專利名稱：多符號ofdm同步的實現(xiàn)方法及裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉通信技術領域，具體的涉及OFDM系統(tǒng)的同步方法及其裝置。
背景技術：
OFDM(正交頻分復用)是一種無線環(huán)境下的高速傳輸技術。無線信道的頻率響應曲線大多是非平坦的，而OFDM技術的主要思想就是在頻域內(nèi)將給定信道分成許多正交子信道，在每個子信道上使用一個子載波進行調(diào)制，并且各子載波并行傳輸。這樣，盡管總的信道是非平坦的，具有頻率選擇性，但是每個子信道是相對平坦的，在每個子信道上進行的是窄帶傳輸，信號帶寬小于信道的相應帶寬，因此就可以大大消除信號波形間的干擾。由于在OFDM系統(tǒng)中各個子信道的載波相互正交，它們的頻譜是相互重疊的，這樣不但減小了子載波間的相互干擾，同時又提高了頻譜利用率。
OFDM對于高速率無線及有線通信來講有著許多的優(yōu)點，因此它已經(jīng)廣泛應用于IEEE 802.11a/g無線局域網(wǎng)(WLAN)、數(shù)字音頻廣播(DAB)、數(shù)字視頻廣播(DVB)、高速率數(shù)字用戶線(VDSL)等，它還會應用在IEEE 802.15無線個域網(wǎng)(WPAN)和IEEE 802.16無線城域網(wǎng)(WMAN)。此外，OFDM可以與碼分多址(CDMA)、超寬帶(UWB)以及多入多出(MIMO)技術相結(jié)合。總之，OFDM會在當今與未來的通信系統(tǒng)中扮演重要角色。
但是，OFDM有它的缺陷所在，主要體現(xiàn)在，OFDM系統(tǒng)對同步差錯非常敏感，因此需要更加精確的同步。OFDM同步主要包含兩個問題
一個問題是由于符號定時估計位置與實際位置不一致所造成的符號定時(ST)偏差，它所帶來的相位偏移將會加重符號間干擾(ISI，或稱碼間干擾)。
另一個問題是載波頻率偏移(CFO)，其主要原因是發(fā)射機與接收機的晶振頻率不匹配、收發(fā)設備的本地載頻之間的偏差、信道的多普勒頻移等引起的。由于OFDM系統(tǒng)要求子載波之間正交，載波頻偏會破壞子載波之間的正交性，因此它的存在不僅會降低子載波上的信號功率，而且會導致子載波間的干擾(ICI，或稱信道間干擾)。
到目前為止，已經(jīng)有了許多OFDM同步的方法，包括使用訓練序列與使用循環(huán)前綴(CP)。訓練序列的存在是為了便于信號檢測、定時、載波同步和信道估計，系統(tǒng)在傳輸信號之前發(fā)送的一段已知序列，它一般具有循環(huán)結(jié)構(gòu)。使用訓練序列的同步方法，因為訓練序列可隨意設計而達到比使用循環(huán)前綴的方法好很多的性能。例如，訓練序列可以由多個短PN序列塊組成，也可以由短PN序列塊與它們的反轉(zhuǎn)結(jié)構(gòu)組成，甚至可以在接收端保存一個訓練序列的復本來做交叉相關。相對來講，使用循環(huán)前綴的方法只利用每個OFDM符號前端的循環(huán)前綴來進行同步，這些循環(huán)前綴的形式是固定的，無法進行特殊的設計(比如反轉(zhuǎn))。并且當進行同步時，在循環(huán)前綴中傳輸?shù)男畔⒈忍厥俏粗?。因此，一般來說使用循環(huán)前綴的同步方法的性能沒有使用訓練序列的方法好，但是它不需要多余的訓練序列而得到了更高的頻譜利用率。
發(fā)表在《IEEE傳輸信號處理》1997年7月刊，卷45第7號，1800-1805頁的《OFDM系統(tǒng)中的最大似然估計時間和頻率偏移》，提出了一種使用循環(huán)前綴的傳統(tǒng)的最大似然(ML)同步方法。近年來，它一直被認為是在AWGN(加性高斯白噪聲)信道環(huán)境下利用單個OFDM符號進行同步的經(jīng)典方法。在AWGN信道環(huán)境下，該方法的性能已經(jīng)非常接近只使用單個符號的CRLB(克拉莫羅下限)下界，這就意味著基本上沒有別的方法可以在相同的情況下獲得更好的性能。發(fā)表在《IEEE傳輸通信》2000年11月刊，卷48第12號，2139-2149頁的《OFDM系統(tǒng)的頻率偏移估算中的基于周期的估計量的類》，指出了這種傳統(tǒng)方法在推導中的一些不嚴謹?shù)牡胤?，但是改進的方法的性能并沒有比原來有所提高，而且據(jù)分析這種改進的方法是無法真正實現(xiàn)的。
雖然在AWGN信道環(huán)境下，現(xiàn)有技術的方法在性能基本上達到了使用一個符號進行同步的最優(yōu)結(jié)果，但是在其它條件下，這種傳統(tǒng)的方法可能不是最好的。事實上，這種方法在多徑衰落信道環(huán)境下的性能尚有待提高。近幾年來，越來越多在多徑衰落信道環(huán)境下進行OFDM同步的方法涌現(xiàn)出來。但是這些方法依然是存在缺陷的，主要體現(xiàn)在，ST的推導是不嚴謹?shù)模m然CFO不存在同樣的問題。
由于系統(tǒng)在實際進行同步時，一次信息傳輸包含了許多OFDM符號，因此可以同時使用多個OFDM符號進行系統(tǒng)的同步。而且使用多個符號進行同步會讓性能變的更好。因此，經(jīng)過研究，提出一種使用多符號的OFDM同步方法，使得這個方法在包括AWGN信道和多徑衰落信道中都具有出色的表現(xiàn)，是有可能實現(xiàn)的。

發(fā)明內(nèi)容
(一)要解決的技術問題本發(fā)明的目的是要克服目前現(xiàn)有技術的不足，提出一種可以通用于AWGN信道和多徑衰落信道、使用多個OFDM符號、而且性能同樣能非常接近CRLB(克拉莫羅下限)下界的OFDM系統(tǒng)的同步方法，及其具體實現(xiàn)裝置。
(二)技術方案本發(fā)明提出一種多符號OFDM同步的符號定時估計的方法，關鍵是對循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和相關值、加權(quán)求和能量進行歸一化運算估計，確定符號定時的偏差量。
上述的多符號OFDM同步的符號定時估計的方法，一種優(yōu)選的方案是所采用的歸一化運算估計，是最大似然估計，計算公式是 或最大相關估計，計算公式是 或最小均方差估計，計算公式是 其中， 是循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和相關值， 是循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和能量。
本發(fā)明還提出一種多符號OFDM同步的頻率偏移估計的方法，包括以下步驟(1)確定符號定時的偏差量；(2)采用包含多個OFDM符號及其多徑分量的觀察區(qū)域的尺寸；(3)獲得頻率偏移的似然函數(shù)；(4)取步驟(3)中似然函數(shù)的最大值，將該最大值所對應的頻率偏移值作為頻率偏移估計量。
上述的多符號OFDM同步的頻率偏移估計的方法，一種優(yōu)選的方案是步驟(1)可以采用對循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和相關值、加權(quán)求和能量進行歸一化運算估計，確定符號定時的偏差量，其中，所采用的歸一化運算估計，是最大似然估計，計算公式是 或最大相關估計，計算公式是 或最小均方差估計，計算公式是 其中， 是循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和相關值， 是循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和能量。
上述的多符號OFDM同步的頻率偏移估計的方法，一種優(yōu)選的方案是實際采用的符號個數(shù)為M個時，步驟(2)采用的觀察區(qū)域的尺寸為MN+ML+Γ，其中，N為進行傅立葉變換或傅立葉逆變換的點數(shù)，L為循環(huán)前綴長度，Γ是信道延時量。
上述的多符號OFDM同步的頻率偏移估計的方法，一種優(yōu)選的方案是步驟(3)中采用對數(shù)似然函數(shù)，公式是Λ(ε)＝log fΓ(r|ε)，其中，fΓ(r|ε)是r的聯(lián)合概率密度函數(shù)，r＝[r(0)，r(1)，…，r(MN+ML+Γ-1)]；計算公式是Λ(ϵ)=log∏m=0M-1(∏n=0L+Γ-1fΓ(r(n+mN+mL),r(n+N+mN+mL))fΓ(r(n+mN+mL))fΓ(r(n+N+mN+mL))]]>×∏n=0N+L+Γ-1fΓ(r(n+mN+mL))).]]>其中，r(n)的概率密度函數(shù)的計算公式是fΓ(r(n))=1π(σs2+σn2)exp(-|r(n)|2σs2+σn2),]]>r(n)與r(n+N)的二維概率密度函數(shù)是fΓ(r(n),r(n+N))=1π2(σs2+σn2)2[1-(γn-d0ρ)2]]]>×exp(-|r(n)|2+|r(n+N)|2-2Re[γn-d0ρr(n)r*(n+N)exp(j2πϵ)](σs2+σn2)[1-(γn-d0ρ)2])]]>其中，γk=Σi=0kE[|hl|2],0≤k<Γ1,Γ≤k<L-1,ρ=σs2/(σs2+σn2),Σl=k-(L-1)Γ-1E[|hl|2],L-1≤k≤L+Γ-1]]>hl是第(l+1)條徑的規(guī)一化信道沖激響應，而且Σl=0Γ-1E[|hl|2]=1.]]>上述的多符號OFDM同步的頻率偏移估計的方法，一種優(yōu)選的方案是步驟(3)中采用對數(shù)似然函數(shù)，公式還可以是 其中，
c1=Σm=0M-1Σn=0L+Γ-1log(11-(γk-d0)2),c2=2/(σs2+σn2)>0.]]>上述的多符號OFDM同步的頻率偏移估計的方法，載波頻率偏移估計是 本發(fā)明還提出一種多符號OFDM同步裝置，它包括編碼調(diào)制模塊、同步模塊和解調(diào)解碼模塊，其關鍵在于同步模塊包括相關子模塊、能量子模塊、加權(quán)求和子模塊、歸一化子模塊以及對數(shù)據(jù)取相位、取最大值的子模塊；其中，相關子模塊和能量子模塊分別完成對所輸入的信號運行相關計算和能量計算的操作，所得結(jié)果分別輸出到加權(quán)求和子模塊進行加權(quán)求和運算；相關值的加權(quán)求和結(jié)果同時輸出到取相位的子模塊和歸一化子模塊，能量值的加權(quán)求和結(jié)果輸出到歸一化子模塊；歸一化子模塊對所輸入的數(shù)據(jù)進行歸一化處理，所得結(jié)果輸出到取最大值的子模塊；取最大值的子模塊對所輸入的數(shù)據(jù)進行取最大值的運算，所得結(jié)果即為符號定時估計的結(jié)果；符號定時估計的結(jié)果輸出到取相位的子模塊，該子模塊對相關值的加權(quán)求和結(jié)果以及符號定時估計的結(jié)果進行取相位的計算，所得結(jié)果即為載波頻率偏移的估計結(jié)果。
上述的多符號OFDM同步裝置，一種優(yōu)選的方案是編碼調(diào)制模塊依次包括編碼、調(diào)制、串/并轉(zhuǎn)換、快速傅立葉逆變換、并/串轉(zhuǎn)換、插入保護間隔、數(shù)模轉(zhuǎn)換，射頻發(fā)送、信道、射頻接收、模數(shù)轉(zhuǎn)換及估計信道相關參數(shù)等部分，其中，輸入的信號輸入依次通過上述部分運算后，所得結(jié)果輸出到同步模塊。
上述的多符號OFDM同步裝置，一種優(yōu)選的方案是解調(diào)解碼模塊依次包括移除保護間隔、串/并轉(zhuǎn)換、快速傅立葉變換、并/串轉(zhuǎn)換、解調(diào)、解碼部分，其中，同步模塊輸出的數(shù)據(jù)中的符號定時估計值輸入到移除保護間隔部分，同步模塊輸出的數(shù)據(jù)中載波頻率偏移估計值輸入到快速傅立葉變換部分。
上述的多符號OFDM同步裝置，一種優(yōu)選的方案是所述裝置采用一片可編程器件構(gòu)成。
(三)有益效果使用本發(fā)明的多符號OFDM同步的實現(xiàn)方法和裝置，可以通用于AWGN信道和多徑衰落信道，而且性能非常接近CRLB(克拉莫羅下限)，也就是說非常接近理論的極限值。


圖1為對于CFO估計，采用現(xiàn)有技術和本發(fā)明的方法的效果對比圖；圖2為對于ST估計，采用現(xiàn)有技術和本發(fā)明的方法的效果對比圖；圖3為采用本發(fā)明的CFO估計和ST估計的效果與使用OFDM符號數(shù)目的關系圖；圖4為采用現(xiàn)有技術和采用本發(fā)明的方法的同步成功概率對比圖；圖5為實現(xiàn)本發(fā)明提出的同步方法的裝置的運算關系圖；圖6為本發(fā)明提出的同步裝置的模塊圖。
具體實施例方式
本發(fā)明提出的多符號OFDM同步的實現(xiàn)方法和裝置，結(jié)合附圖和實施例說明如下。以下實施方式僅用于說明本發(fā)明，而并非對本發(fā)明的限制，有關技術領域的普通技術人員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，還可以做出各種變化和變型，因此所有等同的技術方案也屬于本發(fā)明的范疇，本發(fā)明的專利保護范圍應由各項權(quán)利要求限定。
實施例一在本實施例中，采用Monte Carlo方法分別對CFO估計的性能進行了評價。對照的評價估計方面，采用對估計值與實際值的殘差取平均得到MSE，來衡量同步方法的性能優(yōu)劣。每一次Monte Carlo處理包含1000個符號，最終顯示的數(shù)據(jù)是將100次獨立的Monte Carlo處理結(jié)果取平均得到的。一些實施細節(jié)如下(1)OFDM系統(tǒng)的FFT/IFFT(快速傅立葉變換/快速傅立葉逆變換)點數(shù)為N＝64，CP(循環(huán)前綴)長度為L＝16，ODFM符號數(shù)為M＝4；(2)調(diào)制映射規(guī)則使用QPSK(四相移鍵控)；(3)信噪比(SNR)定義為SNR=10log(σs2/σn2);]]>(4)平均信道沖激響應假定為負指數(shù)分布，有E[|hl|2]=exp(-1/5)/Σl=0Γ-1exp(-l/5),(l=0,1,···,Γ-1),]]>其中Γ＝6，規(guī)一化CFO為ε＝0.2。
在進行處理前，必須先獲得不同情況下的CRLB(克拉莫羅下限)，作為進行CFO估計結(jié)果的性能參照。
(1)AWGN信道中，單符號同步由于CFO(載波頻率偏移)的ML(最大似然)估計的方差與對數(shù)似然函數(shù)有如下關系var(ϵ^)≥1-E[∂2Λ(ϵ)∂ϵ2]=CRLB,]]>所以，在AWGN信道環(huán)境下使用一個OFDM符號進行同步時，CRLB為CRLB1=1-ρ28π2Lρ2.]]>(2)多徑衰落信道中，多符號同步在多徑衰落信道環(huán)境下使用多個OFDM符號進行同步的CRLB是在忽略多徑分量間相關性的前提下的，因此，CRLB=14π2c2Re{E[R(d0)]ej2π·ϵ},]]>由于在多徑衰落信道中有E[r(n)r*(n+N)]=γn-d0σs2,]]>所以，CRLB為CRLB2=18π2MΣk=0L+Γ-1γk2ρ21-γk2ρ2.]]>(3)AWGN信道中，多符號同步CRLB3=1-ρ28π2MLρ2.]]>然后，進行CFO估計的步驟是首先，確定符號定時的偏差量。在本實施例中，采用最大似然估計的方法計算偏差量， 然后，獲得頻率偏移的對數(shù)似然函數(shù)Λ(ε)＝logfΓ(r|ε)，其中，采用包含4個OFDM符號及其多徑分量的觀察區(qū)域的尺寸，尺寸為MN+ML+Γ＝4×64+4×16+6＝326，所以 其中 c1=Σm=03Σn=021log(11-(γk-d0ρ)2),c2=2/(σs2+σn2)>0,]]>γk=Σl=0kE[|hl|2],0≤k<61,6≤k<15,ρ=σs2/(σs2+σn2),Σl=k-1515E[|hl|2],15≤k≤21]]>hl是第(l+1)條徑的規(guī)一化信道沖激響應，而且Σl=05E[|hl|2]=1.]]>最后，取Λ(ε)的最大值，并將所對應的頻率偏移估計量作為CFO的結(jié)果，因此CFO估計為 這個值作為本實施例中，多符號ODFM同步的載波頻率偏移估計值。
結(jié)果見圖1，其中橫軸為信噪比(SNR)，縱軸是作為性能評價指數(shù)的均方誤差(MSE)。其中給出了3條不同情況的CRLB下限，分別是在AWGN信道中使用單符號同步的情況、在多徑衰落信道中使用多符號同步的情況、在AWGN信道中使用多符號同步的情況，還給出了4條同步結(jié)果曲線，其中包括在AWGN信道中使用現(xiàn)有技術的單符號同步、在AWGN信道中使用本發(fā)明的多符號同步、在多徑衰落信道中使用現(xiàn)有技術同步、在多徑衰落信道中采用本發(fā)明的多符號同步的結(jié)果。
從圖1可以看出，在AWGN(加性高斯白噪聲)信道方面，現(xiàn)有技術中使用單符號同步的結(jié)果已經(jīng)非常接近CRLB1，也就是說，幾乎沒有其它技術能比現(xiàn)有技術更好了，但是這個技術在其它信道中的使用效果并不理想。而采用本實施例中的多符號同步，在AWGN信道中，同樣能非常接近CRLB3，可見，在AWGN信道方面，也幾乎沒有其它技術能比本發(fā)明的技術獲得更好的效果。
而在多徑衰落信道方面，從圖1可以看出，現(xiàn)有技術中使用多符號同步的結(jié)果并不理想，距離CRLB2比較大。而采用本實施例中的多符號同步的結(jié)果比現(xiàn)有技術有大幅度提高，MSE降低到1/10左右。其中，采用MSE作為技術效果評價指標屬于本領域常用的做法。
可見，采用本發(fā)明的多符號OFDM同步的載波頻率偏移(CFO)估計，能通用于AWGN信道和多徑衰落信道；而且在效果方面，AWGN信道的效果非常逼近CRLB，也就是說，幾乎不會有其它方法能超越本發(fā)明的效果；而在多徑衰落信道方面，則比現(xiàn)有技術有非常大幅度的提高，其MSE僅為現(xiàn)有技術的1/10左右；另外，由于通信信號每傳輸一次都包含了大量符號，而本實施例中實際只使用了4個符號，并不會增加網(wǎng)絡帶寬的占用。
實施例二在本實施例中，采用Monte Carlo方法分別對本發(fā)明的3種ST估計的性能進行了評價。對照的評價估計方面，采用對估計值與實際值的殘差取平均得到MSE，來衡量同步方法的性能優(yōu)劣。每一次Monte Carlo處理包含1000個符號，最終顯示的數(shù)據(jù)是將100次獨立的Monte Carlo處理結(jié)果取平均得到的。實施細節(jié)同實施例1(1)OFDM系統(tǒng)的FFT/IFFT(快速傅立葉變換/快速傅立葉逆變換)點數(shù)為N＝64，CP(循環(huán)前綴)長度為L＝16，ODFM符號數(shù)為M＝4；(2)調(diào)制映射規(guī)則使用QPSK(四相移鍵控)；(3)信噪比(SNR)定義為SNR=10log(σs2/σn2);]]>(4)平均信道沖激響應假定為負指數(shù)分布，有E[|hl|2]=exp(-1/5)/Σl=0Γ-1exp(-l/5),(l=0,1,···,Γ-1),]]>其中Γ＝6，規(guī)一化CFO為ε＝0.2。
實際上，本發(fā)明提出的3種多符號同步的OFDM的ST估計，是非常類似的，其中的區(qū)別只在于歸一化法則選取的不同。本實施例中將以采用最大相關(MC)的ST估計為例，說明本發(fā)明的效果。
本實施例中的ST估計的方法，其實施步驟是首先，計算循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和相關值、加權(quán)求和能量進行歸一化運算估計，確定符號定時的偏差量。其中，循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和相關值為 循環(huán)前綴及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和能量為
然后，對相關值和能量進行歸一化。本實施例中，采用MC的歸一化法則，計算公式是 所得的結(jié)果就是ST的估計值。
圖2給出了本實施例的實施結(jié)果，其中，橫軸是信噪比(SNR)，縱軸是均方誤差(MSE)。圖中包括4種結(jié)果的曲線，分別是，現(xiàn)有技術的ST估計、本發(fā)明提出的采用ML法則的ST估計、本發(fā)明提出的采用MC法則的ST估計、本發(fā)明提出的采用MMSE法則的ST估計?？梢钥吹?，本發(fā)明提出的3種ST估計方法，雖然歸一化法則的選擇不同，但是得出的結(jié)果非常接近，都比現(xiàn)有技術的方法有了大幅度的提高。尤其在信噪比大于10的情況下，結(jié)果對比非常明顯，采用本發(fā)明提出的ST估計方法，均方誤差僅為比現(xiàn)有技術的1/100左右，性能明顯獲得大幅提高。
圖3給出了采用本發(fā)明提出的多符號OFDM同步的CFO估計和ST估計，在多徑衰落信道中，SNR＝20時，使用不同符號個數(shù)(M)進行同步，在效果上的差異。其中，橫軸為符號個數(shù)(M)，縱軸為均方誤差(MSE)，包括4條仿真結(jié)果曲線，分別是，本發(fā)明提出的CFO估計、本發(fā)明提出的采用ML法則的ST估計、本發(fā)明提出的采用MC法則的ST估計、本發(fā)明提出的采用MMSE法則的ST估計?？梢钥闯觯M管增大M的取值可以使同步的性能更好——它表現(xiàn)在MSE越小，但是當M不小于4時，不同的取值在效果上的提高已經(jīng)不太明顯。考慮到對帶寬資源的占用越少越好，因此，本實施例中選用了M＝4。
可見，采用本發(fā)明提出的多符號OFDM同步的符號定時(ST)估計方法，比起現(xiàn)有技術有了大幅度的提高，表現(xiàn)在其結(jié)果的均方誤差只有現(xiàn)有技術的1/100左右。另外，由于通信信號每傳輸一次都包含了大量符號，而本實施例中實際只使用了4個符號，并不會增加網(wǎng)絡帶寬的占用。
實施例三由于本發(fā)明提出的多符號OFDM同步中的載波頻率偏移(CFO)估計和符號定時(ST)估計，在實現(xiàn)步驟上比較一致，因此本實施例用于說明如何實現(xiàn)一個通用裝置，以此應用包括本發(fā)明提出的CFO估計和ST估計的多符號OFDM同步方法。
參照圖5和圖6，本發(fā)明提出的實現(xiàn)裝置關鍵包括同步模塊，這個同步模塊包括相關器、能量器、加權(quán)求和器、歸一化器件以及對數(shù)據(jù)取相位、取最大值的器件。這個裝置還包括編碼調(diào)制模塊和解調(diào)解碼模塊，整個裝置采用TI DSP TMS 320C6416T-1000芯片及相應的C6000開發(fā)平臺來實現(xiàn)，程序部分設計使用C6416DSK-T CCS(CodeComposer Studio)v3.0軟件實現(xiàn)。
開始時，采用偽隨機序列發(fā)生器產(chǎn)生數(shù)據(jù)流。當有數(shù)據(jù)流輸入時，這些數(shù)據(jù)流先輸入到編碼調(diào)制模塊，它依次包括編碼器、調(diào)制器，以及串/并轉(zhuǎn)換(S/P)、快速傅立葉逆變換(IFFT)、并/串轉(zhuǎn)換(P/S)、插入保護間隔、數(shù)模轉(zhuǎn)換(D/A)、射頻發(fā)送(RF)、信道、射頻接收(RF)、模數(shù)轉(zhuǎn)換(A/D)及估計信道相關參數(shù)等部分，即通信信號數(shù)據(jù)經(jīng)過OFDM發(fā)射機的一系列處理，再經(jīng)過多徑信道后獲得的OFDM信號。所輸入的數(shù)據(jù)流依次通過這些部分，依次完成編碼調(diào)制、將串行信號轉(zhuǎn)換為多路并行信號、進行快速傅立葉逆變換、再轉(zhuǎn)換為串行信號、在信號之間插入保護間隔、轉(zhuǎn)換為模擬信號、發(fā)送并通過多徑信道然后在接收端被接收，再轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，并估計信道相關參數(shù)，包括ρ，γ0，γ1，…，γL+Γ-1等。完成這些處理后，所得的OFDM信號發(fā)往同步模塊，進行本發(fā)明的多符號OFDM同步過程。
此前，數(shù)據(jù)的編碼與調(diào)制、串行-并行信號之間的相互轉(zhuǎn)換、模擬-數(shù)字信號之間的相互轉(zhuǎn)換、快速逆傅立葉變換、插入保護間隔、以及多徑信道相關參數(shù)估計都采用現(xiàn)有技術，其中，數(shù)據(jù)的編解碼采用波形編解碼技術，編碼前根據(jù)采樣定理對模擬語音信號進行量化，然后進行幅度量化，再進行二進制編碼。解碼器作數(shù)/模變換后再由低通濾波器恢復出現(xiàn)原始的模擬語音波形，即完成脈沖編碼調(diào)制(PCM)，也稱為線性PCM。還可以通過非線性量化、前后樣值的差分、自適應預測等方法實現(xiàn)數(shù)據(jù)壓縮。波形編碼的目標是讓解碼器恢復出的模擬信號在波形上盡量與編碼前原始波形相一致，也即失真要最小。
數(shù)據(jù)經(jīng)過編碼之后開始進行OFDM調(diào)制，OFDM是一種無線環(huán)境下的高速傳輸技術，該技術的基本原理是將高速串行數(shù)據(jù)變換成多路相對低速的并行數(shù)據(jù)并對不同的副載波進行調(diào)制，這些副載波有相同的頻率間隔，所有副載波的頻率都是基本振蕩頻率的整數(shù)倍，且在頻譜關系上彼此正交，使各子載波上的頻譜相互重疊，同時提高頻譜利用率；最后將所有分路已調(diào)波信號通過一個加法器相加起來，形成一路總合信號，即OFDM。
由以上原理分析可知，若要實現(xiàn)OFDM，需要利用一組正交的信號作為子載波。將要發(fā)送的串行二進制數(shù)據(jù)經(jīng)過數(shù)據(jù)編碼器形成了多個復數(shù)序列，此復數(shù)序列經(jīng)過串并變換器(S/P)變換后得到多路并行碼，用這多路并行碼對相應數(shù)目的多個載波進行數(shù)字調(diào)相，使用的是差分四相相移鍵控(4-QPSK)實現(xiàn)頻分復用。但在實際上要制造上千個不同振蕩頻率、同步工作的QPSK調(diào)制器是不可能的，因此實際做法是利用快速傅立葉逆變換(IFFT)，依靠芯片來構(gòu)成簡單的調(diào)制器，以快速傅立葉逆變換(IFFT)實現(xiàn)OFDM的調(diào)制器。
所以，輸入的比特流經(jīng)串/并轉(zhuǎn)換(S/P)變成多路并行的分組，分組的取值和DAB(數(shù)字音頻廣播)工作模式有關，如果是模式1則M為1536。為了通過IFFT產(chǎn)生OFDM信號，并有效地利用FFT，要求載波的總數(shù)是2的整數(shù)冪，DAB中實施了一種過取樣，IFFT可選擇4096點，通過把不想要的載波置零的辦法，以得到中心頻率為2.048MHz的1536個載波，這些不想要的載波是虛的載波，是不含信息的。調(diào)制的載波和虛的載波數(shù)的總和確定FFT的長度，并由此確定取樣頻率。
由于是差分四相相移鍵控調(diào)制，每組是2比特，在信號的映射中，每組的2比特映射成相應星座圖中的復數(shù)，以決定副載波的四種不同相位狀態(tài)。因此，經(jīng)過IFFT從副載波相位信息計算出OFDM基帶信號的時間取樣值后，IFFT子模塊的輸出是N個時域的樣點，再經(jīng)過并/串轉(zhuǎn)換，再將長度為保護間隔的循環(huán)前綴(CP)加到N個樣點前即插入保護間隔，形成循環(huán)擴展的OFDM信元，因此，實際發(fā)送的OFDM信元的長度為保護間隔與N的和，經(jīng)過數(shù)/模轉(zhuǎn)換后發(fā)射。
編碼調(diào)制模塊所輸出的結(jié)果，將輸入到同步模塊，完成OFDM同步，這里所說的同步包括符號定時估計和載波頻率偏移估計。
參照圖6，同步模塊包括相關子模塊、能量子模塊、加權(quán)求和子模塊、歸一化子模塊以及對數(shù)據(jù)取相位、取最大值的子模塊，對芯片而言，其輸入值r(n)為雙精度浮點型復數(shù)。這個輸入數(shù)據(jù)是由偽隨機序列發(fā)生器產(chǎn)生輸入數(shù)據(jù)流，經(jīng)過前述的編碼調(diào)制模塊，即OFDM發(fā)射機的一系列處理之后，再通過多徑信道后獲得的OFDM信號。首先，數(shù)據(jù)r(n)分兩路輸入相關子模塊和能量子模塊，分別計算循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和的相關值、以及能量值，即r(n)r*(n+N)，和|r(n)|2+|r(n+N)|22;]]>所得的結(jié)果分別輸出到加權(quán)求和子模塊，進行加權(quán)求和運算，這個子模塊內(nèi)的參數(shù)包括ρ，γ0，γ1，…，γL+Γ-1，這些參數(shù)均為雙精度浮點型復數(shù)，是多徑信道的參數(shù)。同步模塊的輸出端在這個子模塊內(nèi)完成運算后，所得結(jié)果分別是 和
其中，2個結(jié)果數(shù)據(jù)都輸出到歸一化子模塊，另外相關值的加權(quán)求和結(jié)果同時輸出到取相位的子模塊。歸一化子模塊完成對數(shù)據(jù)的歸一化處理，它包括3種歸一化規(guī)則，分別是最大似然估計、最大相關估計、最小均方差估計，可以在使用時具體選擇使用當中的一種歸一化規(guī)則。歸一化后的結(jié)果值輸出到取最大值子模塊，所得結(jié)果即為符號定時估計的結(jié)果，數(shù)據(jù)類型為無符號整型；另一方面，這個結(jié)果同時輸出到取相位的子模塊件，該子模塊對載波頻率偏移估計和加權(quán)求和子模塊所輸出的相關值取相位，所得的輸出結(jié)果值就是載波頻率偏移的結(jié)果，數(shù)據(jù)類型雙精度浮點型實數(shù)。
在同步模塊中，其中，取最大值子模塊采用起泡排序算法，求取觀察窗口中各個雙精度浮點數(shù)的最大值。當該最大值恰在觀察窗口的中心時，輸出最大值所對應的樣值位置標號，即為符號定時位置；取相位子模塊的工作原理是，當上面的取最大值步驟完成時，該模塊及時求取輸入信號的相位并乘以-1/2π，獲得載波頻率偏移。
芯片中的程序段方面，本領域的技術人員在理解本發(fā)明的精神后，并熟悉TI DSP TMS 320C6416T-1000芯片的說明書、相應的C6000開發(fā)平臺使用說明、以及C6416DSK-T CCS v3.0軟件后，能容易的獲得多種可行的編碼代碼，在此不作贅述。
同步模塊的輸出結(jié)果，即載波頻率偏移估計和符號定時估計，作為本裝置的信號解調(diào)解碼模塊的輸入數(shù)據(jù)。解調(diào)解碼模塊依次包括移除保護間隔、串/并轉(zhuǎn)換(S/P)、快速傅立葉變換(FFT)、并/串轉(zhuǎn)換(P/S)、解調(diào)、解碼子模塊。其中，符號定時估計的結(jié)果輸出到移除保護間隔子模塊，然后經(jīng)過串/并轉(zhuǎn)換子模塊轉(zhuǎn)換成并行信號，然后輸入到快速傅立葉變換子模塊進行傅立葉變換；而載波頻率偏移估計的接過數(shù)據(jù)則直接輸入到快速傅立葉變換子模塊。數(shù)據(jù)經(jīng)過快速傅立葉變換后，所得結(jié)果輸出到并/串轉(zhuǎn)換子模塊，轉(zhuǎn)換后所得的串行信號經(jīng)過解調(diào)、解碼，作為輸出數(shù)據(jù)流。
在此，接收端的數(shù)據(jù)的移除保護間隔、串行/并行信號之間的互相轉(zhuǎn)換、快速傅立葉變換、解調(diào)、解碼都采用現(xiàn)有技術，采用和前述的編碼調(diào)制模塊相對應的技術，同步后的信號相應的經(jīng)過移除保護間隔、串/并轉(zhuǎn)換、FFT、并/串轉(zhuǎn)換完成解調(diào)，再經(jīng)由解碼然后輸出語音信號。
本裝置的編碼調(diào)制、解調(diào)解碼模塊都屬于現(xiàn)在技術部分，本領域的技術人員都知道如何使用可編程器件配合編程完成這些功能，更詳細深入的現(xiàn)有技術材料可以參照吳偉陵，《移動通信原理》，電子工業(yè)出版社。
至此，整個實施過程結(jié)束，數(shù)據(jù)流經(jīng)過編碼調(diào)制模塊、同步模塊、解調(diào)解碼模塊的處理，完成了通信信號數(shù)據(jù)經(jīng)由OFDM發(fā)射機一系列操作，再通過多徑信道的傳輸，再進行同步處理，所得結(jié)果經(jīng)過OFDM接收機的處理并輸出的整個過程。其實施效果參照圖4，其中灰色柱是采用本發(fā)明提出的方法和裝置進行同步后的成功概率，黑色柱是現(xiàn)有技術的效果。可以看出，采用本發(fā)明提出的同步方法及其裝置，可以很好的獲得OFDM同步結(jié)果，該方法通用于AWGN信道和多徑衰落信道；而且在效果方面比現(xiàn)有技術有非常大幅度的提高，并不占用額外的帶寬，解決了OFDM同步技術在多徑信道應用中的局限。
權(quán)利要求
1.一種多符號OFDM同步的符號定時估計的方法，其特征在于對循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和相關值、加權(quán)求和能量進行歸一化運算估計，確定符號定時的偏差量。
2.如權(quán)利要求1所述的多符號OFDM同步的符號定時估計的方法，其特征在于所采用的歸一化運算估計，是最大似然估計，計算公式是 或最大相關估計， 計算公式是 或最小均方差估計，計算公式是 其中, 是循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和相關值， 是循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和能量。
3.一種多符號OFDM同步的頻率偏移估計的方法，其特征在于包括以下步驟(1)確定符號定時的偏差量；(2)采用包含多個OFDM符號及其多徑分量的觀察區(qū)域的尺寸；(3)獲得頻率偏移的似然函數(shù)；(4)取步驟(3)中似然函數(shù)的最大值，將該最大值所對應的頻率偏移值作為頻率偏移估計量。
4.如權(quán)利要求3所述的多符號OFDM同步的頻率偏移估計的方法，其特征在于，步驟(1)可以采用對循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和相關值、加權(quán)求和能量進行歸一化運算估計，確定符號定時的偏差量，其中，所采用的歸一化運算估計，是最大似然估計，計算公式是 或最大相關估計，計算公式是 或最小均方差估計，計算公式是 其中， 是循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和相關值， 是循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和能量。
5.如權(quán)利要求3所述的多符號OFDM同步的頻率偏移估計的方法，其特征在于，實際采用的符號個數(shù)為M個時，步驟(2)采用的觀察區(qū)域的尺寸為MN+ML+Γ，其中，N為進行傅立葉變換或傅立葉逆變換的點數(shù)，L為循環(huán)前綴長度，Γ是信道延時量。
6.如權(quán)利要求3所述的多符號OFDM同步的頻率偏移估計的方法，其特征在于，步驟(3)中采用對數(shù)似然函數(shù)，公式是Λ(ε)＝logfΓ(r|ε)，其中，fΓ(r|ε)是r的聯(lián)合概率密度函數(shù)，r＝[r(0)，r(1)，…，r(MN+ML+Γ-1)]；計算公式是Λ(ϵ)=logΠm=0M-1(Πn=0L+Γ-1fΓ(r(n+mN+nL),r(n+N+mN+mL))fΓ(r(n+mN+mL))fΓ(r(n+N+mN+mL))]]>×Πn=0N+L+Γ-1fΓ(r(n+mN+mL))).]]>
7.如權(quán)利要求6所述的多符號OFDM同步的頻率偏移估計的方法，其特征在于，r(n)的概率密度函數(shù)的計算公式是fΓ(r(n))=1π(σs2+σn2)exp(-|r(n)|2σs2+σn2),]]>r(n)與r(n+N)的二維概率密度函數(shù)是fΓ(r(n),r(n+N))=1π2(σs2+σn2)2[1-(γn-d0ρ)2]]]>×exp(-|r(n)|2+|r(n+N)|2-2Re[γn-d0ρr(n)r*(n+N)exp(j2πϵ)](σs2+σn2)[1-(γn-d0ρ)2])]]>其中，γk=Σl=0kE[|hl|2],0≤k<Γ1,Γ≤k<L-1Σl=k-(L-1)Γ-1E[|hl|2],L-1≤k≤L+Γ,]]>ρ=σs2/(σs2+σn2),]]>hl是第(l+1)條徑的規(guī)一化信道沖激響應，而且Σl=0Γ-1E[|hl|2]=1.]]>
8.如權(quán)利要求3所述的多符號OFDM同步的頻率偏移估計的方法，其特征在于，步驟(3)中采用對數(shù)似然函數(shù)，公式還可以是 其中， c1=Σm=0M-1Σn=0L+-1log(11-(γk-d0ρ)2),]]>c2=2/(σs2+σn2)>0.]]>
9.如權(quán)利要求7或8所述的多符號OFDM同步的頻率偏移估計的方法，其特征在于，載波頻率偏移估計是
10.一種多符號OFDM同步裝置，包括編碼調(diào)制模塊、同步模塊和解調(diào)解碼模塊，其中編碼調(diào)制模塊用于完成語音信號的編碼調(diào)制過程，形成OFDM信號，解調(diào)解碼模塊將OFDM信號解調(diào)解碼成語音信號，其特征在于同步模塊包括相關子模塊、能量子模塊、加權(quán)求和子模塊、歸一化子模塊以及對數(shù)據(jù)取相位、取最大值的子模塊；其中，相關子模塊和能量子模塊分別完成對所輸入的信號運行相關計算和能量計算的操作，所得結(jié)果分別輸出到加權(quán)求和子模塊進行加權(quán)求和運算；相關值的加權(quán)求和結(jié)果同時輸出到取相位的子模塊和歸一化子模塊，能量值的加權(quán)求和結(jié)果輸出到歸一化子模塊；歸一化子模塊對所輸入的數(shù)據(jù)進行歸一化處理，所得結(jié)果輸出到取最大值的子模塊；取最大值的子模塊對所輸入的數(shù)據(jù)進行取最大值的運算，所得結(jié)果即為符號定時估計的結(jié)果；符號定時估計的結(jié)果輸出到取相位的子模塊，該子模塊對相關值的加權(quán)求和結(jié)果以及符號定時估計的結(jié)果進行取相位的計算，所得結(jié)果即為載波頻率偏移的估計結(jié)果。
11.如權(quán)利要求10所述的多符號OFDM同步裝置，其特征在于編碼調(diào)制模塊依次包括編碼、調(diào)制、串/并轉(zhuǎn)換、快速傅立葉逆變換、并/串轉(zhuǎn)換、插入保護間隔、數(shù)模轉(zhuǎn)換，射頻發(fā)送、信道、射頻接收、模數(shù)轉(zhuǎn)換及估計信道相關參數(shù)等部分，其中，輸入的信號輸入依次通過上述部分運算后，所得結(jié)果輸出到同步模塊。
12.如權(quán)利要求10所述的多符號OFDM同步裝置，其特征在于解調(diào)解碼模塊依次包括移除保護間隔、串/并轉(zhuǎn)換、快速傅立葉變換、并/串轉(zhuǎn)換、解調(diào)、解碼部分，其中，同步模塊輸出的數(shù)據(jù)中的符號定時估計值輸入到移除保護間隔部分，同步模塊輸出的數(shù)據(jù)中載波頻率偏移估計值輸入到快速傅立葉變換部分。
13.如權(quán)利要求10所述的多符號OFDM同步裝置，其特征在于所述裝置采用一片可編程器件構(gòu)成。
全文摘要
本發(fā)明涉及通信技術領域。本發(fā)明提出一種多符號OFDM同步的實現(xiàn)方法及裝置，包括符號定時方法和頻率偏移估計方法，關鍵在于對循環(huán)前綴以及自身拷貝出來的部分的加權(quán)求和相關值、加權(quán)求和能量進行歸一化運算估計，得到結(jié)果。使用本發(fā)明的多符號OFDM同步的實現(xiàn)方法和裝置，可以通用于AWGN信道和多徑衰落信道，而且性能非常接近CRLB(克拉莫羅下限)，也就是說非常接近理論的極限值。
文檔編號H04L27/26GK1809046SQ20061000753
公開日2006年7月26日 申請日期2006年2月14日 優(yōu)先權(quán)日2006年2月14日
發(fā)明者郭更生, 王祿生 申請人:郭更生