專利名稱：：脈沖寬度調制器的制作方法
技術領域：
：本發(fā)明涉及用于開關模式射頻功率放大器的開關調制器和包括該開關調制器的集成電路，以及開關調制射頻功率放大器的方法。
背景技術：
：現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)(例如，WCDMA，寬帶碼分多址)^使用數(shù)字調制方案，其中復數(shù)基帶信號的幅度和相位被調制到射頻載波的包絡上，因此形成了帶通RF信號。一種獲得這樣的帶通RF信號的方法是使用在載波頻率工作的開關模式功率放大器的脈沖寬度調制(PWM)和脈沖位置調制(PPM)。在開關模式功率放大器中，功率晶體管處于全傳導開啟狀態(tài)(ON狀態(tài))或全不傳導關閉狀態(tài)(OFF狀態(tài))，與線性功率放大器相比，開關模式功率放大器會取得非常高的功率效率(理想情況下等于100%)。在傳統(tǒng)的PWM(脈沖寬度調制)中，在每個采樣將信號的幅度映射到脈沖的寬度上，以及調制器為每個輸入采樣傳送一個信號脈沖。此外，在傳統(tǒng)的PPM(脈沖位置調制)中，信號的相位信息被映射到脈沖的位置上，以及為了產(chǎn)生表示信號的幅度和相位的脈沖序列，可以在PWM/PPM中將PWM(脈沖寬度調制)與PPM(脈沖位置調制)一起使用。圖2描述了在Ts0采樣的信號1的幅度是怎樣映射到調制脈沖3的寬度(即持續(xù)時間)上的，以及信號采樣的相位是怎樣在兩個采樣之間的時間間隔Ts-Tsl-Ts0(即采樣間隔或者采樣周期)內映射到脈沖3的位置上的。盡管由于需要高開關頻率，RF放大器的使用仍受到限制，但是使用PWM/PPM產(chǎn)生必須的帶通RF信號只需要在載波頻率處進行切換，并且不同于在諸如帶通A-5:調制或者低通PWM的情況下，其不需要數(shù)倍的頻率。因此，PWM/PPM所需的數(shù)字和模擬電路可以以集成電路來實現(xiàn)，例如以RFASIC(射頻專用集成電路)的形式。5圖1是顯示傳統(tǒng)概念的開關模式架構的方框圖，該架構由任意適當?shù)拈_關調制器2所組成，其中該開關調制器2被配置為調制基帶輸入信號以向功率放大器4提供構成二進制電平(binarylevel)信號的具有正確開關位置的脈沖序列3。之后，適當設計的在載波頻率周圍調諧的濾波器6對放大的脈沖序列5進行放大，從而濾出了正確的放大的射頻輸出信號7。圖2中所解釋的技術被應用于圖3所示的傳統(tǒng)配置中，其中基帶信號I+jQ(即I信號和Q信號)的笛卡爾坐標被轉換器10轉換為極坐標。傳統(tǒng)的合成的PWM/PPM8對表示極坐標的幅度4言號A和相位信號cp進行調制，通過PWM/PPM在基帶信號的采樣周期內將幅度信號映射到脈沖寬度并將相位信號映射到該脈沖的位置上。因為輸入幅度到脈沖寬度的映射是非線性函數(shù)(即正弦函數(shù))，因此需要逆(即反正弦)預矯正器從而獲得線性輸出，并且在圖示配置的校正計算器11內預計算這個校正。圖4還顯示了如上所述的由合成的PWM/PPM8所產(chǎn)生的表示基帶信號幅度和相位的脈沖序列3。之后，功率放大器4對脈沖序列3進行放大，帶通濾波器6對放大的脈沖序列5進行濾波，在輸出處產(chǎn)生放大的基帶信號7。例如在US2004/0246060中公開了4支術領域內的相關4支術，其描述了產(chǎn)生適合由諸如D類放大器的開關模式功率放大器放大的二級信號。但是，上述的傳統(tǒng)配置和相關技術有一些缺陷。例如，當相位映射延伸+/-180度邊界時，具有固定采樣周期Ts的合成脈沖寬度和脈沖位置調制會引起脈沖的"回繞"或者相位跳變。圖4顯示了這個"回繞"，其中因為第一脈沖不能延伸到下一個采樣間隔，表示在TsO的采樣的脈沖在釆樣周期內"包繞"。替代地，將在下個間隔過程中傳送第二脈沖，第二脈沖將會表示在Tsl的第二采樣的幅度和相位。相位跳變也會在相位跳變位置引起脈沖寬度的丟失或錯誤的脈沖寬度。本4支術領域內已經(jīng)/〉知將上述的PWM(脈沖寬度調制)和PPM(脈沖位置調制)以及帶通A-i:(DS)調制組合。但是，帶通DSM有一些缺點，例如高的頻帶外噪聲和非常高的開關頻率。一般地，例如在fs/4帶通DS調制器中，采樣頻率fs-^載波頻率。組合PW/PP調制的缺點是數(shù)字化定義的脈沖寬度和位置的時間粒度，它由于量化噪聲限制了可獲得的動態(tài)范圍。為了達到60-70dB動態(tài)范圍，寬度和定位需要至少512級，這需要現(xiàn)今還達不到的數(shù)字電路的時鐘頻率和速度。因此，仍然存在的問題是，所實現(xiàn)的用于開關模式射頻功率放大器的開關調制器架構如何能夠在大帶寬上進行線性放大時具有高動態(tài)范圍和無"回繞，，問題，并適于以集成電路實現(xiàn)。
發(fā)明內容本發(fā)明的一個目的在于解決上述問題，并提供改進的用于開關模式射頻功率放大器的開關調制器架構。根據(jù)所附的權利要求書的開關調制器、開關調制的集成電路和方法可以實現(xiàn)這個目的和其它目的。根據(jù)第一方面，本發(fā)明涉及用于開關模式射頻功率放大器的開關調制器，所述開關調制器被配置為將由分量I和Q表示的輸入復數(shù)基帶信號的相位和幅度映射到調制輸出脈沖序列。開關調制器被配置為單獨采樣和調制I信號和Q信號，調制包括在采樣間隔內的脈沖位置的時移。開關調制器包括到在開關調制器內的單獨的I信號路徑的第一輸入、到在開關調制器內的單獨的Q信號路徑的第二輸入、和到在開關調制器內的正交時鐘發(fā)生器的第三輸入。正交時鐘發(fā)生器被配置成為了相對于調制的Q信號脈沖序列來延遲調制的I信號脈沖序列，產(chǎn)生具有正交移相關系的I時鐘信號和Q時鐘信號，以及在所脈沖序列內產(chǎn)生脈沖位置的時移。所述的產(chǎn)生的I時鐘信號和Q時鐘信號可以是正弦的，產(chǎn)生反正弦預矯正。該開關調制器配置有利于以集成電路的形式來實現(xiàn)，例如在RF-ASIC(射頻-專用集成電路)上，適用于各種不同的開關模式射頻功率放大器配置。通過使用通過開關調制器的單獨的I信號和Q信號路徑以及對在適當時移的脈沖序列中的射頻信號的總體幅度和相位信息進行編碼，避免了回繞和相位跳變，并且簡化了開關模式射頻功率放大器的無線電架構，獲得了大的功率效率和動態(tài)范圍。I信號和Q信號的調制可以包括將I信號和Q信號的采樣幅度分別映射到兩個平衡的50%占空比I信號脈沖序列的差分時間位置和兩個平衡的50%占空比Q信號脈沖序列的差分時間位置上?？蛇x地，調制包括分別在調制的非平衡I信號脈沖序列和調制的非平衡Q信號脈沖序列上將采樣幅度映射到脈沖寬度上，以及將與負采樣值對應的脈沖相對于與正采樣值對應的脈沖作時移。I時鐘信號和所述的Q時鐘信號被配置為在所述脈沖序列中產(chǎn)生用于脈沖的正確的時移位置和脈沖寬度。開關調制器還可以包括合成器，該合成器從調制的的非平衡I信號脈沖序列和調制的非平衡Q信號脈沖序列中產(chǎn)生表示復數(shù)I+jQ信號的合成的調制脈沖序列。使負采樣值脈沖相對于正采樣值脈沖的時移相當于0.5倍采樣間隔Ts，并且I信號輸出脈沖序列相對于Q信號輸出脈沖序列的延遲為0.25倍采樣間隔Ts,這相當于90度相移并且筒化了復數(shù)I+jQ信號的合成。開關調制器還包括兩個I信號比較器，用于從I時鐘信號中和從兩個反相斬波I信號中產(chǎn)生兩個差分時移平衡的I信號輸出脈沖序列；兩個Q信號比較器，用于從Q時鐘信號中和從兩個反相斬波Q信號中產(chǎn)生兩個差分時移平衡的Q信號輸出脈沖序列。另外，它還可以包括兩個用于差分時移平衡調制I信號脈沖序列的I信號輸出和兩個用于差分時移平衡調制Q信號脈沖序列的Q信號輸出。另外，開關調制器還包括用于從所述兩個差分時移平衡I信號輸出脈沖序列中產(chǎn)生非平衡I信號輸出脈沖序列的I信號門，用于從所述兩個差分時移平衡Q信號輸出脈沖序列中產(chǎn)生非平衡Q信號輸出脈沖序列的Q信號門，以及用于非平衡調制I信號脈沖序列的I信號輸出和用于非平衡調制Q信號脈沖序列的Q信號輸出。開關調制器還包括笛卡爾坐標-極坐標轉換器，該笛卡爾坐標-極坐標轉換器將表示輸入基帶信號的I信號和Q信號轉換成A(t)信號和相位調制w(t)信號，其中A(t)信號表示所述輸入基帶信號的幅度并且連接到所述第一I信號輸入，(O(t)信號表示所述輸入基帶信號的相位并且連接到所述第三時鐘輸入?？蛇x地，開關調制器提供合成器，該合成器用于將非平衡I信號輸出脈沖序列增加到非平衡Q信號輸出脈沖序列，產(chǎn)生表示調制輸入基帶信號I+jQ的合成的調制脈沖序列，其中所述合成器可以包括或門。開關調制器還包括用于調制復數(shù)I+jQ脈沖序列的信號輸出。根據(jù)第二方面，本發(fā)明涉及提供有根據(jù)上述第一方面的開關調制器的集成電路。根據(jù)第三方面，本方面涉及用于開關調制射頻功率放大器的方法，其中在該方法中復數(shù)分量I+jQ的I信號和Q信號表示輸入信號。該方法包括以下步驟單獨采樣和脈沖寬度調制I信號和Q信號，從而產(chǎn)生調制I信號脈沖序列和調制Q信號脈沖序列；相對于與正采樣值對應的脈沖時移與負采樣值對應的脈沖；通過引入延遲時移來延遲I信號脈沖序列的每一個脈沖；合成I信號脈沖序列和Q信號脈沖序列，然后放大合成的脈沖序列。該方法還包括限制輸入I信號和Q信號的峰值從而避免脈沖部分重疊的其它步驟。上。在I分量上的延遲時移可以為0.25Ts,這相當于卯度相移，使負釆樣脈沖相對于正釆樣脈沖的時移可以為0.5Ts?，F(xiàn)在參考附圖詳細的描述本發(fā)明，其中圖l是示意性顯示傳統(tǒng)的開關調制放大器配置的方框圖2顯示了信號幅度和相位到脈沖的映射；圖3是顯示傳統(tǒng)的組合的脈沖寬度調制器和脈沖位置調制器的配置的方框圖4顯示了當在固定的釆樣周期內信號相位映射到脈沖位置上時會發(fā)生的"回繞"；圖5是顯示開關調制放大器配置的第一例子的方框6是顯示開關調制放大器配置的第二例子的方框7是顯示開關調制放大器配置的第三例子的方框8顯示了根據(jù)本發(fā)明的示例性實施例的I分量和Q分量信號的正或負采樣的映射；圖9顯示了用于單極和雙極脈沖的笛卡爾脈沖寬度調制；圖10顯示了根據(jù)本發(fā)明包括開關調制器的第一示例性開關模式RF放大器配置；圖11顯示了根據(jù)本發(fā)明包括開關調制器的第二示例性開關模式RF放大器配置；圖12顯示了根據(jù)本發(fā)明包括開關調制器的第三示例性開關模式RF放大器配置；圖13顯示了根據(jù)本發(fā)明包括開關調制器的第四示例性開關模式RF放大器配置；圖14顯示了根據(jù)本發(fā)明包括開關調制器的第五示例性開關模式RF放大器配置；圖15是根據(jù)本發(fā)明第一實施例的開關調制器的方框圖；圖16顯示了根據(jù)圖15的脈沖序列；圖17是根據(jù)本發(fā)明第二和第三實施例的開關調制器的方框圖；圖18顯示了根據(jù)圖17的脈沖序列；圖19顯示了根據(jù)本發(fā)明包括開關調制器的開關模式放大器配置獲得的帶通濾波放大射頻信號，以及圖20是根據(jù)開關調制放大器配置的第三實例的對RF功率放大器進行開關調制的流程圖。具體實施例方式在下面的說明中，為了全面的理解本發(fā)明，描述了具體的細節(jié)，例如詳細的結構和步驟順序。但是，對于本領域的技術人員來說，以不同于這些具體細節(jié)的其它實施例來實現(xiàn)本發(fā)明是顯而易見的。另外，顯然可以用軟件功能結合可編程微處理器或者通用計算機，和/或使用專用集成芯片來實現(xiàn)所描述的功能。當以方法的形式來描述本發(fā)明時，本發(fā)明也可以嵌入至計算機程序產(chǎn)品和包括計算機處理器和存儲器的系統(tǒng)，其中使用一個或者多個可以執(zhí)行所述功能的程序對該存儲器編碼。本發(fā)明涉及用于開關模式射頻功率放大器的開關調制器，該開關調制器能夠將有關于基帶信號的幅度和相位的信息映射到調制輸出脈沖序列上。不同于傳統(tǒng)的PWM/PPM(脈沖寬度調制器/脈沖位置調制器)將相位映射到兩個釆樣之間的脈沖的位置上，根據(jù)本發(fā)明的開關調制器分別包括輸入基帶信號的單獨的用于I信號和Q信號的輸入和路徑。I信號和Q信號代表表示為I+jAQ的復數(shù)的笛卡爾坐標，其中實I信號，虛部Q表示信號的正交相位分量，即Q信號。根據(jù)本發(fā)明的開關調制器包括配置為分別采樣和調制I信號和Q信號的I信號部分和Q信號部分，調制包括在采樣間隔內相位位置的時移。另外，為了傳送表示基帶信號的復數(shù)I+jQ(并非分開來傳送實部(I)和虛部(Q))，要在放大各自的信號之前或之后將這兩個信號轉換成一個對應于I+jQ的信號。因為乘以j相當于90°的相移和0.25*時間周期的時移，因此根據(jù)本發(fā)明的開關調制器執(zhí)行I分量的0.25Ts的延遲(即時移)，其中采樣周期Ts是在射頻(RF)的采樣周期。之后，合成信號以獲得I+jQ，最后對該信號進行濾波從而產(chǎn)生正確的放大的射頻信號。根據(jù)本發(fā)明的上迷的開關調制器能夠使電路設計適用于以集成電路實現(xiàn)。通過利用經(jīng)調制器的分離的I和Q路徑并保持二進制信號的適當?shù)臅r移(為了對放大的射頻信號內的總體相位信息進行編碼)，回繞和相位跳變問題得到了解決，總體無線電架構得到簡化，因此有助于以RF-ASIC(射頻-專用集成電路)實現(xiàn)。圖5顯示了第一示例性開關模式放大器配置，包括根據(jù)本發(fā)明第一實施例的開關調制器15，通過將每個采樣的幅度映射到兩個50%占空比的差分的時移位置上，能夠分別對基帶信號的I信號分量1和Q信號分量9進行調制。調制器包括I信號部分2a、Q信號部分2b和被配置為將I信號延遲0.25Ts的延遲單元12。來自開關調制器15的合成的平衡(即以時移平衡意義而言)的脈沖序列3a、3b、3c、3d由四個功能上分開的功率放大器4a、4b、4c、4d進行放大，放大的信號由合適的合成器以第一成對差分的方式合成，因此產(chǎn)生了脈寬調制雙極性I和Q脈沖序列。合適的合成器13對雙極性I和Q脈沖序列進行合成，產(chǎn)生合成的放大的脈沖序列5，合適的帶通濾波器6對放大的脈沖序列5進行放大，產(chǎn)生正確的放大的帶通信號7。圖6顯示了第二示例性開關模式放大器配置包括根據(jù)本發(fā)明第二實施例的開關調制器15;通過將每個采樣的幅度映射到脈沖的寬度上以及使負采樣值的采樣位置和脈沖相對于正采樣值的采樣位置和脈沖時移0.5Ts,分別執(zhí)行基帶信號的I信號分量1和Q信號分量9的脈沖寬度調制。調制器包括I信號部分2a、Q信號部分2b和配置為將Iii信號延遲0.25Ts的延遲單元12。開關調制器15產(chǎn)生的兩個分開的非平衡的(以信號不包括平衡時移的意義而言)脈沖序列3e、3f由兩個功能上分開的功率放大器4a、4b進行放大，合適的合成器13對放大的信號進行合成，因此產(chǎn)生合成的放大脈沖序列5，合適的帶通濾波器6對合成的放大脈沖序列5進行濾波，產(chǎn)生正確的放大的帶通信號7。圖7顯示了第三示例性開關模式放大器配置包括根據(jù)本發(fā)明笫三實施例的開關調制器15;通過將每個采樣的幅度映射到脈沖的寬度上，并使負采樣值的采樣位置和脈沖相對于正采樣值的采樣位置和脈沖時移0.5Ts，分別實現(xiàn)基帶信號的I信號分量和Q信號分量的脈沖寬度調制。開關調制器I信號部分2a、Q信號部分2b、被配置為延遲I信號的延遲單元12和合成器13，其中該合成器13被配置成在開關調制器內將調制的延遲I信號與調制的Q信號合成從而在輸出端輸出合成的調制I+jQ脈沖序列3g。之后，信號功率放大器4對來自開關調制器的合成的脈沖序列3g放大，因此產(chǎn)生合成的放大脈沖序列5，合適的帶通濾波器6對合成的放大脈沖序列5進行濾波以產(chǎn)生正確的放大的帶通信號7。因此根據(jù)圖5中上述的第一配置，四個功能上分開的功率放大器4a、4b、4c、4d用于放大四個分開的脈沖序列3a、3b、3c、3d，其中3a、3b對應于調制的延遲I信號，3c、3d對應于調制的Q信號。合適的合成器以成對差分的方式合成放大的信號，因此產(chǎn)生脈沖寬度調制雙極性I和Q脈沖序列。對于這種具有三級的雙極性合成脈沖序列，脈沖的位置和極性根據(jù)下面的示例性表1對兩個輸入信號I和Q的符號進行編碼<table>tableseeoriginaldocumentpage12</column></row><table>表1因此，在根據(jù)本發(fā)明的開關調制器5的第一實施例中，幅度和相位信息的編碼方式為，利用相對于固定位置(為兩個單獨的I和Q信號的每一個而定義)的兩個50%占空比脈沖的差分時間位置，以及隨后利用這樣的脈沖的脈沖寬度和極性模式，該脈沖是在功率放大之后將兩個時移的50%占空比脈沖差分合成為一個雙極性脈沖序列所產(chǎn)生的。根據(jù)圖6中的第二配置，兩個功能上分開的功率放大器4a、4b、用于放大兩個分開的脈沖序列3e、3f，其中3e對應于調制的延遲同相信號(I信號)，3f對應于調制的正交相位信號(Q信號)。根據(jù)圖7所示的第三配置，為了放大來自開關調制器15的合成脈沖序列3，只需要一個功率放大器4。為了獲得正確的放大的輸出射頻信號，在功能延遲單元12中的脈沖寬度調制之后，將I信號延遲大約四分之一采樣間隔(即0.25Ts)，然后合成同相(I)和正交相位(Q)信號。因此，I信號脈沖序列在采樣間隔內時移0.25Ts，使得正采樣位于0.5Ts和負采樣脈沖位于lTs，同時未延遲的Q信號采樣脈沖分別位于0.25Ts和0.75Ts。延遲四分之一采樣間隔相當于90度相移，這簡化了將兩個正交分量合成為復數(shù)表示I+jQ。圖8顯示了根據(jù)本發(fā)明第二和第三實施例的開關調制器的根據(jù)示例性實施例的調制，包括I信號和Q信號的單獨的脈沖寬度調制，形成單極性調制脈沖序列。相對于Q分量將I分量延遲0.25Ts,導致在TsO的I分量的采樣位于0.5Ts,而在TsO的Q分量的采樣位于0.25Ts。另外，在TsO處的與正幅度相關的脈沖分別位于I分量和Q分量的采樣周期的前半周期，即分別位于0.5Ts和0.25Ts;而在Tsl處的與負幅度相關的脈沖分別位于I分量和Q分量的后半周期，即分別位于1Ts和0.75Ts。借助于所描述的設想，通過將脈沖分配到采樣間隔Ts內稍微不同的位置，將復數(shù)信號轉換為實信號。明顯地，所描述的位置只是在采樣周期內的合適位置的示例，一些替代位置是可能的，假設I信號采樣脈沖相對于Q信號采樣脈沖延遲0.25Ts，負采樣脈沖相對于正采樣脈沖偏移0.5Ts。對于單極性脈沖序列(即具有二進制電平)，按照下面示例性表2，脈沖的位置依賴于兩個輸入信號I和Q的符號<table>tableseeoriginaldocumentpage13</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage14</column></row><table>表2因此，根據(jù)本發(fā)明的開關調制器的第二和第三實施例，幅度和相位信息編碼的編碼方式為，利用兩個單獨的時移I和Q信號脈沖序列的每個脈沖的寬度和通過將脈沖定位于采樣周期T內的固定時移位置上。圖9顯示了分別將I分量和Q分量信號的正或者負采樣以笛卡爾脈沖寬度調制方式調制到產(chǎn)生的單極性和雙極性脈沖序列上。根據(jù)本發(fā)明的開關調制器15包括I信號部分2a和Q信號部分2b，I信號部分具有到I分量的第一輸入并且Q信號部分具有到Q分量的第二輸入。開關調制器15也提供有第三輸入，其中該第三輸入用于時鐘信號，該時鐘信號位于所需的載波頻率或者無線射頻信號帶通的中心頻率(如果射頻信號由一些已調制的載波組成)。根據(jù)第一實施例，I分量和Q分量的每一個的輸出由形式上為兩個單獨50%占比因數(shù)的二進制矩形脈沖序列的平衡輸出組成，該兩個單獨50%占比因數(shù)的二進制矩形脈沖序列相對于彼此適當?shù)貢r移從而分別對I和Q分量的幅度編碼，還包括所需的反正弦逆預矯正器。I和Q分量的輸出還相對于彼此適當?shù)貢r移從而表示Q信號(+90度)的正交位置，使之能夠在開關調制器內(并在放大之前)或者在放大之后簡化I和Q分量輸出的合成?？蛇x地，根據(jù)笫二或第三實施例，I和Q分量的輸出由形式上為單個(非平衡的)調制二進制方形波脈沖序列的輸出組成，需要較簡單的無線電架構。圖IO顯示了開關模式射頻功率放大器的配置，該開關模式射頻功率放大器包括根據(jù)本發(fā)明第一實施例的開關調制器15，具有來自開關調制器15的差分時移平衡輸出。開關調制器15的I信號部分包括用于基帶信號的I信號的第一輸入、通過開關調制器的I信號路徑和調制單極矩形脈沖序列的兩個平衡I信號輸出。為了對I信號的幅度進行編碼，兩個平衡的輸出脈沖序列需要適當?shù)卦诿總€采樣周期內差分時移50%占空比(包括所需要的反正弦預矯正器)，并且兩個平衡輸出脈沖序列在功率放大器4a、4b中被放大并在差分合成器中被合成，產(chǎn)生雙極性I信號脈沖序列。類似地，開關調制器15的Q信號部分包括用于基帶信號的Q信號的第二輸入、通過開關調制器15的Q信號路徑和適當?shù)夭罘謺r移的單極性脈沖序列的兩個平衡Q信號輸出。另外，為了表示Q信號的正交位置，相對于彼此適當?shù)貢r移I信號輸出脈沖序列和Q信號輸出脈沖序列。兩個平衡的Q輸出在功率在功率放大器4c、4d中被放大并在差分合成器中被合成，產(chǎn)生雙極性Q信號脈沖序列。然后，放大的雙極性I脈沖序列和雙極性Q脈沖序列在合成器13中被合成，產(chǎn)生放大的I+jQ信號，然后在合適的帶通濾波器6中對放大的I+jQ信號進行濾波。開關調制器15還包括用于時鐘信號(位于載波頻率)的第三輸入。圖ll顯示了開關模式射頻功率放大器的配置，該開關模式射頻功率放大器包括根據(jù)本發(fā)明第二實施例的具有非平衡輸出的開關調制器15。開關調制器15的I信號部分包括用于基帶信號的I信號的第一輸入、通過開關調制器的I信號路徑和調制單極矩形脈沖序列3e的一個非平衡I信號輸出。為了對I信號的幅度進行編碼，I信號輸出脈沖序具有在每個采樣周期內適當?shù)拿}沖寬度調制和時移的脈沖(包括所需要的反正弦預矯正)，并且在功率放大器4a中被放大。類似地，開關調制器15的Q信號部分包括用于基帶信號的Q信號的第二輸入、通過開關調制器的Q信號路徑以及脈沖寬度調制的和適當時移的單極性脈沖序列3f的非平衡Q信號輸出，其中脈沖序列3f在功率放大器4b中被放大。另外，為了表示Q信號的正交位置，相對于彼此適當?shù)貢r移I信號輸出脈沖序列3e和Q信號輸出脈沖序列3f。之后，在合適的合成器13中合成放大的I脈沖序列和Q脈沖序列，產(chǎn)生合成的單極性放大的I+jQ信號，合適的帶通濾波器6對I+jQ信號進行濾波。開關調制器15還包括用于時鐘信號(位于栽波頻率)的第三輸入。圖12和13顯示了包括根據(jù)本發(fā)明的開關調制器15的開關模式放大器的配置，顯示了開關調制器15是怎樣作為合成的脈沖寬度/脈沖位置調制器工作的以及產(chǎn)生以極坐標表示的(即幅度和相位)來自基帶信號的射頻信號。基帶信號I+jQ的笛卡爾坐標(即I信號和Q信號)被轉換器IO轉換成極坐標，幅度信號A和相位信號cp表示極坐標。相位信號將栽波頻率信號調制為調制器的時鐘輸入，放大的信號饋給開關調制器15的I信號輸入或者可選的是Q信號輸入。在圖12中，所示配置包括根據(jù)本發(fā)明第一實施例的具有兩個平衡15的I輸出和兩個平衡的Q輸出的開關調制器15。兩個單極性、調制平衡脈沖序列3a、3b是開關調制器15的輸出并且被兩個功率放大器4a、4b放大。然后調制和放大的平衡脈沖序列在差分合成器中被合成為在帶通濾波器6中被濾波的雙極性脈沖序列。在圖13中，所示配置包括根據(jù)本發(fā)明第二實施例的具有非平衡的I輸出和非平衡的Q輸出的開關調制器15。單極性脈沖寬度和脈沖位置調制脈沖是開關調制器15的輸出并在功率放大器4中被放大。之后，在帶通濾波器6中對調制和放大的脈沖序列進行濾波。圖14顯示了包括根據(jù)第三實施例的開關調制器15的配置，通過產(chǎn)生直接傳送到單個開關模式放大器4的合成的、非平衡二進制電平輸出信號在放大之前在開關調制器內執(zhí)行I信號和Q信號的合成。在這種情況下，為了避免I和Q信號的部分重疊，必須在開關調制器的輸入之前插入用于限制基帶I和Q信號的峰值的裝置，例如用于執(zhí)行適當?shù)碾娖窖a償(levelback-off)或者限幅功能(clippingfunction)的裝置。在第三實施例中，開關調制器不能具有平衡輸出，不能處理表示基帶信號極坐標的輸入信號。在所有的上述附圖中，濾波器6所示的位置位于I信號和Q信號的合成之后。但是，濾波器的該位置只是示意性，旨在更清楚地描述本發(fā)明的設想。在實際的實施中，濾波器的優(yōu)選位置可以例如是更為靠近功率放大器內的開關裝置并且和在I信號和Q信號的合成之前。根據(jù)本發(fā)明上述實施例的開關調制器15的優(yōu)點是它的電路設計可以例如RFASIC方式實現(xiàn)，這些電路設計在圖15和17中示出。圖15顯示了實現(xiàn)根據(jù)第一實施例的具有平衡輸出的開關調制器15的示例性電路設計的功能方框圖，，根據(jù)電路實現(xiàn)技術的不同，可以以不同的方式實現(xiàn)功能塊。圖15中的電路包括非平衡I輸入27和非平衡Q輸入28，并且通過如圖所示使信號經(jīng)過單位增益反轉和非反轉放大器或者通過其它適當?shù)难b置來產(chǎn)生差分平衡信號。在Q信號分量中，以相反的方式交替選擇差分信號Q+和Q-中的一個，例如通過兩個開關的方式。開關由50。/。占空比矩形波時鐘信號CLS的電平控制，因此產(chǎn)生具有相反相位的兩個斬波信號Ql，32a和Q2，32b。兩個矩形波時鐘Q一S和^S可以例如由施密特觸發(fā)器分別從正弦的相反分量I時鐘信號25，I_CLK和Q時鐘信號26，Q—CLK中產(chǎn)生的，其中I—CLK和Q—CLK由包含在電路中的正交時鐘發(fā)生器16產(chǎn)生。正弦時鐘發(fā)生器16的參考輸入是電路的輸入時鐘信號21CLK。信號Ql32a和Q232b和正交相位正弦Q時鐘信號Qj:LK26連接到兩個比較器18a、18b，其中Q時鐘信號并行連接到正輸入，斬波Q分量信號Ql32a和Q232b分別連接到負輸入。比較器18a、18b的輸出20a、20b組成了兩個用于開關模式RF功率放大器的差分時移平衡二進制電平Q輸出驅動信號Q_B_P，30a和Q_B_N，30b。圖16顯示了在Q分量內產(chǎn)生的相對于0Ts，0.25Ts,0.5Ts,0.75Ts和1Ts的一些上述信號。在根據(jù)圖15的電路中的I分量與上述的Q分量以相同的方式工作，只是由同相正弦I時鐘信號25I_CLK和矩形波時鐘I一S作了時移。因此，比較器17a、17b的輸出19a、19b組成了兩個用于開關模式RF功率放大器的差分時移平衡二進制I輸出驅動信號I—B_P，29a和I_B_N，29b。應當注意用于控制開關的時鐘信號I_S和Q—S分別與實際的信號分量I時鐘信號25I_CLK和26Q—CLK正交。因此，在開關調制器內的單獨路徑內處理I信號和Q信號，借助于共用同步正交時鐘信號，保持適當?shù)南辔徊钭鳛檩敵鲂盘柕臅r移。另外，電路會產(chǎn)生正確的在兩個輸出脈沖序列的固定偏移量(根據(jù)上面所列的表)附近的正弦預矯正差分時移，從而保持大約50%的占空比。這會導致對信號和時鐘電平誤差(levelerror)的低靈敏度。另外，通過這種電路設計，會得到準確的與所產(chǎn)生的脈沖位置對應的采樣位置，因此導致所生成的RF信號的非常低的失真電平。另外，由于兩個分量的最終的線性疊加，I和Q分量之間脈沖寬度內任何生成的電平失衡或時移內的相位失衡不會引起IM(內調制)性能的降低，只會引起EVM(ErrorVectorMagnitude誤差向量幅度)性能的降低。圖17顯示了提供有實現(xiàn)根據(jù)第二實施例的開關調制器15的附加電路系統(tǒng)的另一個示例性電路設計的功能方框圖，具有非平衡I輸出22和非平衡Q輸出24,以及根據(jù)第三實施例具有非平衡合成I+jQ輸出23.通過由差分時移平衡I和Q信號29a、29b、30a和30b的邏輯合成產(chǎn)生的用于I和Q分量的非平衡輸出信號29c、30c來實現(xiàn)這個電路，其中信號29a、29b、30a和30b構成了圖13所示的執(zhí)行根據(jù)第一17實施例的開關調制器的電路的輸出。在圖17中，接收平衡I和Q信號29a、b和30a、b的異或門在所述的平衡信號29a、b(I_B—P和I一B一N)之間和在所述的平衡信號30a、b(Q_B_P和Q_B—N)之間執(zhí)行差分功能(I_DIFF或Q_DIFF)，在每個采樣周期內產(chǎn)生具有兩個脈沖的單極性脈沖序列。根據(jù)輸入I或Q信號的符號，來自斬波信號(12或Q1)和與門的施密特觸發(fā)器功能(I_SIGN或Q—SIGN)在正確的位置選擇這些脈沖中的一個。另外，根據(jù)第三實施例，非平衡I和Q信號29c和30c的邏輯合成產(chǎn)生單個非平衡合成輸出信號3c，信號3c包括對I和Q分量的合成(即求和)，形成I+jQ，為了避免I和Q脈沖的部分重疊也需要限制脈沖寬度?；蜷T13將I和Q分量中的雙極脈沖序列合成為一個在輸出23上的合成脈沖序列3c(IQ_C)。圖18描述了在Q分量內產(chǎn)生的相對于0Ts,0.25Ts，0.5Ts,0.75Ts和1Ts的上述信號和輸出信號。圖19描述了根據(jù)本發(fā)明的方法和配置的被開關調制和放大的基帶信號的濾除頻譜的放大視圖。被濾除的頻率表示放大的原始的復數(shù)基帶信號，被濾波信號的雙載波特性表示取得了良好的動態(tài)范圍。圖20為流程圖，示出了根據(jù)如圖7和14所示的本發(fā)明示例性配置的開關調制到達射頻功率放大器的輸入信號的方法的流程圖，其中在放大之前執(zhí)行I和Q分量的合成。在圖20的方法中，一個I信號分量和一個Q信號分量表示笛卡爾復數(shù)坐標I+jQ的采樣輸入基帶信號，其中為了避免脈沖的部分重疊，在步驟210中限制I信號分量和Q信號分量的峰值。之后，在步驟220中，I和Q信號被輸入到兩個單獨的脈沖寬度調制器，用于將每個采樣的幅度映射到在脈沖序列的脈沖寬度上。在步驟230中，使表示負幅度的脈沖相對于表示正幅度的脈沖作時移，在采樣周期內將正和負采樣脈沖放置在不同的位置，例如正采樣脈沖在0.25Ts上、負采樣脈沖在0.75Ts上。也是為了有助于簡化單獨的I信號和Q信號分量的合成從而重新建立復數(shù)表示I+jQ，在步驟240中延遲表示I信號分量的脈沖序列，例如延遲0.45Ts，這相當于乘以j。在步驟250中，合成放大的脈沖序列以產(chǎn)生復數(shù)表示I+jQ，并在步驟260中，在功率放大器中放大所合成的脈沖序列。最后，在步驟270中，在適當?shù)幕鶐V波器中對合成的放大脈沖序列進行濾波，從而獲得放大的基帶信號。本發(fā)明適用于電壓模式D類(VMCD)開關模式功率放大器拓樸結構，但不限于用在這樣的拓樸結構中。具體而言，VMCD拓樸結構的三種變化都可以使用根據(jù)本發(fā)明的開關調制器。根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，第一個變化是具有兩個H橋和使用平衡驅動信號的雙平衡拓樸，其中I和Q中的每一個用一個H橋。根據(jù)本發(fā)明的第二實施例，第二個變化是具有H橋和使用非平衡驅動信號的平衡拓樸，其中I和Q中的每一個用一個半橋。根據(jù)本發(fā)明的第三實施例，第三個變化是使用合成的I和Q驅動信號(也被稱為F類)的單端拓樸結構。但是，本發(fā)明不限于這些拓樸的任一個。根據(jù)本發(fā)明的開關調制器適用于開關模式射頻功率放大器，獲得了大功率效率和動態(tài)范圍并且避免了相位回繞和相位跳變。另外，開關調制器可以用適用于RFASIC的電路設計來實現(xiàn)。就線性而言，開關調制器在相對于輸出脈沖的實際相移位置的正確位置處執(zhí)行I和Q信號的采樣，無需任何內插。另外，它在對幅度誤差的靈敏度較低的情況下執(zhí)行所需要的幅度信號的反正弦預矯正，并且避免了數(shù)字化定義的脈沖寬度和位置的時間粒度問題。根據(jù)本發(fā)明一個實施例的開關調制器能夠產(chǎn)生差分(平衡)二進制電平輸出，其中在由開關模式功率放大器(PA:s)放大之后能夠對該差分(平衡)二進制電平輸出容易地合成，因此合成信號對放大器的線性或非線性響應不靈敏，只對兩個放大器之間的響應的差值靈敏。另外，在從0頻率到用于平衡輸出信號的栽波頻譜的3倍范圍內，內調制性能對內部I和Q信號之間的任何非平衡的和正交時鐘之間的任何非平衡不靈敏，而對這些信號的相對相移靈敏，意味著會在輸出RF頻譜中產(chǎn)生較低值的寄生(spurious)分量或者內調制(IM)分量(在仿真中<-65dBc)，并且理想情況下不需要PA的進一步線性化。就效率而言，根據(jù)本發(fā)明的開關調制器自身不會限制能取得的功率效率。就靈敏度而言，誤差向量幅度(EVM)受以下因素影響在內部I和Q信號之間的非平衡、在正交時鐘和這些信號的相移之間的非平衡和在兩個用于I和Q的單獨的功率放大分量之間的增益的非平衡，但是對于相移來說，這些靈敏度是低的。就無線電結構而言，根據(jù)本發(fā)明的開關調制器的輸入在低通濾波之后可以直接連接到具有相對較低的采樣速度的數(shù)模轉換器的輸出。另外，具有非平衡輸出的實施例允許較筒單的無線電架構。雖然參考具體示例性實施例描述本發(fā)明，說明書一般僅用于描述發(fā)明的概念，不應當被認為限制本發(fā)明的范圍。20權利要求1.一種用于開關模式射頻功率放大器的開關調制器(15)，所述開關調制器被配置為將由I信號分量和Q信號分量表示的輸入復數(shù)基帶信號的相位和幅度映射到調制輸出脈沖序列，其特征在于，所述開關調制器(15)被配置為單獨采樣和調制所述I信號和所述Q信號，所述調制包括在采樣間隔內時移所述脈沖位置，所述開關調制器包括在所述開關調制器內到單獨的I信號路徑的第一輸入(27)；在所述開關調制器內到單獨的Q信號路徑的第二輸入(28)；在所述開關調制器內到正交時鐘發(fā)生器(16)的第三輸入(21)，所述正交時鐘發(fā)生器被配置為為了相對于調制Q信號脈沖序列(3b、30a、30b、30c)延遲調制I信號脈沖序列(3a、29a、29b、29c)而產(chǎn)生具有正交移相關系的I時鐘信號(25)和Q時鐘信號(26)，以及在所述脈沖序列中產(chǎn)生所述脈沖位置的時移。2.根據(jù)權利要求1所述的開關調制器，其中所述產(chǎn)生的I時鐘信號(25)和Q時鐘信號(26)是正弦的，并且被配置為產(chǎn)生反正弦預矯正。3.根據(jù)權利要求1或2所述的開關調制器，其中所述I信號和所述Q信號的所述調制包括將所述I信號和所述Q信號的采樣幅度分別映射到兩個平衡的50%占空比I信號脈沖序列(3a、3b)和兩個平衡的50%占空比Q信號脈沖序列(3c、3d)的差分時間位置上。4.根據(jù)權利要求1或2所述的開關調制器，其中所述I信號和所述Q信號的所述調制包括分別在調制非平衡I信號脈沖序列(3e)和調制非平衡Q信號脈沖序列(3f)上將采樣幅度調制到所迷脈沖寬度移。5.根據(jù)權利要求4所述的開關調制器，其中所述I時鐘信號(25)和所述Q時鐘信號(26);故配置為在所述脈沖序列中產(chǎn)生所述脈沖的正確的時移位置和脈沖寬度。6.根據(jù)權利要求4或5所述的開關調制器，其特征在于，所述開關調制器還包括合成器(13)，所述合成器被配置為從所迷調制非平衡I信號脈沖序列(3e)和所述調制非平衡Q信號脈沖序列(3f)中產(chǎn)生表示所述復數(shù)I+jQ信號的合成的調制脈沖序列(3g)。7.根據(jù)權利要求3至6中的任一權利要求所述的開關調制器，其中所述負采樣脈沖相對于所述正采樣脈沖的時移相當于0.5倍采樣間隔Ts。8.根據(jù)上述權利要求的任一權利要求所述的開關調制器，其中所述Q信號輸出脈沖序列相對于所述I信號輸出脈沖序列的延遲是0.25倍采樣間隔Ts，這相當于90度相移并且簡化了復數(shù)I+jQ信號的合成。9.根據(jù)上述權利要求的任一權利要求所述的開關調制器，其中所述開關調制器還包括兩個從所述I時鐘信號(25)和兩個反相斬波I信號(31a、31b)中產(chǎn)生兩個差分時移平衡I信號輸出脈沖序列(29a、29b)的I信號比較器(17a、17b)和兩個從所述Q時鐘信號(26)和兩個反相斬波Q信號(32a、32b)中產(chǎn)生兩個差分時移平衡Q信號輸出脈沖序列(30a、30b)的I信號比較器(Wa、l8b)。10.根據(jù)權利要求9所述的開關調制器，包括兩個用于所述差分時移平衡調制I信號脈沖序列(29a、29b)的I信號輸出(19a、19b)和兩個用于所述差分時移平衡調制Q信號脈沖序列(30a、30b)的Q信號輸出(20a、20b)。11.根據(jù)權利要求9或IO所述的開關調制器，其中所述開關調制器還包括用于從所迷兩個差分時移平衡I信號輸出脈沖序列(29a、"b)產(chǎn)生非平衡I信號輸出脈沖序列(29c)的I信號門和用于從所述兩個差分時移平衡Q信號輸出脈沖序列(30a、30b)產(chǎn)生非平衡Q信號輸出脈沖序列(30c)的Q信號門。12.根據(jù)權利要求11所述的開關調制器，包括用于所述非平衡調制I信號脈沖序列(29c)的I信號輸出(22)和用于所述非平衡調制Q信號脈沖序列(30c)的Q信號輸出(2^)。13.根據(jù)上述權利要求的任一權利要求所述的開關調制器，還包括笛卡爾坐標-極坐標轉換器(10)，所述笛卡爾坐標-極坐標轉換器將表示輸入基帶信號的所述I信號和所述Q信號轉換成A(t)信號和相位調制co(t)信號，其中所述A(t)信號表示所述輸入基帶信號的幅度并且連接到所述第一I信號輸入(27)，所述co(t)信號表示所述輸入基帶信號的相位并且連接到所述第三時鐘輸入(21)。14.根據(jù)權利要求11或12所述的開關調制器，其中所述開關調制器還包括合成器(13)，所述合成器(13)用于將所述非平衡I信號輸出脈沖序列增加到所述非平衡Q信號輸出脈沖序列從而產(chǎn)生表示調制輸入基帶信號I+jQ的合成的調制脈沖序列(3c)。15.根據(jù)權利要求14所述的開關調制器，其中所述合成器(13)包括或門。16.根據(jù)權利要求14或15所迷的開關調制器，其中所述的開關調制器還包括用于所述調制復數(shù)I+jQ脈沖序列(3c)的信號輸出(23)。17.—種集成電路，包括根據(jù)上述權利要求的任一權利要求所述的開關調制器(15)。18.—種開關調制射頻功率放大器的方法，所述輸入信號由復數(shù)分量(I+jQ)的I信號和Q信號表示，該方法特征在于以下步驟單獨采樣和脈沖寬度調制(220)所述I信號和所述Q信號，以產(chǎn)生調制I信號脈沖序列和調制Q信號脈沖序列；相對于與正采樣值對應的所述脈沖時移(230)與負采樣值對應的所述脈沖；通過引入延遲時移來延遲(240)所述I信號脈沖序列的每個脈沖；合成(250)所述I信號脈沖序列和所述Q信號脈沖序列，之后放大合成的脈沖序列。19.根據(jù)權利要求18所述的方法，其特征在于，限制(210)所述輸入I信號和Q信號的所述峰值從而避免部分重疊脈沖的額外步驟。20.根據(jù)權利要求18或19所迷的方法，其中所述脈沖寬度調制包括將所述采樣幅度映射到調制脈沖序列的寬度上。21.根據(jù)權利要求18至20的任一權利要求所述的方法，其中在所述I分量的所述延遲時移是O.25Ts，這相當于90度相移。22.根據(jù)權利要求18至21的任一權利要求所述的方法，其中所述負采樣脈沖相對于所述正采樣脈沖的時移是O.5Ts。全文摘要一種用于射頻功率放大器的開關調制器(15)，被配置為為了產(chǎn)生調制I信號脈沖序列和調制Q信號脈沖序列，在I信號部分(2a)和Q信號部分(2b)分別調制復數(shù)分量I+jQ的I信號和Q信號，所述調制包括在采樣間隔內脈沖位置的時移。文檔編號H04L27/36GK101641931SQ200680056658公開日2010年2月3日申請日期2006年12月18日優(yōu)先權日2006年12月18日發(fā)明者H·馬爾姆奎斯特申請人:艾利森電話股份有限公司