步算法正是用于此系統(tǒng)的一種有效的 同步估計(jì)算法。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提出一種載波頻偏捕獲范圍大，而頻偏估計(jì)方差小的載波頻偏粗同 步方法。
D-spaced算法和最大似然估計(jì)算法均是傳統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)算法。DTMB系統(tǒng)的傳輸 方案是以PN序列作為保護(hù)間隔的。這個(gè)保護(hù)間隔可用于載波同步、定時(shí)同步、幀同步、 信道估計(jì)以及跟蹤相位噪聲等。本發(fā)明提出的載波頻偏粗同步方法，是一種基于變D技術(shù) 的載波頻偏粗估計(jì)算法，它利用了PN序列的特性，將D-spaced算法和最大似然估計(jì)算法 相結(jié)合，估計(jì)載波頻偏。
圖1顯示了信號(hào)幀的幀結(jié)構(gòu)。幀頭由一個(gè)前同步、 一個(gè)PN序列和一個(gè)后同步組成， 其中，PN序列由255個(gè)符號(hào)組成，前同步由PN序列的后82個(gè)符號(hào)復(fù)制產(chǎn)生，后同步由 PN序列的前83個(gè)符號(hào)復(fù)制產(chǎn)生；幀頭總共由420個(gè)符號(hào)組成，并且?guī)^功率是幀體功率 的兩倍。
D-spaced估計(jì)算法利用了整個(gè)幀頭的數(shù)據(jù)，其目的是取得較大的載波頻偏捕獲范圍和 相對(duì)精確的估計(jì)值。最大似然估計(jì)利用了前同步或后同步和其在PN序列中的復(fù)制部分的 數(shù)據(jù)進(jìn)行估計(jì)。因此雖然捕獲范圍不大，但卻有較為精確的估計(jì)值。
下面介紹D-spaced算法和最大似然估計(jì)算法 D-spaced算法基本的載波頻偏估計(jì)公式為z(" + l)/(")
<formula>formula see original document page 4</formula>其中<formula>formula see original document page 4</formula>為權(quán)重函數(shù)，表示估計(jì)間隔中心的最大值。N為參與載波
頻偏估計(jì)運(yùn)算的長度，n為接收到的是第n位數(shù)據(jù)，z為接收端接收到的基帶信號(hào)，W為接 收到的基帶信號(hào)的共軛信號(hào)。
本發(fā)明的D-spaced算法是在基本的載波頻偏估計(jì)公式的基礎(chǔ)上用z(" + l)/(n + l-")
代替z(" + l)/(w)，其中D表示兩個(gè)數(shù)據(jù)間的間隔長度。由此得到載波頻偏公式為
<formula>formula see original document page 4</formula>
(3)
此算法的載波頻偏捕獲范圍為
<formula>formula see original document page 4</formula>
載波頻偏估計(jì)的方差為
(4)
<formula>formula see original document page 4</formula>
(5)
根據(jù)D-spaced算法的捕獲范圍公式和估計(jì)方差公式可以得出D越大，估計(jì)的方差越小， 但同時(shí)載波頻偏估計(jì)的捕獲范圍也越小。這里Es為接收到的信號(hào)的能量，No為噪聲的能
最大似然算法的估計(jì)公式為
<formula>formula see original document page 4</formula>
(6)
載波頻偏的捕獲范圍為
<formula>formula see original document page 4</formula>
(7)
其中L為兩個(gè)數(shù)據(jù)間的間隔長度，可取為255， l為參與載波頻偏估計(jì)運(yùn)算的長
度，^為載波頻偏估計(jì)運(yùn)算的起始位置，n為接收到的是第n位數(shù)據(jù)，Z為接收端接收到的 基帶信號(hào)，Z+為接收到的基帶信號(hào)的共軛信號(hào)。
使用該方法的優(yōu)點(diǎn)在于實(shí)現(xiàn)了更大的載波頻偏捕獲范圍，不論是在高斯白噪聲或者多 徑信道下都有很好的估計(jì)結(jié)果，其載波頻偏估計(jì)的方差均滿足系統(tǒng)要求。同時(shí)由于該方法 利用了算法的多次疊加，可以根據(jù)實(shí)際的情況增加或減少疊加的次數(shù)以獲得最優(yōu)的估計(jì)結(jié) 果和適當(dāng)?shù)挠布Y源開銷。


圖1為信號(hào)幀的幀結(jié)構(gòu)。
圖2為載波頻偏為lkHz情況下，通過PN序列相關(guān)得到的相關(guān)峰值。
圖3為載波頻偏為50kHz情況下，通過PN序列相關(guān)已無法的到明顯的相關(guān)峰。
圖4為通過功率檢測(cè)的方法得到的功率峰值結(jié)果，最大峰值處所對(duì)應(yīng)的符號(hào)位置即為
幀頭的起始位置。
圖5為不同D值情況下，算法所能捕獲的載波頻偏范圍。
圖6為在相同的載波頻偏條件下，不同D值的所得估計(jì)方差的大小。
圖7為只使用變D算法估計(jì)的載波頻偏方差值和使用變D技術(shù)與最大似然估計(jì)算法聯(lián)
合估計(jì)后的載波頻偏估計(jì)方差值。
圖8為在高斯白噪聲下，信噪比分別為10dB、 20dB和30dB時(shí)利用本說明所能實(shí)現(xiàn)
的載波頻偏捕獲范圍和估計(jì)方差。
具體實(shí)施例方式
將本發(fā)明方法用于基于DTMB數(shù)字電視傳輸標(biāo)準(zhǔn)的接收機(jī)系統(tǒng)的載波同步部分的實(shí) 現(xiàn)中，取得了良好的效果。
首先利用D-spaced算法進(jìn)行估計(jì)，在利用幀頭進(jìn)行頻偏估計(jì)之前要首先確定接收到的 信號(hào)幀的起始位置。但在通過PN序列的相關(guān)性尋找?guī)^起始位置的方法在載波頻偏較大 的情況下會(huì)失效。如圖2所示，在不同的載波頻偏情況下，通過PN序列相關(guān)得到的相關(guān) 峰值。由圖可以得出，當(dāng)載波頻偏(CFO)值為lKHz時(shí)，PN序列的相關(guān)值有明顯的相關(guān) 峰，可以通過相關(guān)峰值確定幀頭的起始位置。當(dāng)載波頻偏值增大到50KHz時(shí)，PN序列的 相關(guān)性被破壞，無法通過相關(guān)峰值得到準(zhǔn)確的幀頭起始位置。
為了準(zhǔn)確的確定起始位置，我們利用幀頭功率比幀體功率大兩倍這個(gè)條件，運(yùn)用功率 檢波器比較每次的功率值。功率檢波器用于檢測(cè)接收信號(hào)的幀頭起始位置。幀頭的結(jié)構(gòu)如
圖1所示，幀頭由一個(gè)前同步、 一個(gè)PN序列和一個(gè)后同步組成。PN序列由255個(gè)符號(hào)組 成，前同步由PN序列的后82個(gè)符號(hào)復(fù)制產(chǎn)生，后同步由PN序列的前83個(gè)符號(hào)復(fù)制產(chǎn) 生。幀頭一共由420個(gè)符號(hào)組成。為了準(zhǔn)確確定起始位置，我們利用幀頭功率比幀體功率 大兩倍這個(gè)條件，通過依次計(jì)算一組420個(gè)符號(hào)的功率總和，比較每次的值，峰值最大處 所對(duì)應(yīng)的符號(hào)位置即為幀頭的起始位置，如圖4所示。
根據(jù)D-spaced算法的捕獲范圍公式和估計(jì)方差公式和圖5與圖6可以得出D越大， 估計(jì)的方差越小，但同時(shí)載波頻偏估計(jì)的捕獲范圍也越小，這就有一個(gè)折衷的過程。當(dāng)載 波頻偏較大時(shí)，選用較小的D，以便能取得較大的捕獲范圍。通過前一次的估計(jì)，載波頻 偏變小，這時(shí)可以選用較大的D，以便減小頻偏估計(jì)的方差。經(jīng)過多次的疊加估計(jì)就能取 得較好的估計(jì)結(jié)果。
D-spaced算法在惡劣多徑條件下，當(dāng)選取的D值較大時(shí)，載波頻偏的誤差會(huì)比較大， 不滿足載波粗同步的性能指標(biāo)。因此為了克服在惡劣多徑條件下D-spaced算法的缺陷，我 們使用D-spaced和最大似然估計(jì)聯(lián)合的方法，即在D-spaced估計(jì)完成后再進(jìn)行一次最大 似然估計(jì)。圖7清楚的顯示了分別只使用變D技術(shù)的估計(jì)方法和使用變D技術(shù)和最大似然 估計(jì)方法相結(jié)合的聯(lián)合估計(jì)方法分別得到的載波頻偏估計(jì)方差?？梢钥闯?，使用聯(lián)合估計(jì) 方法得到方差值比僅使用變D技術(shù)得到的方差值小一個(gè)數(shù)量級(jí)。最大似然估計(jì)利用前同步 或后同步和其在PN序列中的復(fù)制部分的數(shù)據(jù)進(jìn)行估計(jì)。因此雖然捕獲范圍不大，但卻有 較小的估計(jì)方差。D-spaced算法估計(jì)完成后再進(jìn)行一次最大似然算法的估計(jì)就能滿足系統(tǒng) 的性能指標(biāo)。圖7顯示了只使用變D算法估計(jì)的載波頻偏方差值和使用變D技術(shù)與最大似 然估計(jì)算法聯(lián)合估計(jì)后的載波頻偏估計(jì)方差值?？梢钥闯觯褂煤笠环N方法得到的估計(jì)效
果比前一種提高了兩個(gè)數(shù)量級(jí)，完全滿足系統(tǒng)的要求。
在本系統(tǒng)中，根據(jù)系統(tǒng)要求和實(shí)際情況，我們采用了三次D-spaced算法的疊加。為了 既能具有較大的捕獲范圍同時(shí)具有較小的估計(jì)方差，三次D-spaced估計(jì)取用不同的D值， 分別為8、 60和80，接著進(jìn)行一次最大似然估計(jì)。圖8顯示了在高斯白噪聲下，信噪比分 別為10dB、 20dB和30dB時(shí)本方案的載波頻偏捕獲范圍和估計(jì)方差，最終的估計(jì)結(jié)果滿 足系統(tǒng)要求。
權(quán)利要求
1.一種基于變D技術(shù)的載波頻偏粗同步方法，其特征在于幀頭由一個(gè)前同步、一個(gè)PN序列和一個(gè)后同步組成，其中，PN序列由255個(gè)符號(hào)組成，前同步由PN序列的后82個(gè)符號(hào)復(fù)制產(chǎn)生，后同步由PN序列的前83個(gè)符號(hào)復(fù)制產(chǎn)生；幀頭一共由420個(gè)符號(hào)組成，并且?guī)^功率是幀體功率的兩倍；載波頻偏的估計(jì)步驟如下(1)首先利用功率檢測(cè)器確定接收到的信號(hào)中幀頭的起始位置，即利用幀頭功率比幀體功率大2倍的條件，依次計(jì)算一組420個(gè)符號(hào)的功率總和，比較每次的值，峰值最大處所對(duì)應(yīng)的符號(hào)位置即為幀的起始位置；(2)利用D-spaced算法，估計(jì)載波頻偏；選取D值為3-8；(3)再次利用D-spaced算法，估計(jì)載波頻偏，選取D值為55-65；(4)第三次利用D-spaced算法，估計(jì)載波頻偏，選取D值為75-85；(5)利用最大似然算法，估計(jì)載波頻偏，得到滿足系統(tǒng)要求的載波頻偏估計(jì)值；其中，所述D-spaced算法估計(jì)載波頻偏的公式為
全文摘要
本發(fā)明屬于無線數(shù)字通信技術(shù)領(lǐng)域，具體為一種基于變D技術(shù)的載波頻偏粗同步方法。首先通過峰值檢測(cè)器找到信號(hào)幀的起始位置，接著使用基于變D技術(shù)的載波頻偏估計(jì)算法對(duì)載波頻偏進(jìn)行估計(jì)，最后用最大似然估計(jì)算法得到更為精確的估計(jì)結(jié)果。該方法因?yàn)槭褂昧俗僁技術(shù)和聯(lián)合估計(jì)方法，所以實(shí)現(xiàn)了更大頻偏估計(jì)范圍和更精確的估計(jì)結(jié)果的目的。該方法可以直接應(yīng)用于數(shù)字電視或數(shù)字廣播接收系統(tǒng)中的同步模塊。
文檔編號(hào)H04H1/00GK101102299SQ20071004471
公開日2008年1月9日 申請(qǐng)日期2007年8月9日 優(yōu)先權(quán)日2007年8月9日
發(fā)明者電 周, 巫建明, 曾曉洋, 武建強(qiáng), 赟 陳 申請(qǐng)人:復(fù)旦大學(xué);上海復(fù)旦微納電子有限公司