專利名稱：發(fā)射機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是涉及一種在例如OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplex正交頻分復(fù)用)等采用多載波的通信方式下使用的無(wú)線發(fā)射機(jī)。
背景技術(shù)：
通常，在伴有振幅調(diào)制的調(diào)制信號(hào)、特別是在伴有QAM(正交振幅調(diào)制)等多值調(diào)制的調(diào)制信號(hào)中，用于向天線發(fā)送功率的高頻功率放大器需要進(jìn)行線性工作。因此，作為高頻功率放大器的工作級(jí)，一直使用A級(jí)或者AB等。
可是，伴隨通信的寬頻帶化，例如OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplex；正交頻分復(fù)用)等采用多載波的通信方式開(kāi)始被使用?？墒?，在這種通信方式中，當(dāng)使用以往的A級(jí)或者AB的高頻功率放大器時(shí)，不能期待高效率化。即，在OFDM中，通過(guò)副載波的疊加，瞬間完全隨機(jī)地產(chǎn)生大的功率。也就是說(shuō)，平均功率和其瞬間的最大功率比，PAPR(Peak to Average Power Ratio峰值對(duì)平均值功率比)較大。因此，要想使瞬間最大功率也能進(jìn)行線性放大，常常就需要保持大的直流功率。在A級(jí)工作中，電源效率即使最大也只有50％，特別在OFDM時(shí)，因?yàn)镻APR大，所以電源效率變?yōu)?0％左右。
另外，在能使用飽和型放大器時(shí)，因?yàn)楸M可能使漏極電流和漏極電壓同時(shí)產(chǎn)生的期間變小了，所以能夠抑制功耗。所謂飽和型放大器是指為了漏極電壓波形為矩形而成為被高頻控制的F級(jí)放大器、為了漏極電壓波形和漏極電流波形不重疊而成為使負(fù)載條件最優(yōu)化了的E級(jí)和D級(jí)放大器。
例如，當(dāng)提供200mA、3V(Vdd)的DC功率時(shí)，直流功率變?yōu)?00mW。在由晶體管構(gòu)成的飽和型放大器中，在晶體管OFF時(shí)電流不流過(guò)，因?yàn)橹皇┘与妷篤dd，所以直流功耗是0。另外，在晶體管ON時(shí)200mA的電流流過(guò)，可是因?yàn)榫w管完全導(dǎo)通，漏極-源極間電壓VDS的飽和電壓最多能假定為0.3V左右。這種情況下，0.3×0.2＝0.06也就是說(shuō)60mW的直流功率在晶體管中被消耗了。電源效率實(shí)際達(dá)到(600-60)/600＝90％。在A級(jí)放大器中，因?yàn)榧词棺畲箅娫葱室仓荒苓_(dá)到50％，所以其效果大。
即，通過(guò)使用飽和型放大器，能實(shí)現(xiàn)較高的電源效率。可是，因?yàn)轱柡托头糯笃魇欠蔷€性放大器，所以在像QAM信號(hào)這樣的調(diào)制波的振幅電平變化的信號(hào)中，調(diào)制精度顯著惡化，不能使用。
為了解決這樣的課題，提出了作為卡昂方法而公知的以往的EER法(Envelope Elimination and Restoration包封消除與恢復(fù))(例如參照專利文獻(xiàn)1)。
圖5是表示EER法的概略的方框圖。在圖5所示的發(fā)射機(jī)中，通過(guò)調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生裝置50生成的、例如QAM信號(hào)，通過(guò)振幅相位分離裝置51分離成相位成分和振幅成分。相位成分作為正交信號(hào)輸入到正交調(diào)制器52，由此進(jìn)行頻率變換，被輸出到飽和型放大器53。另外，振幅成分通過(guò)運(yùn)算放大器55，放大為希望的振幅電平，輸入到直流變換器54。直流變換器54將在飽和型放大器53需要的電流和振幅成分一起輸出到飽和型放大器53。在飽和型放大器53中，使被高頻輸入的相位成分和從電源輸入的振幅成分相關(guān)聯(lián)，QAM調(diào)制波被還原。
通過(guò)采取這種結(jié)構(gòu)，盡管是飽和型放大器等非線性的但仍可使用高效率的放大器，因此可實(shí)現(xiàn)高效率化。
專利文獻(xiàn)1美國(guó)專利第6256482B1(附圖3頁(yè)、圖6)。
一般地，當(dāng)將調(diào)制信號(hào)分離成振幅成分和相位成分時(shí)，其頻帶大約擴(kuò)展到5倍。例如，作為無(wú)線LAN的標(biāo)準(zhǔn)、IEEE802.11a標(biāo)準(zhǔn)的OFDM信號(hào)時(shí)，因?yàn)榛鶐У男盘?hào)頻帶是8MHz左右，所以擴(kuò)展到40MHz的頻帶?？墒牵{(diào)制振幅成分的直流變換器54、例如開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的頻帶因?yàn)樽疃嗍?MHz，所以在以往的結(jié)構(gòu)中，不能實(shí)現(xiàn)這種信號(hào)的EER法。
要擴(kuò)展頻帶，就需要使直流變換器(開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器)54的開(kāi)關(guān)元件高速化?？墒?，因?yàn)殚_(kāi)關(guān)元件的高速化伴隨著低耐壓化，所通常認(rèn)為這以上的高速化是不可能的。
另外，使用串聯(lián)調(diào)節(jié)器作為直流變換器54時(shí)，其直流變換量(電源電壓和振幅成分電壓的差)和高頻功率放大器的漏極電流的積為功耗。在OFDM中，因?yàn)檎穹煞值碾妷旱钠骄敌∮诘扔陔娫措妷旱囊话耄源藭r(shí)也不能期望高效率化。
進(jìn)而，為了即使在運(yùn)算放大器55中也使振幅成分不失真地進(jìn)行放大，就需要保持大于等于峰值振幅成分的電源電壓，在峰值電壓和平均電壓的差較大的OFDM中，導(dǎo)致電源效率的下降。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種能實(shí)現(xiàn)寬頻帶的EER法而不使效率下降的發(fā)射機(jī)。
為解決上述的課題，第1發(fā)明的發(fā)射機(jī)具備調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生裝置，產(chǎn)生調(diào)制信號(hào)；振幅限幅裝置，將調(diào)制信號(hào)的振幅成分階段性地以不同的多個(gè)電壓電平進(jìn)行限幅；第1及第2多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器，將電源電壓階段性地變換成值不同的多個(gè)電壓；第1開(kāi)關(guān)組，選擇第1多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出電壓的某一個(gè)；第2開(kāi)關(guān)組，選擇第2多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出電壓的某一個(gè)；開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)器，按照由振幅限幅裝置被限幅的振幅成分的限幅數(shù)據(jù)，有選擇地使第1及第2開(kāi)關(guān)組的各開(kāi)關(guān)導(dǎo)通；振幅放大裝置，將通過(guò)第1開(kāi)關(guān)組選擇的某個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出電壓作為電源電壓，放大振幅成分；線性直流變換裝置，將由第2開(kāi)關(guān)組選擇的某個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出電壓作為電源電壓，對(duì)來(lái)自振幅放大裝置的輸出進(jìn)行直流變換；以及高頻功率放大器，將調(diào)制信號(hào)或者其相位成分輸入到高頻輸入端子，將由線性直流變換裝置直流變換的振幅成分輸入到電源端子，作為結(jié)果輸出振幅成分和相位成分相關(guān)聯(lián)的調(diào)制波。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，設(shè)置將電源電壓階段性地變換成值不同的多個(gè)電壓的第1及第2多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器，通過(guò)第1開(kāi)關(guān)組，按照振幅成分的電平，選擇第1多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出電壓的某一個(gè)，振幅放大裝置將被選擇的開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出電壓作為電源電壓。另外，通過(guò)第2開(kāi)關(guān)組根據(jù)振幅成分的電平，選擇第2多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出電壓的某一個(gè)，將被選擇的開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出電壓作為電源電壓，線性直流變換裝置將振幅成分進(jìn)行直流變換。因此，能將由線性直流變換裝置引起的壓降抑制為較小，能抑制由線性直流變換裝置引起的功率損失。并且，因?yàn)檎穹糯笱b置在對(duì)振幅成分進(jìn)行線性放大的過(guò)程中可以以最低的電壓驅(qū)動(dòng)，所以能將功耗抑制為較小。因此，能將對(duì)振幅成分進(jìn)行模擬操作的電路塊的消耗電流抑制為較小。另外，在直流變換中使用線性直流變換裝置，能夠謀求寬頻帶化。因此，能夠不使效率下降地來(lái)實(shí)現(xiàn)寬頻帶的EER法。
并且，在直接使用調(diào)制信號(hào)而不是相位成分的情況下，可以避免在進(jìn)行分離提取為振幅成分和相位成分的EER法中不能避開(kāi)的、調(diào)制精度(Error Vector MagnitudeEVM，誤差矢量幅值)的惡化。即，使用相位成分時(shí)，針對(duì)相位成分，在數(shù)模變換器的頻帶允許的范圍，另外在不給與EVM影響的程度上進(jìn)行濾波。此時(shí)，由濾波產(chǎn)生的相位成分的部分電平下降會(huì)導(dǎo)致在利用高頻功率放大器的輸出使相位成分和振幅成分合成時(shí)產(chǎn)生EVM的顯著的惡化。另外，與從調(diào)制信號(hào)分離出的相位成分相比，因?yàn)檎{(diào)制信號(hào)需要的頻帶寬小1/6左右，所以能夠使壓制通過(guò)數(shù)模變換器、或由數(shù)模變換生成的亂真成分的去假頻濾波器的頻帶寬變窄。因此，對(duì)數(shù)模變換器的低功耗化、用于濾波器的電感線圈的小型化和低成本化有利。
進(jìn)而，在本結(jié)構(gòu)中，給與高頻功率放大器的振幅成分為0時(shí)，輸入到高頻功率放大器的功率也是0，所以在高頻功率放大器輸出可形成正確的調(diào)制波而不依賴于絕緣特性。
在上述的結(jié)構(gòu)中，還具有例如如下的結(jié)構(gòu)。第1開(kāi)關(guān)組設(shè)置在第1多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出端子和振幅放大裝置的電源端子之間。第2開(kāi)關(guān)組設(shè)置在第2多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出端子和線性直流變換裝置的電源端子之間。
另外，在上述的結(jié)構(gòu)中，可以采用如下結(jié)構(gòu)。第1開(kāi)關(guān)組配置在第1多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出端子和振幅放大裝置的電源端子之間。另外，線性直流變換裝置分別對(duì)應(yīng)第2多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器配置了多個(gè)，第2多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出端子分別各自連接到多個(gè)線性直流變換裝置的電源端子上，多個(gè)線性直流變換裝置的輸出端子共同連接到高頻功率放大器的電源端子上。進(jìn)而，第2開(kāi)關(guān)組配置在振幅放大裝置的輸出端子和多個(gè)線性直流變換裝置的輸入端子之間。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，設(shè)置將電源電壓階段性地變換成值不同的多個(gè)電壓的第1及第2多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器，將第2多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出電壓作為電源電壓，多個(gè)線性直流變換裝置分別將振幅成分進(jìn)行直流變換，同時(shí)根據(jù)振幅成分的電平，有選擇地將多個(gè)線性直流變換裝置的某一個(gè)作為有效。因此，能將由進(jìn)行直流變換時(shí)的線性直流變換裝置引起的壓降抑制為較小，也能將由線性直流變換裝置引起的功率損失抑制為較小。進(jìn)而，因?yàn)檎穹糯笱b置也根據(jù)振幅成分的電平選擇第1多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出電壓的某一個(gè)，所以能夠在對(duì)振幅成分進(jìn)行線性放大的過(guò)程中以最低的電壓進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。因此，能將功耗抑制為較小。另外，在直流變換中使用線性直流變換裝置，能夠謀求寬頻帶化。因此，能夠不使效率下降地來(lái)實(shí)現(xiàn)寬頻帶的EER法。另外，僅在開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器和高頻功率放大器之間加入線性直流變換裝置，第2開(kāi)關(guān)裝置與該通路斷路，所以能進(jìn)一步降低功率損失。
在上述本發(fā)明的發(fā)射機(jī)中，也可以在高頻功率放大器的前級(jí)具有頻率變換裝置。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，具有以下的作用效果。因?yàn)橄辔徽穹蛛x裝置的頻帶最多是數(shù)百M(fèi)Hz，所以在像載波超過(guò)GHz時(shí)，就不能對(duì)其進(jìn)行處理，但是，通過(guò)使用作為頻率變換裝置的例如正交調(diào)制器等，就能夠容易地將載波頻率向上變換。
以上，根據(jù)詳細(xì)說(shuō)明的本發(fā)明，在能夠使高頻功率放大器作為飽和型進(jìn)行工作的EER法中，寬頻帶并且高效率的工作成為可能。


圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施例1的發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖2是表示本發(fā)明的實(shí)施例2的發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖3是表示本發(fā)明的實(shí)施例3的發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖4是表示本發(fā)明的實(shí)施例4的發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖5是表示以往的發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)的方框圖。
具體實(shí)施例方式
下面，一邊參照附圖一邊來(lái)說(shuō)明本發(fā)明的實(shí)施例。
(實(shí)施例1)下面，參照附圖，針對(duì)本發(fā)明的實(shí)施例1進(jìn)行說(shuō)明。在本實(shí)施例中，舉例說(shuō)明使用寬頻帶調(diào)制信號(hào)的IEEE802.11a標(biāo)準(zhǔn)的無(wú)線LAN系統(tǒng)。
圖1表示實(shí)現(xiàn)EER法的本發(fā)明的實(shí)施例1的發(fā)射機(jī)的電路圖。該發(fā)射機(jī)如圖1所示，包括OFDM信號(hào)生成裝置100、相位振幅分離裝置101、振幅限幅裝置102、開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器組103、開(kāi)關(guān)組109、開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)器116、正交調(diào)制器117、射極輸出器118、運(yùn)算放大器119、具有阻值R1的電阻120、具有阻值R2的電阻121、具有-2V的負(fù)電壓的負(fù)電源122、具有3.3V的正電壓的正電源123和飽和型的高頻功率放大器124。
上述的OFDM信號(hào)生成裝置100生成OFDM信號(hào)，相當(dāng)于產(chǎn)生調(diào)制信號(hào)的調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生裝置。
相位振幅分離裝置101將通過(guò)OFDM信號(hào)生成裝置100生成的OFDM信號(hào)分離成相位成分和振幅成分。
振幅限幅裝置102將在相位振幅分離裝置101分離的振幅成分階段性地以不同的適當(dāng)多個(gè)電壓電平來(lái)限幅。作為該電壓電平，在本實(shí)施例中，在射極輸出器118的發(fā)射極端子輸出換算，例如設(shè)定為1.0V、1.5V、3V。在圖1，表示了向振幅限幅裝置102輸入的振幅成分也就是源信號(hào)和振幅限幅裝置102的輸出信號(hào)也就是限幅信號(hào)。
在這里，針對(duì)在圖1所示的源信號(hào)和限幅信號(hào)的關(guān)系進(jìn)行說(shuō)明。振幅限幅裝置102如圖1所示檢測(cè)振幅成分的電平，對(duì)該電平，進(jìn)行和預(yù)先設(shè)定的電壓電平的比較，如圖1所示對(duì)振幅成分進(jìn)行限幅。
振幅限幅的方法例如如果振幅成分為0V＜振幅成分≤1.0V就圓整為1V；如果1V＜振幅成分≤1.5V就圓整為1.5V等，將電平圓整為被包含的范圍的最大值。在圖1中，因?yàn)榭偣泊嬖?個(gè)電平，所以把它分配成2位的數(shù)據(jù)01、10、11。其結(jié)果是，2位的限幅數(shù)據(jù)被輸出給開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)器116。
開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器組103由例如將3.3V的正電源123的電源電壓作為輸入的多個(gè)、例如5個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器、也就是5個(gè)DC-DC轉(zhuǎn)換器104～108構(gòu)成。DC-DC轉(zhuǎn)換器104～106向運(yùn)算放大器119提供電壓，DC-DC轉(zhuǎn)換器107、108向射極輸出器118的集電極提供電壓。通過(guò)這些DC-DC轉(zhuǎn)換器組103，電源電壓被階段性地變換成值不同的多個(gè)電壓。具體的，DC-DC轉(zhuǎn)換器104～108分別將3.3V的正電壓變換成4.7V、3.2V、2.7V、1.8V、1.3V的各電壓。
開(kāi)關(guān)組109基于按照通過(guò)振幅限幅裝置102被限幅的振幅成分的限幅數(shù)據(jù)而從開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)器116輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，控制導(dǎo)通關(guān)斷。具體的，從DC-DC轉(zhuǎn)換器組103連接到射極輸出器118和運(yùn)算放大器119的各個(gè)通路有選擇地導(dǎo)通。同時(shí)導(dǎo)通的開(kāi)關(guān)110～115的組合是開(kāi)關(guān)110和開(kāi)關(guān)112、開(kāi)關(guān)111和開(kāi)關(guān)114、開(kāi)關(guān)113和開(kāi)關(guān)115。
正交調(diào)制器117將從相位振幅分離裝置101輸出的相位成分(正交成分(Quadrature)和同相成分(In-phase))變換成高頻信號(hào)，相當(dāng)于頻率變換裝置。
射極輸出器118將通過(guò)開(kāi)關(guān)組109被選擇的正電源123的電壓或者開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器107、108的某一個(gè)的輸出電壓作為電源電壓，將OFDM信號(hào)的振幅成分進(jìn)行直流變換，相當(dāng)于線性直流變換裝置。該射極輸出器118為了在將OFDM信號(hào)的振幅成分作為電源電壓給與高頻功率放大器124時(shí)對(duì)直流電源進(jìn)行驅(qū)動(dòng)而成為必需的。
運(yùn)算放大器119為了將OFDM信號(hào)的振幅成分作為高頻功率放大器118的電源電壓，而將其放大到規(guī)定的振幅。此時(shí)，運(yùn)算放大器119通過(guò)將構(gòu)成射極輸出器118的晶體管的發(fā)射極輸出作為負(fù)反饋，從而排除射極輸出器的溫度特性和失真特性等的影響。此時(shí)，運(yùn)算放大器119為了保證振幅成分的最小值，例如從負(fù)電源122給與-2V的負(fù)電壓。另外，作為正電壓，從通過(guò)開(kāi)關(guān)組109被選擇的開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器104～106輸出的4.7V、3.2V、2.7V的某個(gè)電壓輸入到運(yùn)算放大器119。并且，運(yùn)算放大器119相當(dāng)于振幅放大裝置。
飽和型的高頻功率放大器(PA)124，將相位成分被頻率變換了的高頻信號(hào)從正交調(diào)制器117輸入到高頻輸入端子，被直流變換了的振幅成分從射極輸出器118輸入到電源端子，作為結(jié)果，相位及振幅一起被調(diào)制，也就是說(shuō)輸出振幅和相位相關(guān)聯(lián)的調(diào)制波。
在針對(duì)以下工作進(jìn)行說(shuō)明的本實(shí)施例中，假定是電源電壓為3.3V的系統(tǒng)。
通過(guò)OFDM信號(hào)生成裝置100作成的OFDM信號(hào)通過(guò)相位振幅分離裝置101分離成振幅成分和相位成分，振幅成分輸出到運(yùn)算放大器119。其結(jié)果是，放大到相當(dāng)于在運(yùn)算放大器119設(shè)定的增益的倍數(shù)的振幅成分從運(yùn)算放大器119向射極輸出器118的基極輸出，進(jìn)而從發(fā)射極輸出。此時(shí)，運(yùn)算放大器119的輸出中出現(xiàn)了比射極輸出器118的發(fā)射極電壓向正向偏移了Vbe＝0.7V左右的電壓。當(dāng)運(yùn)算放大器119的輸出動(dòng)態(tài)范圍比電源電壓小1V時(shí)，將高頻功率放大器124用0～3V調(diào)制的情況下，應(yīng)提供給運(yùn)算放大器119的電源電壓成為給與高頻功率放大器124的電壓+0.7V(＝Vbe)+1V。
在本實(shí)施例中，為了將高頻功率放大器124的電壓設(shè)定為3V、1.5V、1.0V，在運(yùn)算放大器119中，用DC-DC轉(zhuǎn)換器104給與4.7V，用DC-DC轉(zhuǎn)換器105給與3.2V，用DC-DC轉(zhuǎn)換器106給與2.7V。并且，在本實(shí)施例中，由于將運(yùn)算放大器119作為正轉(zhuǎn)放大，所以其增益由1+R1/R2來(lái)決定。
將在射極輸出器118的發(fā)射極輸出的振幅成分作為基準(zhǔn)，振幅限幅裝置102生成用于驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)組109的各開(kāi)關(guān)110～115的導(dǎo)通/斷開(kāi)的驅(qū)動(dòng)信息。以下將驅(qū)動(dòng)信息稱為限幅數(shù)據(jù)。
振幅限幅的方法是檢測(cè)包含振幅成分的閾值范圍。具體地說(shuō)，對(duì)于預(yù)先設(shè)定的多個(gè)閾值1.0V、1.5V、3.0V，檢測(cè)振幅成分的電壓振幅是否處在0～1.0V、1.0～1.5V、1.5～3.0V的某個(gè)范圍。并且，將電平圓整為被包含的范圍的最大值。
例如振幅成分如果是0V＜振幅成分≤1.0V就圓整為1.0V；如果是1V＜振幅成分≤1.5V就圓整為1.5V，如果是1.5V＜振幅成分≤3.0V就圓整為3.0V。
圓整按如下這樣來(lái)進(jìn)行。DC-DC轉(zhuǎn)換器107、108為了在圓整的電壓電平上加射極輸出器118的集電極·發(fā)射極間的飽和電壓Vcesat＝0.3V的電壓(1.3V、1.8V)并輸出而準(zhǔn)備。關(guān)于3.0V+0.3V的電壓，因?yàn)榈扔谡娫?23的電壓，所以不需要DC-DC轉(zhuǎn)換器。輸出到運(yùn)算放大器119的電壓為在圓整的電壓上加+1.7V的電壓(2.7V、3.2V、4.7V)。
按照振幅成分的電平，振幅限幅裝置102給與開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)器116使哪個(gè)DC-DC轉(zhuǎn)換器(104～108)或者正電源123的輸出有效的信息。按照被給與的信息，開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)器116有選擇地導(dǎo)通/斷開(kāi)設(shè)置在DC-DC轉(zhuǎn)換器104～108、以及正電源123的輸出級(jí)的開(kāi)關(guān)110～115，輸出與圓整了的電壓對(duì)應(yīng)的電壓。在這里，開(kāi)關(guān)110和開(kāi)關(guān)112、開(kāi)關(guān)111和開(kāi)關(guān)114、開(kāi)關(guān)113和開(kāi)關(guān)115分別用相同的驅(qū)動(dòng)信號(hào)驅(qū)動(dòng)。
當(dāng)說(shuō)明具體例時(shí)，射極輸出器118的發(fā)射極輸出為1.2V時(shí)，DC-DC轉(zhuǎn)換器107和DC-DC轉(zhuǎn)換器105的通路導(dǎo)通。其結(jié)果是，1.8V的電壓給與射極輸出器118的集電極，3.2V的電壓給與運(yùn)算放大器119的正電源端子。同樣振幅成分為1.6V時(shí)，3.3V的正電源123和DC-DC轉(zhuǎn)換器104的通路為導(dǎo)通。其結(jié)果是，3.3V的電壓給與射極輸出器118的集電極，4.7V的電壓給與運(yùn)算放大器119的正電源端子。
從相位振幅分離裝置101輸出的振幅成分輸入到運(yùn)算放大器119的非反轉(zhuǎn)(+)輸入端子，用具有阻值R1的電阻120和具有阻值R2的電阻121決定的增益1+R1/R2放大，向射極輸出器118的基極輸入。并且，從射極輸出器118的發(fā)射極輸出的振幅成分提供給高頻功率放大器124的漏極/集電極電源端子。
另外，最好是振幅成分以和限幅數(shù)據(jù)以取得同步的形狀輸出。
此時(shí)，當(dāng)振幅成分和限幅數(shù)據(jù)的同步?jīng)]取得時(shí)，就會(huì)不必要地出現(xiàn)大的壓降，電源損失惡化。
通過(guò)實(shí)現(xiàn)像這樣的工作，射極輸出器118就將壓降即射極輸出器的集電極端子和射極輸出器的發(fā)射極端子的電位差保持在較小值，因此能將射極輸出器118的電源損失抑制在較小。另外，通過(guò)給運(yùn)算放大器119付與在動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)最低的正的電源電壓，從而能夠?qū)⒃谶\(yùn)算放大器119的輸出級(jí)的損失功率抑制在較小，因此能將在運(yùn)算放大器119的電源損失抑制在較小，其結(jié)果是，實(shí)現(xiàn)了發(fā)射機(jī)整體的高效率化。
另外，相位成分因?yàn)樾枰l率變換成調(diào)制波，所以其作為I(同相)信號(hào)及Q(正交)信號(hào)輸入到正交調(diào)制器117，被與載波關(guān)聯(lián)起來(lái)。
在高頻功率放大器124中，從射極輸出器118輸出的振幅成分輸入到電源端子，從正交調(diào)制器117輸出的相位成分即調(diào)制波輸入到高頻信號(hào)輸入端子。其結(jié)果是，在高頻功率放大器124的輸出中，輸出相位成分和振幅成分相關(guān)聯(lián)后的結(jié)果，獲得正確的OFDM調(diào)制波。
最好是振幅成分和相位成分在高頻功率放大器124進(jìn)行關(guān)聯(lián)操作時(shí)，沒(méi)有定時(shí)偏差。
根據(jù)按以上說(shuō)明的工作，所能期待的效果如下所述。
DC-DC轉(zhuǎn)換器104～108的電源效率是96％，在開(kāi)關(guān)110～115沒(méi)有壓降。另外，飽和型的高頻功率放大器124的效率假定為是80％。
在無(wú)線LAN IEEE802.11a標(biāo)準(zhǔn)時(shí)，例如當(dāng)平均輸出功率為13dBm(20mW)時(shí)，峰值功率因?yàn)槭瞧骄β实?7dB的值，所以為20dBm(100mW)。因此，作為高頻功率放大器124，需要輸出峰值功率20dBm。當(dāng)高頻功率放大器124的功率效率(RF輸出功率/被施加的DC功率)為80％時(shí)，AC功率PAC為峰值功率100mW(20dBm)時(shí)，DC功率PDC為125mW。此時(shí)，電源電壓為3v時(shí)，就需要峰值時(shí)的41.7mA的電流。平均功率時(shí)，在高頻功率放大器124需要的電源電壓(平均電壓)是1.3V，對(duì)于AC功率PAC的平均輸出功率20mW(13dBm)，因?yàn)镻DC為25mW，所以需要19.2mA的電流。
以后，針對(duì)平均功率時(shí)即輸出20mW時(shí)的效率進(jìn)行討論。
針對(duì)電源部的功率損失進(jìn)行研究。因?yàn)槠骄妷菏?.3V，所以作為選擇輸出1.8V的電壓DC-DC轉(zhuǎn)換器107，可將射極輸出器118的平均壓降假定為0.5V。進(jìn)而，假定構(gòu)成開(kāi)關(guān)組109的各開(kāi)關(guān)110～115沒(méi)有壓降，所以在開(kāi)關(guān)組109和射極輸出器118的電源損失計(jì)算為19.2mA×0.5V＝9.6mW。
另外，因?yàn)镈C-DC轉(zhuǎn)換器104～108的電源損失是4％，所以在DC-DC轉(zhuǎn)換器107、108的電源損失為25mW×0.04＝1.0mW。
進(jìn)而，運(yùn)算放大器119的消耗電流在負(fù)電源122是10mA，提供給DC-DC轉(zhuǎn)換器104～106的電流20mA。于是，因?yàn)樵谄骄妷?.3+1.7V下選擇3.2V的DC-DC轉(zhuǎn)換器，所以正電源123的功耗是3.2V×20mA＝64mW。
另外，負(fù)電源122是|-2V|×10mA＝20mW，在運(yùn)算放大器的功耗總計(jì)為84mW。
另外，成為運(yùn)算放大器119的電源的DC-DC轉(zhuǎn)換器104～106的電源損失為64mW×0.04＝2.6mW。
因此，組合了開(kāi)關(guān)組109和射極輸出器118和DC-DC轉(zhuǎn)換器組103的電源損失為9.6mW+1.0mW+84mW+2.6mW＝97.2mW。
其結(jié)果是，平均功率時(shí)的總效率為20mW/97.2mW＝21％。
對(duì)于使用通常的線性放大器時(shí)只能獲得最高10％的效率來(lái)說(shuō)，使大幅度改善效率成為可能。
進(jìn)而以往，通過(guò)將調(diào)制DC-DC轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的開(kāi)關(guān)用MOS晶體管的柵極等的直流變換部變更為輸出恒壓的DC-DC轉(zhuǎn)換器107、108以及射極輸出器118這種結(jié)構(gòu)，從而能夠?qū)崿F(xiàn)在單獨(dú)DC-DC轉(zhuǎn)換器中難于實(shí)現(xiàn)的EER法的寬頻帶化。其理由如下。
即，在射極輸出器118中不存在像限制頻帶這樣的低通濾波器和開(kāi)關(guān)元件。因此，其他原因，例如在射極輸出器118的截止頻率或者、由反饋環(huán)產(chǎn)生的相位延遲等決定的頻帶下，就限制了EER法的頻帶。
這些限制要素，較大超出了在以前的開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器能輸出的信號(hào)頻帶1MHz，能充分包括涉及無(wú)線LAN的OFDM信號(hào)的40MHz的振幅成分的頻帶。
進(jìn)而，在高頻功率放大器124的輸出可以有頻帶限制濾波器。
進(jìn)而，DC-DC轉(zhuǎn)換器104～108指的是在輸出中也包含低通濾波器。在該結(jié)構(gòu)中，在射極輸出器118的輸出和高頻功率放大器124的電源端子間可以有抑制調(diào)制波頻帶外的亂真的低通濾波器。
另外，在上面，說(shuō)明了優(yōu)選振幅成分和振幅限幅數(shù)據(jù)取得同步?？墒?，如果以射極輸出器118的輸出電壓不大于從DC-DC轉(zhuǎn)換器107、108的輸出功率扣除了射極輸出器118的飽和電壓的電壓的方式、另外以DC-DC轉(zhuǎn)換器104～106的輸出電壓和運(yùn)算放大器119的輸出電壓的差是為了在運(yùn)算放大器119輸出電壓不失真運(yùn)算放大器119所需的電壓差的方式來(lái)調(diào)整運(yùn)算放大器119的輸出電壓或者DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出電壓的話就不會(huì)產(chǎn)生問(wèn)題了。另外，例如可以預(yù)先使限幅數(shù)據(jù)具有時(shí)間上的富裕，這樣即使多少有些定時(shí)偏差也不會(huì)變成前述的狀態(tài)。
進(jìn)而，雖然說(shuō)明了優(yōu)選作為高頻功率輸入的成分和作為電源電壓輸入的成分在高頻功率放大器124以取得同步的狀態(tài)輸入，可是當(dāng)定時(shí)偏離時(shí)，發(fā)射輸出的向量誤差量(Error Vector Magnitude)惡化，無(wú)法滿足無(wú)線標(biāo)準(zhǔn)。因此，需要根據(jù)如下方法，盡可能符合定時(shí)。
第1是只在制造時(shí)進(jìn)行定時(shí)調(diào)整的方法。該方法不需要在無(wú)線電路中設(shè)置反饋電路等，能夠簡(jiǎn)略化。可是，根據(jù)使用環(huán)境有時(shí)也不能取得同步。
第2是只在電源接通時(shí)的進(jìn)行定時(shí)調(diào)整的方法。根據(jù)該方法，能夠?qū)?yīng)電源接通時(shí)的環(huán)境，比第1個(gè)方法更可靠地取得同步?？墒?，存在校正的時(shí)間段內(nèi)不能通信的問(wèn)題。
進(jìn)而，第3個(gè)方法，例如，像無(wú)線LAN，是在進(jìn)行發(fā)射和接收交替反復(fù)操作的TDD(時(shí)分復(fù)用)時(shí)有效的方法。即，第3個(gè)方法是在這種無(wú)線通信中，利用收發(fā)間的切換時(shí)間來(lái)進(jìn)行定時(shí)調(diào)整的方法。這能逐次適應(yīng)環(huán)境，是最理想的，可是，需要在無(wú)線標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的收發(fā)切換時(shí)間內(nèi)結(jié)束校正。在無(wú)線LAN中，因?yàn)槭瞻l(fā)切換時(shí)間小于等于1μsec，所以需要設(shè)計(jì)成在這樣的短時(shí)間內(nèi)結(jié)束校正。
進(jìn)而，作為第4個(gè)方法，其中，預(yù)先在發(fā)射時(shí)使接收打開(kāi)，接收并解調(diào)從天線開(kāi)關(guān)繞入接收部的發(fā)射波，補(bǔ)正振幅成分和位相成分的定時(shí)以使解調(diào)信號(hào)的誤碼量為最低。在該方法中，因?yàn)樘炀€開(kāi)關(guān)的絕緣不充分時(shí)在接收部輸入了較大的功率，所以需要預(yù)先提高接收部的線性特性。
另外，也可以考慮這些的組合。
并且，在本實(shí)施例中，作為調(diào)制電路，使用將基帶IQ信號(hào)直接向上變換到高頻信號(hào)的直接轉(zhuǎn)換方式(direct conversion)。作為生成相位成分的裝置，除了像直接轉(zhuǎn)換方式這樣地將基帶IQ信號(hào)通過(guò)頻率變換器變換成高頻的方法以外，也可以是下述的VOC調(diào)制方式根據(jù)對(duì)基帶信號(hào)波形整形了的信號(hào)，通過(guò)使作為局部振蕩源使用的壓控振蕩器的電壓可變電容器例如變?nèi)荻O管、以及利用MOS晶體管開(kāi)關(guān)組合具有多個(gè)電容值的固定電容來(lái)實(shí)現(xiàn)可變電容的電容器等變化，從而直接調(diào)制基帶信號(hào)。
在VOC調(diào)制方式中，電路形式變得簡(jiǎn)單，謀求了低消耗電流化，可是在調(diào)制精度嚴(yán)格時(shí)等不適合。進(jìn)而，有下述方式不是將IQ信號(hào)直接向上變換成高頻信號(hào)，而是通過(guò)中間頻率向上變換成高頻信號(hào)。在該方式中，因?yàn)榫植空袷幮盘?hào)源和發(fā)射波的頻率不同，所以能避免局部振蕩信號(hào)源因發(fā)射波而產(chǎn)生振蕩的問(wèn)題。可是，在消耗電流和亂真這一點(diǎn)上不利。
如以上說(shuō)明，根據(jù)該實(shí)施例，采用了下述結(jié)構(gòu)設(shè)置將電源電壓階段性地變換成值不同的多個(gè)電壓的多個(gè)DC-DC轉(zhuǎn)換器104～108，按照振幅成分的電平選擇某個(gè)DC-DC轉(zhuǎn)換器，將被選擇的DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出電壓作為電源電壓使運(yùn)算放大器119與射極輸出器118一同工作。因此，可將進(jìn)行直流變換時(shí)的由射極輸出器118引起的壓降抑制在較小從而謀求射極輸出器118的低功耗化，進(jìn)而能將運(yùn)算放大器119的功耗抑制在較小。另外，通過(guò)在直流變換中使用射極輸出器118，從而能夠謀求寬頻帶化。因此，能夠不使效率下降地來(lái)實(shí)現(xiàn)寬頻帶的EER法。
另外，通過(guò)向運(yùn)算放大器119的負(fù)反饋，能夠消除射極輸出器118的溫度特性和失真。
另外，因?yàn)樵谙辔徽穹蛛x裝置101的相位成分的輸出端子和高頻功率放大器124的輸入端子間設(shè)置了作為頻率變換裝置的正交調(diào)制器117，所以能獲得如下的效果。相位振幅分離裝置101的頻帶由內(nèi)部的DA變換機(jī)的頻帶決定，因?yàn)樽疃嗍菙?shù)百M(fèi)Hz，所以與例如作為802.11a標(biāo)準(zhǔn)頻率的5.15～5.35GHz的頻率距離很大。在正交調(diào)制器117，通過(guò)向載波進(jìn)行頻率變換，能夠容易實(shí)現(xiàn)標(biāo)準(zhǔn)頻率。
在本實(shí)施例中，使用了射極輸出器作為線性直流變換裝置，可是也可以將用PNP晶體管構(gòu)成的發(fā)射極接地的放大器作為線性直流變換裝置使用。通過(guò)將射極輸出器變更為發(fā)射極接地的放大器，就能夠使運(yùn)算放大器的增益變小，能夠緩和運(yùn)算放大器的GB(增益頻帶寬度)積的要求。
進(jìn)而，在線性變換裝置中可以使用不是雙極晶體管而是MOS晶體管。在雙極晶體管中，當(dāng)集電極-發(fā)射極間的電壓小于等于飽和電壓時(shí)，在基極-發(fā)射極間流過(guò)二極管電流，運(yùn)算放大器的負(fù)載突然變大，誘發(fā)異常振蕩，可是在MOS晶體管中，即使漏-源極間電壓小于等于飽和電壓，運(yùn)算放大器仍能穩(wěn)定工作而MOS晶體管的輸入阻抗不會(huì)發(fā)生大的變化。
進(jìn)而，OFDM信號(hào)生成裝置100可以具有補(bǔ)正發(fā)射通路的失真的即失真補(bǔ)償裝置。特別是因?yàn)楦哳l功率放大器124使用了飽和型放大器，所以其相位和振幅對(duì)于電源電壓具有較大的非線性特性。因此，這樣就存在不能滿足調(diào)制精度和頻譜罩的要求的情況。通過(guò)將非線性特性的反函數(shù)用OFDM信號(hào)生成裝置100運(yùn)算成原來(lái)的OFDM信號(hào)，從而在高頻功率放大器124的輸出，可獲得未失真的調(diào)制波。
(實(shí)施例2)圖2表示了在本發(fā)明的實(shí)施例2中的發(fā)射機(jī)的方框圖。本實(shí)施例在以下幾點(diǎn)上與實(shí)施例1不同。即，來(lái)自正電源123以及DC-DC轉(zhuǎn)換器107、108的輸出直接連接到和這些輸出相同數(shù)目的射極輸出器組200的各射極輸出器201～203的集電極上。另外，跟該射極輸出器組200的各射極輸出器201～203的基極端子連接的通路用和射極輸出器組200和射極輸出器201～203相同數(shù)量的開(kāi)關(guān)112、114、115進(jìn)行切換。和實(shí)施例1相同結(jié)構(gòu)的地方標(biāo)有相同的符號(hào)，省略其說(shuō)明。
通過(guò)用開(kāi)關(guān)112、114、115有選擇地使射極輸出器組200的射極輸出器201～203中的特定的基極電流流過(guò)，選擇將正電源123以及DC-DC轉(zhuǎn)換器107、108中的某個(gè)電流提供給高頻功率放大器124。并且，射極輸出器組200相當(dāng)于線性直流變換裝置。并且，優(yōu)選開(kāi)關(guān)112、114、115用NMOS晶體管構(gòu)成。
在實(shí)施例2被期待的附加效果是由于只通過(guò)在DC-DC轉(zhuǎn)換器107、108和高頻功率放大器124間放入射極輸出器組200，開(kāi)關(guān)組109就與電源通路即從電源向高頻功率放大器124的通路斷路，所以跟實(shí)施例1的結(jié)構(gòu)相比，能進(jìn)一步降低功率損失。
(實(shí)施例3)圖3表示了在本發(fā)明的實(shí)施例3中的發(fā)射機(jī)的方框圖。本實(shí)施例在以下幾點(diǎn)上和實(shí)施例1不同。即，OFDM信號(hào)生成裝置100的輸出被輸出到正交調(diào)制器117。另外，OFDM信號(hào)生成裝置100的輸出被輸入到振幅提取裝置300。并且，在振幅提取裝置300被提取的振幅成分被輸出到運(yùn)算放大器119以及振幅限幅裝置102。和實(shí)施例1相同結(jié)構(gòu)的地方標(biāo)有相同的符號(hào)，省略其說(shuō)明。
在實(shí)施例3被期待的附加效果是因?yàn)閷⒄{(diào)制信號(hào)而不是相位成分直接經(jīng)由正交調(diào)制器117給與高頻功率放大器124，所以能避免在分離成振幅和相位成分進(jìn)行的EER法中不能回避的調(diào)制精度(ErrorVector MagnitudeEVM)的惡化。
即，使用相位成分時(shí)，將相位成分在數(shù)模變換器的頻帶允許的范圍內(nèi)、另外在不對(duì)EVM產(chǎn)生影響的程度上進(jìn)行濾波。可是，由濾波生成的相位成分的部分振幅下降會(huì)導(dǎo)致在高頻功率放大器的輸出部使相位成分和振幅成分合成時(shí)產(chǎn)生EVM的顯著的惡化。
另外，與從調(diào)制信號(hào)分離出的相位成分相比，因?yàn)檎{(diào)制信號(hào)需要的頻帶寬小1/6左右，所以能夠使壓制通過(guò)數(shù)模變換器、或由數(shù)模變換生成的亂真成分的去假頻濾波器的頻帶寬變窄。因此，對(duì)數(shù)模變換器的低功耗化和其以后的電路的低成本化有利。
另外，在以往的EER法中，因?yàn)橐约词乖诜逯倒β瘦斎霑r(shí)也能使高頻功率放大器充分飽和的輸入電平來(lái)注入調(diào)制波，所以當(dāng)高頻功率放大器OFF(振幅成分0)時(shí)的絕緣特性不好時(shí)，就不能正確進(jìn)行與振幅成分的關(guān)聯(lián)，不能還原原來(lái)的調(diào)制波(導(dǎo)致EVM性能的惡化)。在本結(jié)構(gòu)中，高頻功率放大器OFF(振幅成分0)時(shí)，因?yàn)檩斎氲礁哳l功率放大器的功率也是0，所以可以正確地還原調(diào)制波而不依賴于絕緣特性。
另外，雖然在本結(jié)構(gòu)中使用正交調(diào)制器117將調(diào)制信號(hào)變換成調(diào)制波，可是當(dāng)OFDM信號(hào)生成裝置100輸出調(diào)制波時(shí)就不需要正交調(diào)制器117。此時(shí)，振幅提取裝置300檢測(cè)調(diào)制波的振幅，提取振幅成分。
(實(shí)施例4)圖4表示了在本發(fā)明的實(shí)施例4中的發(fā)射機(jī)的方框圖。本實(shí)施例在以下幾點(diǎn)上和實(shí)施例3不同。即，來(lái)自正電源123以及DC-DC轉(zhuǎn)換器107、108的輸出直接連接到和輸出相同個(gè)數(shù)的射極輸出器組200的集電極上。另外，跟該射極輸出器組200的基極端子連接的通路用和射極輸出器組200相同數(shù)量的開(kāi)關(guān)112、114、115進(jìn)行切換。和實(shí)施例1、3相同結(jié)構(gòu)的地方標(biāo)有相同的符號(hào)，省略其說(shuō)明。另外，射極輸出器組200相當(dāng)于線性直流變換裝置。另外，優(yōu)選開(kāi)關(guān)112、114、115用NMOS晶體管構(gòu)成。
在實(shí)施例4被期待的附加效果是由于只通過(guò)在DC-DC轉(zhuǎn)換器107、108、正電源123和高頻功率放大器124之間放入射極輸出器組200，開(kāi)關(guān)112、114、115就與電源通路即從電源向高頻功率放大器124的通路斷路，所以跟實(shí)施例3的結(jié)構(gòu)相比，能進(jìn)一步降低功率損失。
本發(fā)明的發(fā)射機(jī)具有在可使高頻功率放大器作為飽和型進(jìn)行工作的EER法中能夠進(jìn)行寬頻帶且高效率下的工作的效果，作為OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex正交頻分復(fù)用)等采用多載波的通信方式下的發(fā)射機(jī)等非常有用。
權(quán)利要求
1.一種發(fā)射機(jī)，具備調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生裝置，產(chǎn)生調(diào)制信號(hào)；振幅限幅裝置，將上述調(diào)制信號(hào)的振幅成分階段性地以不同的多個(gè)電壓電平進(jìn)行限幅；第1及第2多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器，將電源電壓階段性地變換成值不同的多個(gè)電壓；第1開(kāi)關(guān)組，選擇上述第1多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出電壓的某一個(gè)；第2開(kāi)關(guān)組，選擇上述第2多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出電壓的某一個(gè)；開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)器，按照由上述振幅限幅裝置限幅后的振幅成分的限幅數(shù)據(jù)，有選擇地使上述第1及第2開(kāi)關(guān)組的各開(kāi)關(guān)導(dǎo)通；振幅放大裝置，將由上述第1開(kāi)關(guān)組選擇的某個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出電壓作為電源電壓，放大上述振幅成分；線性直流變換裝置，將由上述第2開(kāi)關(guān)組選擇的某個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出電壓作為電源電壓，對(duì)來(lái)自上述振幅放大裝置的輸出進(jìn)行直流變換；以及高頻功率放大器，將上述調(diào)制信號(hào)或者其相位成分輸入到高頻輸入端子，將由上述線性直流變換裝置直流變換后的振幅成分輸入到電源端子，作為結(jié)果輸出調(diào)制波。
2.如權(quán)利要求1所述的發(fā)射機(jī)，上述第1開(kāi)關(guān)組設(shè)置在上述第1多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出端子和上述振幅放大裝置的電源端子之間，上述第2開(kāi)關(guān)組設(shè)置在上述第2多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出端子和上述線性直流變換裝置的電源端子之間。
3.如權(quán)利要求1所述的發(fā)射機(jī)，上述第1開(kāi)關(guān)組配置在上述第1多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出端子和上述振幅放大裝置的電源端子之間；上述線性直流變換裝置分別對(duì)應(yīng)上述第2多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器配置了多個(gè)，上述第2多個(gè)開(kāi)關(guān)式調(diào)節(jié)器的輸出端子分別各自連接到多個(gè)線性直流變換裝置的電源端子上，上述多個(gè)線性直流變換裝置的輸出端子共同連接到上述高頻功率放大器的電源端子上，上述第2開(kāi)關(guān)組配置在上述振幅放大裝置的輸出端子和上述多個(gè)線性直流變換裝置的輸入端子之間。
4.如權(quán)利要求1所述的發(fā)射機(jī)，在上述高頻功率放大器的前級(jí)具有頻率變換裝置。
全文摘要
將調(diào)制信號(hào)的振幅成分和相位成分分別輸入到高頻功率放大器的電源端子和輸入端子，從高頻功率放大器獲得解調(diào)了原來(lái)的調(diào)制信號(hào)的調(diào)制波。從輸出電壓的順序不同的DC－DC轉(zhuǎn)換器組通過(guò)開(kāi)關(guān)組向射極輸出器以及運(yùn)算放大器提供電源電壓。電源電壓根據(jù)振幅成分的電平通過(guò)開(kāi)關(guān)組選擇DC－DC轉(zhuǎn)換器的某一組的輸出，付與射極輸出器以及運(yùn)算放大器。射極輸出器將被付與的電源電壓進(jìn)行直流變換，付與高頻功率放大器。
文檔編號(hào)H04B1/04GK1674449SQ200510059410
公開(kāi)日2005年9月28日 申請(qǐng)日期2005年3月23日 優(yōu)先權(quán)日2004年3月23日
發(fā)明者田邊充, 秋月泰司, 田中宏一郎 申請(qǐng)人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社