專利名稱：并行擴頻通信系統(tǒng)和方法
技術領域：
本發(fā)明涉及數(shù)字通信，尤其涉及用于提供擴頻相關的通信的系統(tǒng)和方法。
背景技術：
擴頻通信技術有著廣泛的應用。例如，擴頻起源于對偵聽/竊聽敏感以及容易受到有意介入干擾/人為干擾的軍事通信。然而，已經(jīng)發(fā)展了用于擴頻的商業(yè)應用的主機，特別是在無線通信的領域中，例如，蜂窩式移動通信。
擴頻的基本概念與長期的通信實踐相反。特別是，常規(guī)的實踐重在使信息承載信號的頻率帶寬減到最小，以便于將更多的信號適應于通信鏈路(信道)。恰恰相反，擴頻的目標是充分增加信息承載信號的帶寬。的確，擴頻通信鏈路占據(jù)的帶寬大大高于標準通信鏈路所需的最小帶寬。即，擴頻信號一般所占據(jù)的帶寬要遠遠超過根據(jù)奈奎斯特(Nyquist)理論傳輸數(shù)字數(shù)據(jù)所需的帶寬。正如下面將要更詳細討論的那樣，該帶寬增加有助于減小各種形式的干擾的不利后果。
在擴頻系統(tǒng)中，發(fā)射機在發(fā)射前就擴展(增加)信息承載信號的帶寬。接收機一旦接收到信號，就以基本相同的量來解擴(減小)帶寬。理想的是，所接收信號經(jīng)解擴后與擴展之前的傳輸信號相同。然而，通信信道一般都會引入某種形式的窄帶(相對于擴展帶寬)干擾。
一種普通類型的擴頻系統(tǒng)是直接序列擴頻系統(tǒng)(“DSSS”)。采用DSSS系統(tǒng)，擴頻是通過將數(shù)字數(shù)據(jù)與二進制偽噪聲序列(“PN-序列”或“PN碼”)相乘而獲得的，這也被稱之為偽隨機序列或碼片(chippingcode)，其符號速率是二進制數(shù)據(jù)碼率的許多倍。擴展序列的符號速率有時被稱之為碼片速率。該碼片與數(shù)據(jù)無關且包括用于要傳輸?shù)母鱾€比特的冗余比特模式。實際上，該碼片提高了所傳輸信號的抗干擾能力。如果在傳輸過程中損失了模式中的一比特或多比特，但由于傳輸中有冗余碼，原始的數(shù)據(jù)仍能夠恢復。偽噪聲序列是值為-1或1(極性)，或者0和1(非極性)的碼序列，它具有其它的相關特性。
圖1描述了傳統(tǒng)的直接序列(“DS”)擴頻的擴展技術。有幾類眾所周知的偽噪聲序列，可以適用于DSSS系統(tǒng)，例如，M序列、Gold(戈德)碼和Kasami碼；各類序列或碼都具有它自己的特殊性能。一個碼中碼片的數(shù)量被稱之為該碼的周期(N)。例如，如果一個完整的PN序列與一個單個數(shù)據(jù)位相乘(正如圖1所示，采用N＝7)，信號的帶寬與因數(shù)N相乘，這也被稱為處理增益。換句話說，擴頻通信中的處理增益直接與序列的長度有關。參考圖2A，如果使用M序列的碼，則功率譜的效應是功率譜密度為sinc 2(x)函數(shù)的形狀。
通過必要的干擾抑制就可容易地看到使用擴頻技術的益處。影響信號的干擾主要有三類人為干擾，多址訪問以及多路徑。當另一信號是預先有準備的(例如采用軍事干擾機)或者是不小心地疊加在該信號上時，就會發(fā)生人為干擾。在信號與其它其他信號分享相同頻率頻譜時，就會發(fā)生多址訪問干擾。多路徑干擾法發(fā)生在信號本身被延遲時。
關于人為干擾，敵對一方或“干擾機”在定位擴頻信號時有一個困難時間。事實上，在擴展之后，擴頻信號與噪聲相擾頻，見圖2B，人為干擾的信號僅僅限于一小部分頻譜，在信號解擴(縮譜)之后，人為干擾就被衰減到了噪聲的電平，見圖2C，并且信息可以得到恢復，見圖2D。在商業(yè)應用中，擴頻通信的主要優(yōu)點是消除了來自另一個發(fā)射機的集中干擾。
與多址訪問相關的擴頻的益處具有很大的商業(yè)應用價值。從商業(yè)應用的觀點來看，擴頻通信允許多個用戶以相同的頻帶進行通信。當采用該方式時，它就變成了頻分多址(“FDMA”)或時分多址(“TDMA”)的一種替代方案，且通常被稱之為碼分多址(“CDMA”)或擴頻多址(“SSMA”)。當使用CDMA時，該組中的各個信號都給出了它自己的擴展序列。FDMA要求所有的用戶都采用互不相交的頻帶并且及時的同步發(fā)射。TDMA通過將唯一的時隙分配給各個信道中的每一個用戶來要求所有的用戶都采用相同的帶寬。相反，CDMA則通過它們所采用的特定擴展碼來區(qū)分接收機上相互不同的波形。
CDMA應用在無線通信中尤為有益。這些應用可以包括蜂窩式通信，個人通信服務(“PCS”)，以及無線局域網(wǎng)。它普及的主要理由是由于在多徑衰落信道上發(fā)射時擴頻波形所顯示的性能。為了說明這一概念，假如DS發(fā)信號。只要擴展序列的單個碼片的持續(xù)時間小于多路徑延遲的擴展，則DS波形的使用就為系統(tǒng)設計者提供了兩種選擇中的一種選擇。多路徑可以作為干擾形式來處理，這就意味著接收機應該盡量地衰減它。的確，在這樣的條件下，由于系統(tǒng)的處理增益的原因，所有的多路徑返回到達接收機的時間延遲都大于從使接收機同步于多路徑返回開始的碼片時間(通常是第一返回)，且都得到了衰減。另外，被來自主路徑的多個碼片時間分離的多路徑返回代表接收信號上的單獨“式樣”，且它可用來建設性地增強接收機的整體性能。也就是說，因為所有的多路徑返回都包含了與將要發(fā)送的數(shù)據(jù)有關的信息，該信息可以由適當設計的接收機來獲取。
因而，擴頻通信的益處是可以使用不同的擴展代碼使得多條鏈路可以同時在相同的頻率上工作。該技術所能提供另一益處是該處理增益允許擴頻通信鏈路可以在比常規(guī)無線電鏈路要低得多的信號電平上工作。
然而，常規(guī)的擴頻系統(tǒng)也存在著一些缺點。常規(guī)無線系統(tǒng)的一個問題是該系統(tǒng)要求可觀的RF發(fā)射機功率。特別是在便攜式手持蜂窩設備中，可以相信該設備的這種功率條件和相關強電磁信號可以負面影響人類的生理。常規(guī)系統(tǒng)的另一個相關缺點是便攜式設備在某些應用中電池壽命短。此外，常規(guī)擴頻系統(tǒng)需要大的通信帶寬，且每個帶寬上用戶的數(shù)量受到擴展碼數(shù)量的限制。
另一缺點是擴頻須經(jīng)受NEAR-FAR效應。該問題是由接收機可以采用不同的功率接收來自多個發(fā)射機的多個信號造成的。一般來說，在接收機中可以通過干擾碼的互相關性來抑制非干擾發(fā)射機所發(fā)射的信號功率。然而，如果非干擾發(fā)射機非常接近于干擾發(fā)射機，所接收到的非干擾發(fā)射機的信號功率就有可能比干擾發(fā)射機的信號功率高得多。在這種情況下，接收機中的PN相關器將難以檢測和解擴微弱的干擾發(fā)射。
另一個明顯的缺點是常規(guī)系統(tǒng)不能實際和有效地提供增強的處理增益。當前，擴頻技術還不能支持能改善處理增益的大的PN序列長度。另外，常規(guī)系統(tǒng)還難以對前向誤差校正采用優(yōu)化的處理增益。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明教導了雙序列并行擴頻方法和系統(tǒng)。本發(fā)明有利地組合了一系列碼序列，以形成能在大量的應用中得以實施的增強的和堅實的通信技術，該通信技術可以包括點對點或者一點對多點的無線通信系統(tǒng)。
在本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例中，無線通信系統(tǒng)包括發(fā)射機和接收機站。采用了包括基本碼序列和輔助碼序列組合的雙序列并行擴頻方法。根據(jù)本發(fā)明，發(fā)射機站所執(zhí)行的步驟包括采用包括基本碼的基本編碼方案(例如，正交Walsh編碼方案)對數(shù)字數(shù)據(jù)信號進行編碼；采用輔助序列(例如，PN序列)對基本碼的等分片段進行擴展；使用例如DBPSK調(diào)制技術來調(diào)制所擴展的編碼信號；以及發(fā)射調(diào)制信號。根據(jù)該優(yōu)選實施例，接收機站執(zhí)行的步驟包括使用存儲的輔助序列來解擴所接收到的信號，解調(diào)所解擴后的信號；以及使用基本編碼方案來解碼所解調(diào)的信號。
在本發(fā)明的一個實施例中，一種導出用在CDMA通信系統(tǒng)中的碼對(code pairs)的方法，其包括步驟選定多個n位正交碼；指令所述多個n位正交碼進入第一順序；產(chǎn)生所述第一順序的排列；對于所述第一順序的每個排列，產(chǎn)生第一組的唯一碼，其中所述產(chǎn)生的步驟包括倒置所述多個n位正交碼的至少一個；以及倒序所述第一組的唯一碼，以創(chuàng)建反序組的唯一碼；測定所述各組每個可能的碼對之間的分離值，其中每個可能的碼對包括從所述第一組的唯一碼中選出的一個碼和從所述反序組的唯一碼中選出的一個碼，以及確定一組碼對，其中所述組碼對中的所有碼對的測定分離值均大于采用Walsh碼時的30dB。
以并行層的方式來使用多個短擴展碼可從根本上增強處理增益和多址訪問的屬性。在本發(fā)明的一個實施例中，一個增強的處理增益達到了約27dB。
本發(fā)明的另一個明顯的優(yōu)點是所增強的處理增益允許降低需要的所發(fā)射功率和/或增加通信距離。例如，18dB的處理增益理論上意味著只需要RF發(fā)射功率要求的1/8就可以滿足通信鏈路的需要。本發(fā)明較低的功率要求可以減少影響健康的問題并且允許電池在某些應用中使用更長的時間。此外，通信距離可以高達50Km。
本發(fā)明的又一優(yōu)點是可在同相和正交的信道中采用獨立的擴展序列，從而允許提高鏈路的安全性。
本發(fā)明的另一優(yōu)點是提高了帶寬的效率。例如，本發(fā)明的帶寬效率通常比采用同一處理增益屬性的常規(guī)擴頻技術的帶寬效率高出多于5倍。
本發(fā)明的另一優(yōu)點是接收機實施前向誤差校正算法有利于改善誤碼率的性能。
本發(fā)明還有一個優(yōu)點是由于采用的短PN序列所以減小了采集的周期。
本發(fā)明的上述和其它特征和優(yōu)點將從以下本發(fā)明的實施例，附圖以及權利要求的更詳細討論中變得更加清晰。


為了能更加充分地理解本發(fā)明以及它的目的和優(yōu)點，現(xiàn)在參考結合附圖進行以下描述，其中圖1示出了常規(guī)直接序列擴頻的擴展技術；圖2A-2D示出了在常規(guī)直接序列的擴頻通信系統(tǒng)中的頻譜；圖3示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的并行擴頻通信系統(tǒng)；圖4示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例發(fā)射并行擴頻信號的處理過程；圖5示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例接收并行擴頻信號的處理過程；圖6(a)示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的數(shù)據(jù)并行擴展的信號圖；圖6(b)示出了根據(jù)本發(fā)明另一實施例的數(shù)據(jù)并行擴展的信號圖；圖7示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的信號信道并行擴頻發(fā)射機系統(tǒng)；圖8示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的QPSK差分編碼器的硬件元件圖；圖9(a)和(b)示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的并行擴頻接收機系統(tǒng)；圖10示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的Walsh碼相關性和解碼電路；圖11示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的差分PSK解調(diào)器的硬件元件圖；圖12示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的雙信道并行擴展系統(tǒng)；圖13示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的自動增益控制系統(tǒng)；以及圖14示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的從三個示例性的16位Walsh碼導出的可能的64位碼序列。
具體實施例方式
現(xiàn)在參考圖3-14來討論本發(fā)明的優(yōu)選實施例，其中類似的標號表示類似的元件并且各個標號的最左邊的數(shù)值對應于在附圖中最先使用的標號。對這些優(yōu)選實施例描述限于無線電話通信系統(tǒng)方面。然而本發(fā)明應用卻十分廣泛，例如但不限于，寬帶無線點對點和一點對多點的數(shù)字通信鏈路；低功率無線應用(如衛(wèi)星和外層空間通信)；使用CDMA的遙測應用；WLAN應用；以及安全通信信道。這些優(yōu)選實施例涉及將編碼數(shù)據(jù)擴展到預定輔助序列上的并行雙序列擴頻(“PBSS”)技術。
本發(fā)明也可以應用于任何現(xiàn)有的數(shù)字通信信道或鏈路，以基本創(chuàng)建偽直接序列擴頻通信鏈路，該鏈路采用了輸入數(shù)字流數(shù)據(jù)的位乘位、字節(jié)乘字節(jié)(B×B)或者多字節(jié)相乘(MB×MB)的并行擴展。當與DSSS通信信道相組合時，就會產(chǎn)生數(shù)據(jù)流的雙層并行的擴展。本發(fā)明加寬了需要的帶寬和大大的提高了鏈路的處理增益。
參考圖3，根據(jù)本發(fā)明實施例來描述擴頻通信系統(tǒng)300。系統(tǒng)300包括收發(fā)信機站310和320。收發(fā)信機站310與發(fā)射并行擴頻信號330到收發(fā)信機站320。為了便于雙向通信到收發(fā)信機站310，收發(fā)信機站320也可發(fā)射并行擴頻信號340到收發(fā)信機站310。本領域的普通技術人員都會意識到還可以通過無線網(wǎng)絡(未顯示)來發(fā)射并行擴頻信號330和340，例如，通過蜂窩式電話服務網(wǎng)絡和個人通信服務(“PCS”)網(wǎng)絡。例如，收發(fā)信機站310和320可以在蜂窩網(wǎng)絡中的相同單元或不同單元網(wǎng)內(nèi)或者是在兩個不同網(wǎng)絡的單元內(nèi)。蜂窩網(wǎng)絡可以包括一個和多個基站，基站可以在各個單元中各自工作，并且電話總機辦公被稱作為是移動電話交換辦公室(“MTSO”)。各個基站可以包括一個或多個發(fā)射機和/或接收機，它可以轉發(fā)并行擴頻信號330和340，使得蜂窩網(wǎng)絡可以與收發(fā)信機站310和/或收發(fā)信機站320通信。在這些實施例中，MTSP處理所有連接著基于地面的電話系統(tǒng)和其它蜂窩網(wǎng)絡的電話，并控制該指定區(qū)域中的所有基站。根據(jù)基于地面的通信系統(tǒng)或其他蜂窩網(wǎng)絡所需的格式，可將并行擴頻信號330和340在基站或MTSO上轉換成不同格式的信號。
信號330和340優(yōu)選由射頻(RF)信道傳送，例如但不限于那些適用于包括移動通信全球系統(tǒng)(GMS)和PCS設備的蜂窩通信設備；民用和軍用的無線電控制設備；衛(wèi)星通信系統(tǒng)；以及外層空間無線電通信系統(tǒng)。
在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，收發(fā)信機站310和320分別用作為固定無線通信系統(tǒng)中的基站和遠程站，在2003年6月17日申請的、名稱為“單點到固定多點數(shù)據(jù)通信的系統(tǒng)和方法”共同未決的美國專利申請No.10/462697中描述了該固定無線通信系統(tǒng)。在該實施例中，采用該并行擴頻信號330和340以通過網(wǎng)際多址訪問(iPMA)通信方法傳送分組化的語音和數(shù)據(jù)。還可以利用多址遠程站(未示出)來與基站通信?；緝?yōu)選與電信公司(Telco)網(wǎng)絡和/或英特網(wǎng)業(yè)務提供商(ISP)網(wǎng)絡對接。
在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，根據(jù)圖4所描述的處理過程400產(chǎn)生并行擴頻信號330。在該發(fā)明的實施例中，發(fā)射站310采用基本編碼方案對數(shù)字數(shù)據(jù)信號進行編碼(步驟410)。該基本編碼方案采用諸如正交Walsh函數(shù)的長度為2n正交碼。正交碼的產(chǎn)生對本領域的技術人員而言是顯而易見的，例如，基本碼可以是4、8或16位的Walsh碼。采用輔助碼進行輔助編碼(步驟420)以擴展基本編碼數(shù)據(jù)。該輔助碼可以是任意類型的偶數(shù)有序代碼，例如，M序列，Barker，Gold，Kasami，以及其它等等，但是最好是PN序列?？梢愿鶕?jù)輔助序列必須是基本序列長度的整數(shù)倍的要求，輔助碼同時與完整的基本序列或者部分基本序列相乘，例如，如果基本碼是8位Walsh碼，則輔助碼必須是8的整數(shù)倍，例如，可以是16，24，32，48，或者64，等等的位PN序列。一旦完成輔助編碼之后，就調(diào)制該信號(步驟430)，并且將該信號發(fā)送至接收站320(步驟440)。
圖5示出了根據(jù)本發(fā)明該優(yōu)選實施例接收并行擴頻信號330的處理過程500。首先在接收站320接收(步驟510)并行擴頻信號330。對并行擴頻信號330進行數(shù)字化(步驟520)，隨后使用所存儲的對應于發(fā)射站310所使用的輔助序列的輔助序列進行解擴(步驟530)。一旦完成了解擴，則對信號進行解調(diào)(步驟540)，并且隨后使用在發(fā)射站310中所采用的方案進行解碼(步驟550)。
采用該實施例，如果使用8位Walsh碼作為基本序列和48位PN序列作為輔助序列，則可以獲得高達27dB的潛在處理增益(正如以下將詳細說明的那樣)。通過使用更長的基本和/或輔助碼可以獲得更高電平的處理增益。然而，接收站320中的電子設備的復雜程度直接與代碼長度成比例，并因此限制了實際應用更大的代碼。相比較而言，在常規(guī)DSSS系統(tǒng)中要獲得27dB處理增益，就必須采用502位的擴展碼，對于使用目前技術的高數(shù)據(jù)率的應用來說，這是難以實現(xiàn)的。
圖6(a)示出了如共同轉讓的美國這里申請No.10/075367公開內(nèi)容一樣的并行擴展數(shù)據(jù)的信號圖600。正如所示的那樣，采用48位的并行PN序列620進行擴展8位正交碼610，以產(chǎn)生并行擴頻數(shù)據(jù)信號630。正如以上所闡述的那樣，并行序列是所選擇的正交碼長度的整數(shù)倍。各個數(shù)據(jù)符號640是由并行擴展序列的6位650進行擴展，以產(chǎn)生潛在的處理增益7.78dB(10log6)。一旦選擇了適當?shù)恼淮a和并行PN序列，它們則在通信的過程中是固定的。當給每個接收機分配不同的正交PN序列，才可能獲得CDMA通信。
在本發(fā)明的實施例中，每個Walsh碼被分成相等的片段，每個片段由并行PN序列620進行擴展。參照圖6(b)，根據(jù)本發(fā)明描述了并行擴展數(shù)據(jù)的信號圖660。如圖中所示的那樣，該Walsh碼的第一個2位片段670由48位并行PN序列620進行擴展，以產(chǎn)生并行擴頻數(shù)據(jù)信號680。每個數(shù)據(jù)符號640都由并行擴展序列的6位650進行擴展。實際上，Walsh碼位610各位的輸入都使用PN序列620的4和6位片段。Walsh碼610的連續(xù)的2位片段還可由48位的并行PN序列620進行擴展。使用2位片段670僅是示例性的；另外，可以使用8位Walsh碼的1位片段或4位片段。使用上述2位片段670可產(chǎn)生24.4Dbd的潛在處理增益，即，基本碼處理增益9dB、編碼增益1.6dB和輔助處理增益(10log24)13.8dB的總和。使用1位片段可創(chuàng)建約27dB的潛在處理增益。為了保持語音通信有組后的數(shù)據(jù)速率，優(yōu)選采用正交振幅調(diào)制(QAM)，而不采用下文所述的DPSK。
從本質(zhì)上說，長的并行擴展序列使用在多個數(shù)據(jù)位或其片段上。所使用的擴展序列可以是，例如，M序列，Barker，Gold，Kasami，和任何類型的PN序列。根據(jù)本發(fā)明中的并行擴展可以采用對發(fā)射路徑中的數(shù)據(jù)流進行差分編碼，以簡化接收機上的數(shù)據(jù)恢復。如果并行擴展方案應用于M-ary調(diào)制鏈路，則可以使用不同的PN序列來擴展同相(I)和正交(Q)的信道，以提高信道的安全性。
M-ary調(diào)制系統(tǒng)可以在每一個發(fā)射信號的轉變(符號)過程中發(fā)送比二進制系統(tǒng)更多的信息。因為需要log2(M)位來選擇M種可能性中的一種，所以各個波形可以轉換成log2(M)位信息。所發(fā)射的每個波形都表示log2(M)位符號。表1示出了M-ary方案的實例。
表1M-ary方案

基本數(shù)據(jù)的Walsh編碼提供了初始擴展和編碼增益。8位的Walsh編碼器將提供9dB的潛在處理增益和1.6dB編碼增益。鏈路優(yōu)選使用高級協(xié)議(如iPMA)，且數(shù)據(jù)以分組格式傳輸。導言(preamble)表示傳輸以初始化接收機上的采集的起始部分。在本發(fā)明的實施例中，可使用差分二進制相移鍵控(“DBPSK”)調(diào)制對導言和用于隨后數(shù)據(jù)包傳輸?shù)腄QPSK進行初始化。差分是指數(shù)據(jù)以離散相移Δθ的方式來傳輸?shù)?，其中，相位參考是以前發(fā)送的信號相位。因為它不需要絕對的相位參考，所以該方法減小了解調(diào)處理過程的復雜性。
圖7示出了根據(jù)本發(fā)明實施例具有單信道的并行擴頻系統(tǒng)700。使用擾碼器710對正在輸入數(shù)據(jù)772進行擾碼，使之頻譜變成白色，并且除去數(shù)據(jù)中的任何DC偏移。在本發(fā)明該實施例中，使用Walsh編碼器720以正交Walsh函數(shù)來編碼和擴展數(shù)據(jù)流。最終的數(shù)據(jù)被分成具有3位定義幅度和其余位設計成符號的4位四位字節(jié)。幅度位識別8個Walsh碼中的一個，而符號位定義所選擇的是真Walsh碼還是逆Walsh碼。這樣就以擴展和編碼的方式引入了系統(tǒng)處理增益。當較高的正交Walsh函數(shù)可以提供1.6dB的編碼增益時，擴展增益為9dB(10log8)。因而，Walsh碼的使用提供了10.6dB的有效系統(tǒng)增益。然而，本發(fā)明也可以使用另一種涉及同相(I)和正交(Q)信道的數(shù)字調(diào)制方案。
M-ary雙正交鍵控(“MBOK”)調(diào)制是使用正交碼進行數(shù)據(jù)塊編碼并且可以二進制(“BMBOK”)或正交(“QMBOK“)的格式實現(xiàn)的技術。該技術可以通過在接收機執(zhí)行FEC算法來產(chǎn)生改善鏈路誤碼率(“BER”)性能的編碼增益。因此，MBOK調(diào)制比BPSK更有效，例如，在le10-5BER，Eb/No是8dB，而不是9.6dB。
應該注意的是，Walsh編碼可以作為具有上述優(yōu)選益處和優(yōu)點的優(yōu)選實施例的一部分來實現(xiàn)，但在另外的實施例中，它阻止了直接從并行擴展中獲得的其它處理增益，因為可以獲得代碼的正交性和FEC屬性，所以優(yōu)選使用Walsh編碼。Walsh碼只有在零相位偏移和較佳的同步時才能呈現(xiàn)出零交叉相關性。當存在這些偏移時，Walsh碼會呈現(xiàn)出比PN序列大得多的交叉相關性數(shù)值和差得多的自動相關性。因此，為了能在接收機上對Walsh序列進行相干性解碼，常使用重疊的并行PN擴展序列來獲取所需的相位和時序信息。起始可發(fā)送一些不能編碼的導言，以便于在接收機上獲得初始采集。導言發(fā)生器740產(chǎn)生用于在差分編碼器730上進行Walsh編碼的導言和數(shù)據(jù)控制信號774，它們被發(fā)送給媒體訪問控制器(“MAC”)(未示出)，以控制主機系統(tǒng)和無線電部分之間的數(shù)據(jù)流。
為了能簡化在解調(diào)過程中所需的相位確定，就產(chǎn)生了數(shù)據(jù)流的差分編碼。差分編碼器730采用原先的符號作為相位參考，來確定目前符號的結果。這就忽略在相干性檢測系統(tǒng)中的恒定相位參考傳輸?shù)南葲Q條件。通過簡單XOR當前和原先的符號值就可以獲得適用于BPSK調(diào)制的差分編碼。然而，適用于QPSK的差分編碼就更復雜，它存在著如表2所示的16種可能的狀態(tài)。
圖8示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的QPSK差分編碼器電路800。硬件包括連接著兩位加法器830的四個兩輸入的異或門810和820。電路800的操作對本領域的技術人員而言是顯而易見的。
表2差分編碼序列QPSK

再參考圖7，數(shù)據(jù)緩沖器750保持著在并行擴展之前的數(shù)據(jù)位并且確保數(shù)據(jù)與PN序列能夠同步。例如，Walsh編碼器720向同步器732提供了同步脈沖。為了能確保Walsh碼和PN序列能在時間上對準，同步器732向數(shù)據(jù)緩沖器750、PN序列發(fā)生器760和并行擴展器770提供了時序信息。對PN發(fā)生器進行可編程，使之能產(chǎn)生從短的到非常長的PN序列。PN序列采用每一個數(shù)據(jù)符號的多個PN位通過并行擴展器770以并行的方式擴展數(shù)據(jù)。所輸出的數(shù)據(jù)流776是使用諸如BPSK或QPSK的數(shù)字調(diào)制方案調(diào)制的。
圖9(a)和圖10示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的并行擴頻系統(tǒng)(接收機)900的主要元件。圖9示出了I902和Q904信道，在該信道中采用DPSK的調(diào)制方案。圖10說明了Walsh碼相關性和帶有FEC的解碼的電路100；為了更加清楚，僅描述同相[I]信道，但是也可以使用其它信道。電路1000的操作對本領域的技術人員而言是顯而易見的。
參考圖9(a)，根據(jù)本發(fā)明的實施例，接收機900解擴并行擴展的序列。特別是，將IF信號下變換到基帶，在基帶該信號由雙4位模擬數(shù)字轉換器(“ADC”)910進行數(shù)字化。優(yōu)選采用4倍于芯片速率的采樣速率。由載波相位監(jiān)測器930，超前/滯后濾波器940，數(shù)值控制振蕩器(“NCO”)950提供載波追蹤數(shù)字鎖相環(huán)路(“DPLL”)或載波相位恢復環(huán)路。它的輸出供給復用乘法器920。
在接收機900上優(yōu)化數(shù)據(jù)檢測要求接收機信號參數(shù)與發(fā)射機上相應的參數(shù)同步，以確保在損壞的信道上能如采用衰減和大載波偏移來持續(xù)的進行數(shù)據(jù)檢測。載頻誤差主要是由于傳播信號效應和/或發(fā)射機/接收機的電路系統(tǒng)。收到的I和Q信道信號通常受到頻率和相位誤差的影響，而造成發(fā)射機和接收機900之間頻率的不匹配和相位的不同步。DPLL的目的是消除由于RF下變換過程中的容差造成的任何載波偏移，從而校準接收器900的頻率和相位。圖9(b)示出了根據(jù)本發(fā)明實施例在接收機上適用DBPSK/DQPSK調(diào)制的載波相位恢復環(huán)路的具體形式，載波相位恢復環(huán)路的操作對本領域的技術人員而言是顯而易見的。I和Q輸入信號通過載波相位監(jiān)測器930和超前/滯后濾波器940，產(chǎn)生NCO950創(chuàng)建相位校正系數(shù)所用的誤差信號。尤其是，來自ADC910的數(shù)字化I和Q信道數(shù)據(jù)在服用乘法器920上分別混有NCO950的余弦和正弦輸出。NCO是一個振蕩器，它產(chǎn)生與正弦或其它波形相應的數(shù)字采樣值。載波相位恢復環(huán)路通過不斷的調(diào)節(jié)I和Q值恰好補償了載波偏移，從而在數(shù)據(jù)采樣在引入到PN匹配濾波相關器960之前就校準并同步了相位。
PN匹配濾波器960包括單獨可編程的多級串連可變相關器。在工作中，PN匹配濾波器960計算在輸入和可編程PN最大序列之間的交叉相關性。該相關性的峰值可用于初始化并行累加、積分和轉存的序列，并依次提取多位采樣和位時序的信息。PN匹配濾波器960中每個位累加器的結果以并行的方式輸入至相關性和符號追蹤處理器970，在該處理中，確定各位的相關性并從所提取的數(shù)據(jù)采樣中提取符號時序信息。通過采用公式Max[ABS(I)*ABS(Q)]+1/2Min[ABS(I)*ABS(Q)]，近似計算I和Q信道相關性和的和的幅值可獲得相關性。該計算數(shù)值可用于產(chǎn)生多位追蹤參考時鐘信號。
執(zhí)行可編程閾值和智能追蹤，以忽略假的檢測和自動插入丟失的相關性脈沖。該多位檢測脈沖初始化并行相關性，該相關性可通過計算符號相關性的冪的幅值來提取符號的時序，符號相關性的冪也形成了用于符號追蹤處理的參考。所提取的擴展符號采樣與來自符號追蹤處理器的相關時序信息一起發(fā)送至DPSK解調(diào)器980。
DPSK解調(diào)器通過對來自當前和原先并行相關處理的各個解擴信息進行“點積”和“叉積”的計算來傳送各個符號。對BPSK解調(diào)來說，僅僅“點積”就允許確定連續(xù)采樣之間的相移。對QPSK解調(diào)來說，要確定相移，則同時需要“點積”和“叉積”。在數(shù)學上，點積和叉積為dot(k)＝IK·IK-1+QK·QK-1以及
cross(k)＝QK·IK-1-IK·QK-1式中，I和Q是當前K和原先K-1符號的同相和正交采樣。在復數(shù)平面上這些乘積的結果顯示了該方法可以表2所示的格式有效地解調(diào)差分編碼的QPSK信號。
圖11示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的差分PSK解調(diào)器1100的硬件元件。解調(diào)器1100的操作對本領域的技術人員來說是顯而易見的。
點積和叉積可以用于對初始DPLL的功能產(chǎn)生其他誤差信號。在校正了由于PSK調(diào)制而在符號之間估計的相移增量之后，該自動頻率控制(“AFC”)誤差信號反映了當前和原先符號之間相位差異的正弦。數(shù)學分析可以產(chǎn)生接近的近似值，它可以在使用點積和叉積時應用。該方程式是AFC_Error BPSK＝Cross·Sign[Dot]和AFC_Error QPSK＝(Cross·Sign[Dot])-(Dot·Sign[Cross])這兩個方程式可以分別適用于BPSK和QPSK調(diào)制方案。在將各個并行處理信道的誤差信號通過環(huán)路濾波器輸入到NCO之前，其可以得到組合和平均。該功能可基本上消除較小的頻率誤差，并因此而確保最佳的接收機性能。
所恢復的I和Q數(shù)據(jù)可以鎖存到并串轉換器。在本發(fā)明的另一實施例中，需要其它信號處理方法來完成與現(xiàn)有Walsh解碼器的接口。數(shù)據(jù)采樣以并行I 1202和Q 1204的總線輸出至雙信道并行擴頻系統(tǒng)1200的Walsh代碼FEC 1210，正如圖12所示。
Walsh相關性，解調(diào)和FEC處理取決于并行解擴部分，以準確的消除載波頻率和相位的偏移。并行解擴部分的符號時序處理器還提供了相干相關和解碼Walsh碼序列所需的相位參考。
FEC處理器1210檢查I1202和Q1204數(shù)據(jù)總線并且將所接收到的位與16可能位模式中的一位相比較。智能處理用于校正所接收的I和Q符號中的誤碼。FEC 1210與Walsh解碼器1220一起操作，以確保最佳的性能。Walsh碼的正交性能增強了他們的FEC特性，并因此而減小鏈路之間的BER。
FEC處理的輸出施加至16位相關器(沒有全部示出)的塊上，8位各用于I和Q信道，它可在整個位周期中，采用對應的Walsh碼，累加，積分和轉存乘以輸入。適用于I信道的“最大選擇器”1230和適用于Q信道的“最大選擇器”1235分析各個8位相關器的相關性峰值，并將用于確定的Walsh碼的對應數(shù)據(jù)輸出至符號校正器和數(shù)據(jù)并串行轉換器1240。Walsh解碼信息又返回到FEC處理器1210確認Walsh解碼器和FEC處理。處理之間的不規(guī)則性會導致二次重新處理輸入采樣。在該處理中的故障會引起誤差信號的產(chǎn)生，采用鏈路協(xié)議可以利用它來初始化再次發(fā)送的算法。一旦Walsh碼被成功的解碼，則I和Q數(shù)據(jù)就可以確定并組合成信號數(shù)據(jù)流。
可使用多項式除法來對該數(shù)據(jù)流進行解擾碼，并且可以采用數(shù)據(jù)解擾碼器和循環(huán)冗余碼校驗(CRC)檢測器對數(shù)據(jù)包進行循環(huán)冗余碼校驗(CRC)。隨后，該數(shù)據(jù)串行的輸出至MAC完成接收機的操作。
大多數(shù)臨界處理區(qū)域涉及接收機中的并行處理的必要條件。從PN采集到數(shù)據(jù)恢復的典型處理循環(huán)應該在0.4×Q中實現(xiàn)，其中，Q等于采集時間。對于僅是示例性的采用48位并行擴展的E1數(shù)據(jù)流，完成接收處理需要在1.5μs內(nèi)。
接收機900上的RF信號功率可以有很大的不同，這取決于所接收到的發(fā)射信號的功率和接收機的位置。在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，使用自動增益控制(AGC)環(huán)路，將接收機上處理的信號換算成預定的值。參照圖13，其示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的AGC環(huán)1300的結構圖。在通常的應用中，輸入到接收900的RF信號通常在400mV峰倒峰(P-P)倒800MvP-P的范圍內(nèi)變化?？稍诮邮諜C上實現(xiàn)AGC環(huán)路1300，以校正該變化和保持恒定的信號。尤其是，AGC環(huán)路1300包括幅檢測器1310、環(huán)路濾波器1320、參考信號發(fā)生器1330和最小均方增益更新電路1340。幅度檢測器1310分別計算I和Q信號的輸入幅值I和Q，y(k)的大小，其幅值等于I2+Q2的平方根。數(shù)字實現(xiàn)中使用這種近似版本，且該近似版本等于Max(|I|，|Q|)+1/2Min(|I|，|Q|)。環(huán)路濾波器1332執(zhí)行第二級低傳送濾波器，以平滑的輸出幅度檢測器1310的輸出中的變量。通過從環(huán)路濾波器1332的輸出減去從參考信號發(fā)生器1330獲得的參考信號計算出誤差信號。將參考信號的幅度設定到AGC環(huán)路1300的輸出所需的預定的信號電平。
使用基于增益矢量電路1340的最小均方根(LMS)算法來更新增益矢量，采用該增益矢量可換算輸入信號。該增益矢量基于LMS算法，其實現(xiàn)方程式為g(k+1)＝g(k)·[1+u·e(k)]其中e(k)是參考信號與幅值y(k)的差，u是追蹤系數(shù)的速度，其值通常設定為0.001。如果環(huán)路過濾器1320的輸出y(k)增大，然后e(k)減小，這反過來導致I和Q的信號幅值g(k)增大。如果y(k)減小，然后e(k)增大，這反過來導致I和Q的信號幅值g(k)減小。這種實現(xiàn)可獲得高達16dB的增益。
本發(fā)明的實施例中，輔助擴展碼是由三個16位Walsh碼組成的48位PN序列，它作為用于創(chuàng)建了應用CDMA的碼序列的基礎。在本發(fā)明的實施例中，采用1F35、ACF8和1F28(十六進制的)作為三個16位Walsh碼。本領域的技術人員能夠認識到這些代碼僅僅是示例性的，還可以使用其它的16位Walsh碼作為三個16位Walsh碼。圖14示出了可從分別稱作為“1”、“2”和“3”的三個16位Walsh碼1F35、ACF8和1F28導出的可能的碼序列，三個16位Walsh碼構成特定的組A-H，可能的碼序列基于順序“123”換位形成的所有可能的排列。代碼標識符上的橫線表示逆碼。例如，3上面有個橫線表示1F28的倒置，或者E0CA。代碼標識符前面有負號表示反序代碼。例如“-3”表示1F28的反序，或ACF8。從這些導出序列，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)表3(其中碼對中的每個代碼給出了圖14中的組字母和列)中列出的10對代碼中，代碼之間的分離值大于3dB，這些代碼可使用在收發(fā)信機310和320中，同時可從這些代碼中獲得適合的正交性特征。
本發(fā)明是新穎的并行擴頻系統(tǒng)和方法，它組合了具有PN序列的近似相關特性的Walsh碼正交特性，形成了可以點對點或一點對多點的通信鏈路中實現(xiàn)的加強的通信技術。獨立的并行擴展序列可以應用于網(wǎng)路中，以實現(xiàn)CDMA。在本發(fā)明實施例中，由于Walsh編碼器是可編程的并且并行擴展的碼長度是變化的，所以并行擴展是動態(tài)的。用戶可以對分配帶寬中的固定數(shù)據(jù)速率確定最大的處理增益。
表3具有優(yōu)越正交特性的碼對


在前面描述的和附圖中所說明的實例是采用8位Walsh編碼器和48位PN序列來獲得18.4dB(9+1.6+7.8)的系統(tǒng)處理增益，它通過8個折疊數(shù)字潛在地增加了整個常規(guī)鏈路中PSS鏈路的有效范圍。本發(fā)明的另一實施例可以具有不同大小的Walsh編碼器和PN序列。最好是能使用較小長度的碼，以便于使采集速度最大化和設計復雜性最小化。
在本發(fā)明另一實施例中，可以實現(xiàn)進一步層擴展序列，以提高處理增益和CDMA的特性。例如，除了輔助擴展序列之外，第三序列也可以與基本編碼和輔助序列并行使用。
在本發(fā)明另一實施例中，也可以使用相干解調(diào)，以抵消對差分編碼的需要。
在另一實施例中，也可以使用基于QAM和編碼正交頻分多址技術作為調(diào)制方案。
雖然已經(jīng)參照幾個優(yōu)選實施例對本發(fā)明進行了特別說明和描述，但是本領域的技術人員應該理解到，可以在不脫離附加權利要求所定義的本發(fā)明精神和范圍的條件下有各種形式和細節(jié)上的變化。
權利要求
1.一種對用于擴頻數(shù)據(jù)通信的數(shù)據(jù)進行編碼的方法，其特征在于，該方法包括步驟采用n位正交碼對數(shù)據(jù)進行編碼；m位擴展序列與每個n位正交碼的等分片段相乘，其中m是n的整數(shù)倍。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于所述正交碼是Walsh碼。
3.如權利要求2所述的方法，其特征在于n是8的整數(shù)倍。
4.如權利要求1所述的方法，其特征在于所述擴展序列是偶數(shù)有序碼。
5.如權利要求4所述的方法，其特征在于所述偶數(shù)有序碼是從包括M序列，Barker碼、Gold碼、Kasami碼、偽噪聲序列或其組合的組中選出的。
6.一種對擴頻通信系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)進行擴頻的方法，該方法包括步驟根據(jù)采用基本碼的基本編碼方案對數(shù)據(jù)流進行編碼；以及采用輔助序列來擴展基本碼的等分片段，其中所述輔助序列的位長度是所述基本碼的位長度的整數(shù)倍。
7.如權利要求6所述方法，其特征在于還包括，在所述編碼和擴展之前對所述數(shù)據(jù)流進行擾碼的步驟。
8.如權利要求6所述的方法，其特征在于所述基本碼是Walsh碼。
9.如權利要求8所述的方法，還包括步驟將所述數(shù)據(jù)流分成為多位數(shù)據(jù)包，這些數(shù)據(jù)包代表一系列真或逆Walsh碼中的一個。
10.如權利要求8所述的方法，還包括步驟提供同步脈沖，以使所述Walsh碼與所述輔助序列同步；以及在使用所述輔助序列來擴展所述數(shù)據(jù)流之前，將所述數(shù)據(jù)流保持在數(shù)據(jù)存儲緩沖器中。
11.如權利要求6所述的方法，其特征在于所述輔助序列是從包括M序列，Barker碼、Gold碼、Kasami碼、偽噪聲序列或其組合的組中選出的。
12.如權利要求6所述的方法，還包括步驟調(diào)制所述擴展數(shù)據(jù)流；以及發(fā)送所述調(diào)制的數(shù)據(jù)流。
13.如權利要求12所述的方法，還包括步驟接收所述調(diào)制的數(shù)據(jù)流；將所述接收的信號轉換成數(shù)字數(shù)據(jù)流；計算所述數(shù)字化數(shù)據(jù)流與可編程序列之間的交叉相關性；利用所述交叉相關性抽取多位采樣和位時序信息；從所述抽取的多位采樣中提取符號時序信息；以及解調(diào)所述抽取的多位采樣。
14.一種并行擴頻通信設備，其包括根據(jù)利用基本碼的基本編碼方案對數(shù)據(jù)流進行編碼的編碼器；以及采用輔助序列對所述基本碼的等分片段進行擴展的擴展器。
15.如權利要求14所述的設備，其特征在于所述基本編碼是n位Walsh碼。
16.如權利要求15所述的設備，其特征在于所述輔助序列是偽噪聲序列。
17.如權利要求16所述的設備，其特征在于所述輔助序列的位長度是n的整數(shù)倍。
18.如權利要求14所述設備，還包括調(diào)制器；以及發(fā)射機。
19.一種導出用在CDMA通信系統(tǒng)中的碼對(code pairs)的方法，其包括步驟選定多個n位正交碼；指令所述多個n位正交碼進入第一順序；產(chǎn)生所述第一順序的排列；對于所述第一順序的每個排列，產(chǎn)生第一組的唯一碼，其中所述產(chǎn)生的步驟包括倒置所述多個n位正交碼的至少一個；以及倒序所述第一組的唯一碼，以創(chuàng)建反序組的唯一碼；測定所述各組每個可能的碼對之間的分離值，其中每個可能的碼對包括從所述第一組的唯一碼中選出的一個碼和從所述反序組的唯一碼中選出的一個碼，以及確定一組碼對，其中所述組碼對中的所有碼對的測定分離值均大于預定值。
20.如權利要求19所述的方法，其特征在于所述預定值為30dB。
21.如權利要求19所述的方法，其特征在于所述數(shù)字是3。
22.如權利要求19所述的方法，其特征在于n是8的整數(shù)倍。
23.如權利要求19所述的方法，其特征在于所述正交碼是Walsh碼。
24.如權利要求19所述的方法，還包括步驟在CDMA通信系統(tǒng)中采用所述組的碼對中一個或者多個所述碼對。
全文摘要
本發(fā)明涉及擴展正交編碼數(shù)據(jù)的并行擴頻(“PSS”)技術。在優(yōu)選實施例中，適用于通信數(shù)據(jù)的方法和系統(tǒng)包括采用使用正交Walsh函數(shù)方案來編碼(720)和擴展(770)數(shù)據(jù)流(772)，并將數(shù)據(jù)流分成為多個位數(shù)據(jù)包，各個數(shù)據(jù)包可表示一系列真或逆Walsh碼中的一個。隨后，數(shù)據(jù)流進行差分編碼以適用于BPSK或QPSK調(diào)制，并且采用PN序列擴展。并行擴展的數(shù)據(jù)流經(jīng)調(diào)制后發(fā)射至接收機。在接收機上，通過計算在數(shù)字數(shù)據(jù)流和可編程序列之間的交叉相關性來恢復數(shù)據(jù)流。PSS技術勝過常規(guī)通信系統(tǒng)，其益處之一是能夠同時獲得附加的處理增益和數(shù)據(jù)前向誤差校正。
文檔編號H04B1/707GK1846357SQ200480016904
公開日2006年10月11日 申請日期2004年6月16日 優(yōu)先權日2003年6月17日
發(fā)明者K·馬爾貢 申請人:開普蘭奇無線電馬來西亞有限公司