專利名稱：用于通訊接收器的反饋均衡器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是有關(guān)于一種通訊系統(tǒng)，特別是有關(guān)于一種通訊系統(tǒng)的反饋均衡器。
背景技術(shù)：
現(xiàn)有技術(shù)中，反饋均衡器已應(yīng)用在通訊系統(tǒng)中，以補(bǔ)償信道消散(channeldispersion)。請參閱圖1，其為已知的通訊系統(tǒng)的方塊圖。圖中，通訊系統(tǒng)100是由傳送器101、通道102及接收器103所組成。已知的接收器101包含編碼器105、數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)106及低通濾波器(LPF)107。編碼器105使用編碼架構(gòu)(encoding scheme)以處理待傳送數(shù)據(jù)，并產(chǎn)生編碼數(shù)據(jù)。數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)106將此編碼數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成模擬電壓波形，而低通濾波器107用以濾除高頻噪聲。已知的接收器103包含放大器(AMP)108、低通濾波器(LPF)109、模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)110、前饋均衡器(FFE)111、反饋均衡器(FBE)115、判定電路113、解碼器114。放大器108用以補(bǔ)償因信號于信道傳送所造成的衰減，低通濾波器109用以濾除高頻噪聲，而模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器110用以將模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字取樣信號。前饋均衡器111及反饋均衡器115用以補(bǔ)償因信號于信道傳送所造成的信號消散(dispersion)。判定電路113用以判定出最適當(dāng)?shù)木幋a傳送數(shù)據(jù)。解碼器114用以進(jìn)行解碼以回復(fù)原始傳送數(shù)據(jù)。已知的接收器103還可包含控制振蕩器117以及時序控制單元116。控制振蕩器117(其實(shí)施例可為電壓控制振蕩器(VCO)或數(shù)值控制振蕩器(NCO))用以產(chǎn)生時鐘信號，此時鐘信號與遠(yuǎn)程傳送器的時鐘信號同步。此本端時鐘信號(local clock signal)提供予模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器110，用以在模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器110的輸入端對模擬波形進(jìn)行取樣，并可提供予接收器的所有數(shù)字電路以進(jìn)行同步。
圖1所繪示應(yīng)用在多階調(diào)制系統(tǒng)的通訊系統(tǒng)架構(gòu)。例如PAM-4(四階脈沖振幅調(diào)制系統(tǒng))，PAM-4為一種多階調(diào)制系統(tǒng)，用以將已編碼傳送數(shù)據(jù)202轉(zhuǎn)換成四階模擬波形201，如圖2所繪示。對二元信號系統(tǒng)而言，例如不歸零系統(tǒng)(non-return-to zero，NRZ)，其不需要使用復(fù)雜精密的模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器110及數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器106來處理多階信號，因此通訊系統(tǒng)100可以簡化成如圖3所繪示的通訊系統(tǒng)300。圖中，線驅(qū)動器(line driver)304根據(jù)已編碼傳送信號是否為1或0，以產(chǎn)生高電壓信號或低電壓信號。在接收器303中，判定單元、時鐘控制單元、控制振蕩器(圖1所示)被合并為時鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器(Clock Data Recovery，CDR)309。時鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器309用以重新產(chǎn)生遠(yuǎn)程傳送器所使用的時鐘以及復(fù)原遠(yuǎn)程傳送器所傳送的編碼傳送數(shù)據(jù)。
請參閱圖4，其繪示已知的反饋均衡器400，在此，圖中是繪示一三抽頭反饋均衡器(3-tap feedback equalizer)。M階量化器402為判定電路以判定最適當(dāng)?shù)碾娖?。本端?fù)原時鐘信號用以對量化器的輸出進(jìn)行鎖定及同步。量化器的輸出信號Dn亦視為判定信號，并提供予反饋均衡器401，作為反饋均衡器401的輸入。在反饋均衡器中，有兩個數(shù)據(jù)正反鎖存器(Data Flip Floplatch)405及406，其儲存兩個前判定信號Dn、Dn-1、Dn-2。三個判定信號(量化器402輸出的現(xiàn)時判定信號Dn及前兩個判定信號Dn-1、Dn-2)分別根據(jù)增益參數(shù)C1、C2及C3被刻度化(scaled)，其結(jié)果于加總元件407進(jìn)行加總以產(chǎn)生反饋均衡器的輸出信號Yn。輸入信號Xn于加總元件404減去反饋均衡器的輸出信號Yn，藉此修改M階量化器402的輸入信號，并形成反饋回路。
然而，已知的反饋均衡器技術(shù)的問題在于關(guān)鍵路徑。關(guān)鍵路徑為電路中延遲時間最長的路徑，其造成電路最快操作速度的瓶頸。例如，圖4中，從量化器402輸出信號Dn而來的現(xiàn)時判定信號必須根據(jù)增益參數(shù)C1進(jìn)行被刻度化，并于加總元件407與兩個前判定信號Dn-1、Dn-2進(jìn)行加總，接著，加總元件404與輸入信號Xn進(jìn)行相減動作，且上述的運(yùn)算結(jié)果必須于下一個時鐘周期的升緣(rising edge)前確定。例如，若圖4所繪示的反饋均衡器的操作頻率為1兆赫，則反饋均衡器的輸出信號Yn亦須在一奈秒(1GHz的時鐘周期)內(nèi)確定完成。這種高速均衡電路的實(shí)現(xiàn)很難達(dá)成。
請參閱圖5，其繪示一種已知的反饋均衡器的實(shí)施例，此反饋均衡器用于不歸零(NRZ)系統(tǒng)接收器。不歸零系統(tǒng)為二元信號傳送系統(tǒng)(binarysignaling system)，其使用兩種振幅電平，例如+1及-1。二階量化器502可用比對器508來實(shí)現(xiàn)，其將輸入Xn-Yn與參考電平0進(jìn)行比對。若輸入大于參考電平0，則比對器輸出+1，若輸入小于參考電平0，則比對器輸出-1。換句話說，若Xn大于Yn，則比對器輸出+1，否則比對器輸出-1。此比對器的輸出是根據(jù)數(shù)據(jù)正反器509所使用的本端復(fù)原時鐘信號進(jìn)行同步，藉此，以產(chǎn)生現(xiàn)時判定信號Dn，其作為反饋均衡器501的輸入信號。在此例中，關(guān)鍵路徑問題與上述圖4相同。因此，目前均衡器有待解決的是減輕關(guān)鍵路徑所造成的問題。
有鑒于現(xiàn)有技術(shù)的各項(xiàng)問題，為了能夠解決之，本發(fā)明人基于多年從事通訊系統(tǒng)及均衡器的研究開發(fā)與諸多實(shí)際經(jīng)驗(yàn)，提出一種用于通訊接收器的反饋均衡器，以作為改善上述缺點(diǎn)的實(shí)現(xiàn)方式與依據(jù)。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的目的就是在提供一種用于通訊接收器的反饋均衡器，用以減小接收器中的關(guān)鍵路徑時間，以降低關(guān)鍵路徑時間所造成的影響。
根據(jù)本發(fā)明的目的，提出一種反饋均衡器，其平行操作多個加總元件，以減短關(guān)鍵路徑時間。
此外，本發(fā)明還提出一種反饋均衡器，其預(yù)先計算參數(shù)，以減短關(guān)鍵路徑時間。
此外，本發(fā)明還提出一種反饋均衡器，其使用適應(yīng)性引擎以并行計算或預(yù)先計算反饋均衡參數(shù)，以減短關(guān)鍵路徑時間。
為了實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的上述目的，提供了一種均衡方法，其包含下列步驟利用判定裝置來接收輸入信號；依據(jù)該判定裝置的參考值對該輸入信號進(jìn)行判定以輸出判定輸出信號；以及提供該判定輸出信號予反饋均衡器以產(chǎn)生偏移量；提供該偏移量予該判定裝置；以及根據(jù)該偏移量調(diào)整該判定裝置的該參考值。
為了實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的上述目的，還提供了一種用于調(diào)整反饋均衡器的調(diào)整方法，其包含下列步驟依據(jù)判定控制信號來輸出多個控制信號；依據(jù)該多個控制信號來適應(yīng)性調(diào)整電容的跨電壓；以及依據(jù)該電容的跨電壓來獲得該反饋均衡器的系數(shù)。
為了實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的上述目的，還提供了一種用于反饋均衡器的系數(shù)的調(diào)整方法，其包含下列步驟依據(jù)判定控制信號來輸出多個控制信號；根據(jù)該些控制信號以調(diào)整計數(shù)器；以及根據(jù)該計數(shù)器的輸出信號，選擇多個電平之一作為該反饋均衡器的該系數(shù)的數(shù)值。
為了實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的上述目的，還提供了一種接收器，其包含判定裝置，該判定裝置具有參考值，該判定裝置接收輸入信號，并輸出判定輸出信號，該判定裝置依據(jù)偏移量來調(diào)整該參考值；以及反饋均衡器，該反饋均衡器與該判定裝置相耦接，接收該判定輸出信號，依據(jù)該判定輸入信號來產(chǎn)生該偏移量，并提供該偏移量予該判定裝置。
為了實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的上述目的，還提供了一種接收器，其包含適應(yīng)邏輯元件，提供多個控制信號以調(diào)整系數(shù)，該系數(shù)用于該接收器的反饋均衡器；多個電流源，該些電流源是由該控制信號所控制；以及電容，接收該些電流源所提供的電流，且該系數(shù)是與該電容的電壓相對應(yīng)。
為了實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的上述目的，還提供了一種接收器，其包含適應(yīng)邏輯元件，提供多個控制信號以適應(yīng)性調(diào)整系數(shù)，該系數(shù)用于接收器的反饋均衡器；至少一儲存單元，提供多個電平予該系數(shù)；計數(shù)器，該計數(shù)器根據(jù)該控制信號進(jìn)行運(yùn)作；以及選擇單元，根據(jù)該計數(shù)器的輸出信號，選擇該些電平之一作為該系數(shù)的數(shù)值。
茲為使貴審查委員對本發(fā)明的技術(shù)特征及所達(dá)到的功效有更進(jìn)一步的了解與認(rèn)識，謹(jǐn)佐以較佳的實(shí)施例及配合詳細(xì)的說明如后。


圖1為已知的通訊系統(tǒng)的示意圖；圖2為已知的四階脈沖振幅調(diào)制的模擬波形及相對應(yīng)模擬波形的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的示意圖；圖3為已知的使用二元信號技術(shù)及不歸零調(diào)制的通訊系統(tǒng)的示意圖；圖4為已知的使用M階量化器的三閘反饋均衡器的示意圖；圖5為已知的用于具有二階量化器的不歸零接收器的反饋均衡器的示意圖；圖6為本發(fā)明的使用M階量化器的三閘反饋均衡器的較佳實(shí)施例的方塊示意圖；圖7為本發(fā)明的使用二階量化器的三閘反饋均衡器的較佳實(shí)施例的方塊示意圖；圖8為本發(fā)明的已縮短關(guān)鍵路徑的二階調(diào)制通訊系統(tǒng)的方塊示意圖；圖9為本發(fā)明的用于M階調(diào)制通訊系統(tǒng)的M階反饋均衡器的方塊示意圖；圖10為本發(fā)明的使用二階不歸零調(diào)制的前置均衡器架構(gòu)的方塊示意圖；圖11為本發(fā)明的用于多階通訊系統(tǒng)均衡功能的差動電荷唧筒式適應(yīng)性引擎的方塊示意圖；及圖12為本發(fā)明的用于多階通訊系統(tǒng)的切換系數(shù)適應(yīng)性引擎的方塊示意圖。
100通訊系統(tǒng)305編碼器101傳送器 306放大器102通道307前饋均衡器(FFE)103接收器 308加總元件105編碼器 309時鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器106數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(DAC) 310解碼器107、109低通濾波器 311反饋均衡器(FBE)108放大器 400反饋均衡裝置110模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC) 401反饋均衡器(FBE)111前饋均衡器(FFE) 402量化器112加總元件403解碼器113判定電路404、407加總元件114解碼器 405、406數(shù)據(jù)正反鎖存器115反饋均衡器(FBE) 500反饋均衡裝置116時序控制單元501反饋均衡器(FBE)117控制振蕩器 502量化器201模擬波形503解碼器202傳送數(shù)據(jù)504、507加總元件300通訊系統(tǒng)505、506數(shù)據(jù)正反鎖存器301傳送器 508比對器302通道509數(shù)據(jù)正反器303接收器 600反饋均衡裝置
304線驅(qū)動器601反饋均衡器(FBE)602量化器 901反饋均衡器(FBE)603解碼器 902量化器607加總元件903解碼器605、606數(shù)據(jù)正反鎖存器 912加總元件700反饋均衡裝置1000反饋均衡裝置701反饋均衡器(FBE) 1001反饋均衡器(FBE)702量化器 1002量化器703解碼器 1003解碼器707加總元件1005、1006數(shù)據(jù)正反鎖存器705、706數(shù)據(jù)正反鎖存器 1014、1015加總元件708比對器 1016、1017比對器709數(shù)據(jù)正反器 1018多工器800反饋均衡裝置1009數(shù)據(jù)正反器801反饋均衡器(FBE) 1100差動電荷唧筒式適應(yīng)性引擎802量化器 1130適應(yīng)性邏輯元件803解碼器 1131共模反饋電路(CMFB)805、806數(shù)據(jù)正反鎖存器 1200切換系數(shù)適應(yīng)性引擎808比對器 1230適應(yīng)性邏輯元件809數(shù)據(jù)正反器 1240多工器810、811加總元件 1250N階量化器900反饋均衡裝置1260計數(shù)器具體實(shí)施方式
以下說明將參照相關(guān)圖式說明本發(fā)明的較佳實(shí)施例，使任何本領(lǐng)域技術(shù)人員可據(jù)以實(shí)施本發(fā)明，雖本發(fā)明的實(shí)施例有所差異，然個別特色，結(jié)構(gòu)或特征說明于本文中用以聯(lián)系任一實(shí)施例者，在無需脫離本發(fā)明的范圍內(nèi)，可據(jù)以實(shí)施于其它實(shí)施例中。此外，個別元件于每一揭露的實(shí)施例的安排與位置，在不脫離本發(fā)明的范圍內(nèi)當(dāng)可作適當(dāng)更動，因此本發(fā)明的保護(hù)范圍當(dāng)視所附的權(quán)利要求范圍所界定者為準(zhǔn)。
以下內(nèi)容佐以具體詳細(xì)文字描述之，然本發(fā)明的實(shí)施例，在無需具體詳細(xì)文字描述下仍可據(jù)以實(shí)施。在其它例子如已知電路，結(jié)構(gòu)，技術(shù)等無需于內(nèi)容中呈現(xiàn)而不致對此內(nèi)容的理解產(chǎn)生混淆，進(jìn)一步言，「較佳實(shí)施例」為說明書所提實(shí)施例中，據(jù)以實(shí)施本發(fā)明的最佳呈現(xiàn)，然本發(fā)明可在多種方式下?lián)詫?shí)行，而非僅以下所述方式。
請參閱圖6，其為本發(fā)明的使用M階量化器的三閘反饋均衡器的較佳實(shí)施例的方塊示意圖。相對于圖4中，輸入信號于一加總元件減去均衡器的輸出信號Yn，再輸入至量化器，圖6所繪示的三閘反饋均衡器是根據(jù)Yn的偏移量以調(diào)整量化器的電平。如此，圖6所示的反饋均衡器的輸出信號Yn是作為量化器602的偏移量輸入。此實(shí)施例中，量化器602根據(jù)反饋均衡器所提供的偏移量以調(diào)整其內(nèi)部參考電平。在此較佳實(shí)施例中，在量化器的內(nèi)部參考電平的偏移量相當(dāng)于在輸入端的一負(fù)偏移量，因此，在量化器電平進(jìn)行偏移的效果相當(dāng)于在輸入端進(jìn)行偏移的效果。如此，通過將此電路(圖6所示)的關(guān)鍵路徑長度最小化，便可加快此電路的速度。
請參閱圖7，其為本發(fā)明的反饋均衡器的較佳實(shí)施例的方塊示意圖，此反饋均衡器用于不歸零調(diào)制系統(tǒng)。如上述圖5所討論，不歸零系統(tǒng)(NRZ)為二元或二階信號系統(tǒng)，其使用兩種振幅電平，例如+1及-1。圖7所示的二階量化器702是以使用比對器708比對輸入信號Xn與輸出信號Yn的方式來實(shí)現(xiàn)。相對于圖5中Xn于加總元件減去Yn后，其結(jié)果與參考電平0進(jìn)行比對，則圖7所繪示的較佳實(shí)施例是將Xn與Yn直接進(jìn)行比對。換句話說，參考電平從0偏移到Y(jié)n。量化器的結(jié)果為相似或相同，但是圖7所示電路的關(guān)鍵路徑被縮短，因?yàn)槭褂萌\(yùn)算域(three-operand)加總操作(加總元件707)以取代圖5所示的原始四運(yùn)算域加總(加總元件507、504)操作。
請參閱圖8，其為本發(fā)明的另一實(shí)施例的方塊示意圖，此實(shí)施例于二階調(diào)制通訊系統(tǒng)800產(chǎn)生較短關(guān)鍵路徑。圖中，反饋信號傳送至兩個加總元件810、811平行操作，并將兩個加總結(jié)果分別作為比對器的輸入信號及量化器的輸入偏移量，藉此進(jìn)一步減短關(guān)鍵路徑。在此實(shí)施例中，反饋均衡器的有效輸出信號為Yn，Yn＝C1×Dn+C2×Dn-1+C3×Dn-2。如圖8所示，輸入信號Xn于加總元件810減去C3×Dn-2，而C1×Dn+C2×Dn-1則提供予比對器808作為參考電平輸入信號的偏移量。通過使用兩個實(shí)質(zhì)上平行操作的加總元件，可減少關(guān)鍵路徑且其結(jié)果相同。
請參閱圖9，其為本發(fā)明的M階反饋均衡器的較佳實(shí)施例的方塊示意圖。此實(shí)施例中，反饋均衡器901將Yn分解成兩個輸出信號Wn及Zn，且Yn＝Wn+Zn，以取代產(chǎn)生單一反饋均衡器輸出信號Yn并將Yn與Xn相減的操作。Wn是提供予M階量化器作為其內(nèi)部比對器的偏移量，而Zn用以與Xn相減。此量化器的輸出信號將會與上述習(xí)知的輸出信號相同，而且通過將Yn適當(dāng)?shù)胤纸獬蒞n及Zn，可使關(guān)鍵路徑實(shí)質(zhì)上地減短及最小化。
為了進(jìn)一步減少反饋均衡器的關(guān)鍵路徑，一種前置架構(gòu)被使用在本發(fā)明的實(shí)施例中。請參閱圖10，其繪示使用二階不歸零調(diào)制系統(tǒng)的較佳實(shí)施例。圖10顯示一種三閘反饋均衡器1001，其中反饋均衡器1001的輸出為Yn，Yn＝C1×Dn+C2×Dn-1+C3×Dn-2。其中，項(xiàng)目C1×Dn可作為量化器1002的偏移量，而剩余項(xiàng)目C2×Dn-1+C3×Dn-2可于加總元件1014作為輸入信號Xn的偏移量。然而，我們使用兩種時鐘時鐘一及時鐘二，以取代在量化器1002及反饋均衡器1001使用相同的時鐘。時鐘一及時鐘二彼此相對應(yīng)，但是時鐘2的相位領(lǐng)先時鐘一的相位。在此實(shí)施例中，關(guān)鍵路徑為項(xiàng)目C1×Dn所造成，因?yàn)轫?xiàng)目C1×Dn為時鐘一所觸發(fā)(時鐘一落后于時鐘二)，而時鐘二是用以觸發(fā)項(xiàng)目C2×Dn-1+C3×Dn-2的產(chǎn)生。對二階調(diào)制系統(tǒng)而言，例如不歸零調(diào)制系統(tǒng)，Dn有兩種可能值+1或-1，以及根據(jù)Dn值有兩種可能比對器偏移量C1及-C1。在此實(shí)施例中，通過平行操作的比對器1016及1017，將加總元件的輸入信號Xn-(C2×Dn-1+C3×Dn-2)與兩種可能的參考電平C1及-C1進(jìn)行比對，以減短關(guān)鍵路徑。多工器1018是根據(jù)判定信號Dn，從兩個平行比對器的輸出信號中進(jìn)行選擇。因?yàn)橥ㄟ^兩種可能的C1×Dn結(jié)果，并預(yù)先計算兩個可能的比對器輸出信號，使得因?yàn)橛嬎鉉1×Dn造成的關(guān)鍵路徑得以移除。
于使用前置架構(gòu)的多階量化器的實(shí)施例中，一M階量化器可用(M-1)個比對器來實(shí)現(xiàn)，此M階量化器具有參考電平L1、L2、...及LM-1。上述的二元(二階)量化器的較佳實(shí)施例可廣義應(yīng)用于M階量化器，其中每一個比對器分別根據(jù)反饋均衡器所提供的數(shù)量值(amount)來調(diào)整其參考電平。前置架構(gòu)亦可應(yīng)用于預(yù)先計算輸入信號與所有可能的參考值的比對動作，并根據(jù)判定信號Dn以選擇出正確的比對器輸出信號。
在適應(yīng)性反饋均衡器的實(shí)施例中，一適應(yīng)性引擎用以適應(yīng)性調(diào)整反饋均衡器系數(shù)(C1、C2及C3等等)。其中，適應(yīng)算法如LMS(最小平方差)，已為大家所熟知，在此不再贅述。一般適應(yīng)性引擎根據(jù)下列式子來適應(yīng)性調(diào)整如C1的系數(shù)C1(next)＝C1(current)±Δ在此，Δ用以對系數(shù)進(jìn)行漸增(或漸減)作用。在此更提出幾種架構(gòu)，其可實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的實(shí)施例的反饋均衡器系數(shù)適應(yīng)調(diào)整。例如，一差動電荷唧筒式適應(yīng)性算法(charge pump based adaptation algorithm)或一切換系數(shù)適應(yīng)性算法(switched coefficient adaptation algorithm)皆可應(yīng)用于適應(yīng)性引擎中。上述僅為舉例性，而非為限制性者。
請參閱圖11，其為一種差動電荷唧筒式適應(yīng)性引擎的方塊示意圖。其中，判定電路傳送信號Dn至適應(yīng)邏輯元件1130，適應(yīng)邏輯元件1130接收信號Dn并產(chǎn)生兩個控制信號UP及DN，其分別控制兩組開關(guān)(如圖11所示)。當(dāng)UP為1且DN為0時，則電流I+流進(jìn)電容C，因此電容C的跨電壓，C2+-C2-，增加。當(dāng)UP為0且DN為1時，則電流I-流出電容C，因此電容C的跨電壓，C2+-C2-，減少。當(dāng)UP為0且DN為0時，則沒有電流I+流進(jìn)或流出電容C，因此電容C的跨電壓維持不變。C2+端及C2-端之間的電壓差異值形成反饋均衡器的有效的反饋系數(shù)C2，其根據(jù)適應(yīng)邏輯元件的控制進(jìn)行適應(yīng)性調(diào)整。在此，共模反饋電路(CMFB)1131用以建立C2+及C2-的共?；蚱骄?。C2+及C2-的平均值系估算且與預(yù)期共模參考值進(jìn)行比對。而平均值與預(yù)期共模參考值的誤差用以控制電流I+及I-，直到平均值達(dá)到預(yù)期共模參考值。
請參閱圖12，其繪示本發(fā)明的切換系數(shù)適應(yīng)性引擎的較佳實(shí)施例的方塊示意圖。在此，系數(shù)C2被限制在N個預(yù)設(shè)電平，例如C2(1)、C2(2)、...及C2(N)。其中，判定電路傳送信號Dn至適應(yīng)邏輯元件1230，適應(yīng)邏輯元件1230接收信號Dn并產(chǎn)生兩種控制信號UP及DN。若UP為1而DN為0，則計數(shù)器1260進(jìn)行累加動作，若UP為0而DN為1，則計數(shù)器1260進(jìn)行累減動作。若UP及DN為其它數(shù)值，則維持計數(shù)器1260原動作不變。當(dāng)計數(shù)器1260計數(shù)達(dá)到預(yù)設(shè)最大值或預(yù)設(shè)最小值，則進(jìn)入飽和狀態(tài)。N階量化器1250對計數(shù)器的輸出信號進(jìn)行量化動作，量化后的信號為1到N之間其中一值。量化器的輸出信號提供予多工器1240做為選擇控制輸入，用以從系數(shù)C2的N個預(yù)先定義電平中選擇其一。此實(shí)施例亦可在多階調(diào)制系統(tǒng)中操作。
以上所述僅為舉例性，而非為限制性者。任何未脫離本發(fā)明的精神與范疇，而對其進(jìn)行的等效修改或變更，均應(yīng)包含于所附的權(quán)利要求范圍中。
權(quán)利要求
1.一種均衡方法，其包含下列步驟利用判定裝置來接收輸入信號；依據(jù)該判定裝置的參考值對該輸入信號進(jìn)行判定以輸出判定輸出信號；以及提供該判定輸出信號予反饋均衡器以產(chǎn)生偏移量；提供該偏移量予該判定裝置；以及根據(jù)該偏移量調(diào)整該判定裝置的該參考值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的均衡方法，其中產(chǎn)生該偏移量的步驟還包含根據(jù)增益系數(shù)對該判定輸出信號進(jìn)行增益控制；根據(jù)相關(guān)增益系數(shù)對至少一前判定輸出信號進(jìn)行增益控制；以及結(jié)合該已增益控制的判定輸出信號及該已增益控制的至少一前判定輸出信號，以提供該偏移量。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的均衡方法，其中該偏移量為該參考值。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的均衡方法，其中由于該偏移量被提供至該判定裝置，以致于輸入至該判定裝置的該輸入信號不被該偏移量所改變。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的均衡方法，其中該反饋均衡器的輸出信號包括第一輸出信號及第二輸出信號，且該第一輸出信號是與該偏移量相對應(yīng)，該方法包含將輸入取樣信號減去該第二輸出信號，以產(chǎn)生該輸入信號；根據(jù)增益系數(shù)對該判定輸出信號進(jìn)行增益控制，以產(chǎn)生該第一輸出信號；以及根據(jù)相關(guān)增益系數(shù)對至少一前判定輸出信號進(jìn)行增益控制，并加總該至少一已增益控制的前判定輸出信號，以產(chǎn)生該第二輸出信號。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的均衡方法，其中該方法還包含使用第一時鐘來提供該判定輸出信號；以及使用第二時鐘來提供該至少一前判定輸出信號；其中，該第一該時鐘具有第一相位，該第二時鐘具有第二相位，而該第二相位是領(lǐng)先該第一相位。
7.根據(jù)權(quán)利要求5所述的均衡方法，其中該參考值包括多個內(nèi)部參考電平，該方法還包含比對該輸入信號及該多個內(nèi)部參考電平，該多個內(nèi)部參考電平是與該偏移量相對應(yīng)。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的均衡方法，其中該方法還包含從該輸入信號及該些內(nèi)部參考電平的比對結(jié)果中選擇出一比對輸出信號。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的均衡方法，其中該輸入信號為不歸零輸入信號。
10.一種用于調(diào)整反饋均衡器的調(diào)整方法，其包含下列步驟依據(jù)判定控制信號來輸出多個控制信號；依據(jù)該多個控制信號來適應(yīng)性調(diào)整電容的跨電壓；以及依據(jù)該電容的跨電壓來獲得該反饋均衡器的系數(shù)。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的調(diào)整方法，其中適應(yīng)性調(diào)整該電容的跨電壓的步驟包含提供電流；控制該電流流進(jìn)該電容或是流出該電容、或是不流進(jìn)亦不流出該電容。
12.根據(jù)權(quán)利要求10所述的調(diào)整方法，其中該獲得該系數(shù)的步驟包含使用該電容的一側(cè)的電位值及該電容的另一側(cè)的電位值之間的電位差異值；以及計算該電位差異值的平均值。
13.一種用于反饋均衡器的系數(shù)的調(diào)整方法，其包含下列步驟依據(jù)判定控制信號來輸出多個控制信號；根據(jù)該些控制信號以調(diào)整計數(shù)器；以及根據(jù)該計數(shù)器的輸出信號，選擇多個電平之一作為該反饋均衡器的該系數(shù)的數(shù)值。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的調(diào)整方法，其中該選擇該多個電平的步驟包含量化該計數(shù)器的該輸出信號；依據(jù)該被量化的輸出信號來選擇多個電平之一作為該反饋均衡器的該系數(shù)的數(shù)值。
15.一種接收器，其包含判定裝置，該判定裝置具有參考值，該判定裝置接收輸入信號，并輸出判定輸出信號，該判定裝置依據(jù)偏移量來調(diào)整該參考值；以及反饋均衡器，該反饋均衡器與該判定裝置相耦接，接收該判定輸出信號，依據(jù)該判定輸入信號來產(chǎn)生該偏移量，并提供該偏移量予該判定裝置。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的接收器，其中該反饋均衡器包含至少一儲存單元，儲存至少一前判定輸出信號；多個增益單元，其中一增益單元用以對該現(xiàn)時判定輸出信號進(jìn)行增益控制，而其它至少一增益單元用以對該至少一前判定輸出信號進(jìn)行增益控制；以及加總單元，結(jié)合該些增益單元的輸出信號以輸出該偏移量。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的接收器，其中該判定裝置的參考電平是由該偏移值所設(shè)定。
18.根據(jù)權(quán)利要求15所述的接收器，其中該反饋均衡器包含第一輸出端，提供用以輸出該偏移量；以及第二輸出端，用以輸出輸出信號予加總單元，其中，該加總單元位于該輸入信號與該判定裝置之間。
19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的接收器，其中該判定裝置依據(jù)第一時鐘來操作，該反饋均衡器依據(jù)第二時鐘來操作，其中，該第一時鐘具有第一相位，該第二時鐘具有第二時鐘，而該第二相位是領(lǐng)先該第一相位。
20.根據(jù)權(quán)利要求15所述的接收器，其中該反饋均衡器包含適應(yīng)性引擎，該適應(yīng)性引擎是適應(yīng)性提供多個反饋均衡器系數(shù)，以提供該偏移量。
21.一種接收器，其包含適應(yīng)邏輯元件，提供多個控制信號以調(diào)整系數(shù)，該系數(shù)用于該接收器的反饋均衡器；多個電流源，該些電流源是由該控制信號所控制；以及電容，接收該些電流源所提供的電流，且該系數(shù)是與該電容的電壓相對應(yīng)。
22.根據(jù)權(quán)利要求21所述的接收器，其中該系數(shù)與該電容的一側(cè)的電位值及該電容的另一側(cè)的電位值之間的電位差異值有相關(guān)聯(lián)。
23.根據(jù)權(quán)利要求22所述的接收器，其中該接收器包含共模反饋電路以建立該電位差異值的平均值。
24.一種接收器，其包含適應(yīng)邏輯元件，提供多個控制信號以適應(yīng)性調(diào)整系數(shù)，該系數(shù)用于接收器的反饋均衡器；至少一儲存單元，提供多個電平予該系數(shù)；計數(shù)器，該計數(shù)器根據(jù)該控制信號進(jìn)行運(yùn)作；以及選擇單元，根據(jù)該計數(shù)器的輸出信號，選擇該些電平之一作為該系數(shù)的數(shù)值。
25.根據(jù)權(quán)利要求24所述的接收器，其中該接收器接收不歸零信號。
全文摘要
本發(fā)明是揭露一種反饋均衡器，用以將多階調(diào)制接收器的關(guān)鍵路徑時間最小化。其中，利用反饋均衡器的多個加總元件的平行操作，可減短關(guān)鍵路徑。此外，預(yù)先計算反饋均衡器的參數(shù)，亦可減短關(guān)鍵路徑。再者，使用適應(yīng)性引擎以并行計算或預(yù)先計算反饋均衡參數(shù)，亦可減短關(guān)鍵路徑。
文檔編號H04L27/01GK1878153SQ20061000859
公開日2006年12月13日 申請日期2006年2月17日 優(yōu)先權(quán)日2005年2月17日
發(fā)明者林嘉亮 申請人:瑞昱半導(dǎo)體股份有限公司