專利名稱：利用頻域pn序列導(dǎo)頻獲得粗頻偏估計的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
利用頻域PN序列獲得粗頻偏估計的方法屬于OFDM系統(tǒng)調(diào)制解調(diào)技術(shù)領(lǐng)域背景技術(shù)下一代移動通信要求支持更高的數(shù)據(jù)率和更快的移動速度，其目標(biāo)是20Mbps的傳輸速率和250kmps的高速移動環(huán)境。為了實現(xiàn)這樣的目標(biāo)，需要采用寬帶高頻譜利用率的調(diào)制方式來獲得高速數(shù)據(jù)傳輸。OFDM是一種能提高頻譜利用率，獲得高速傳輸速率的有效多載波調(diào)制解調(diào)方法，它利用正交的多載波傳輸方式，把基帶數(shù)據(jù)看成頻域上各個子載波的調(diào)制數(shù)據(jù)，先將基帶數(shù)據(jù)在發(fā)送端進(jìn)行采用IFFT變換，變換成時域信號然后通過無線傳輸信道到達(dá)接收端，將接收到的時域信號再進(jìn)行FFT變換變換到頻域從而得到各個子載波上面的調(diào)制數(shù)據(jù)。OFDM具有系統(tǒng)簡單，抗多徑干擾，高的頻譜利用率等優(yōu)點，成為下一代移動通信調(diào)制解調(diào)的核心技術(shù)。
但是在高速移動的無線傳輸信道下，由于多普勒效應(yīng)，頻率偏移比較大，對于接收端來講，獲得可靠的頻率偏移估計以完成頻偏補償是十分重要的，尤其在OFDM(正交頻分復(fù)用調(diào)制)多載波調(diào)制方式，頻率的同步將是一個重要研究課題。將導(dǎo)致發(fā)送端和接收端的頻率不同步，這對于OFDM多載波系統(tǒng)，特別是在寬帶調(diào)制下載波數(shù)目達(dá)到上千個子載波數(shù)目的時候，是非常重要的一個問題，如果不能最大程度補償頻偏的影響，頻偏誤差將引起解調(diào)接收數(shù)據(jù)的錯誤，從而使系統(tǒng)性能下降。
如何有效對抗移動環(huán)境下OFDM系統(tǒng)的頻偏問題一直是一個困難的問題。通常的算法有頻域插入相同碼的導(dǎo)頻符號、利用循環(huán)前綴的FFT頻域估計同步，但是這些算法要么不能很精確估計，要么抗噪聲和多普勒比較差?；谶@樣的背景技術(shù)，本專利申請?zhí)岢鲆环N利用PN碼來作為頻域?qū)ьl的獲得比較準(zhǔn)確的粗頻偏的方案。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種利用頻域PN序列獲得粗頻偏估計的方法系統(tǒng)頻偏通常由兩部分來構(gòu)成ΔF＝nF+Δf其中F為子載波間隔，Δf為小于半個子載波間隔的微頻偏，ΔF為系統(tǒng)頻偏，n為整數(shù)，也就是說系統(tǒng)頻偏包括子載波間隔整數(shù)倍粗頻偏和微頻偏兩部分，本專利申請方案用來獲得粗頻偏估計值。
利用PN頻域?qū)ьl序列來完成粗頻偏估計的算法分為兩部分發(fā)明內(nèi)容，首先是頻域?qū)ьl的設(shè)計方案，接著就是基于這樣設(shè)計的算法思路。下面分別介紹各個部分的內(nèi)容。
頻域按照一定的子載波間隔來插入導(dǎo)頻序列，以往做法都是插入相同的符號來作為導(dǎo)頻，這樣作的檢測結(jié)果并不是很好的。在實際研究中，發(fā)現(xiàn)PN序列有很好的自相關(guān)性能，如果考慮將PN序列作為導(dǎo)頻來插入會收到更好的效果。所以本專利一個發(fā)明點就是各個導(dǎo)頻點不采用相同的符號，而是將PN序列分配到各個導(dǎo)頻點(附圖1)，這樣就可以利用PN序列很好的自相關(guān)性來判斷子載波間隔整數(shù)倍的粗頻偏值。PN序列的自相關(guān)性表現(xiàn)在接收到的信號和本地PN序列如果同步的話，相乘累加的結(jié)果將表現(xiàn)為一個很高的峰值，否則會是很低的數(shù)值，正是靠這個很高的峰值可以來判斷是否獲得PN序列間的同步。
基于PN序列來作為導(dǎo)頻符號的發(fā)明基礎(chǔ)上，采用PN頻域?qū)ьl序列來通過獲取相關(guān)峰值獲得粗頻偏的原理推導(dǎo)為令頻域?qū)ьlPN序列為C(k)(k＝0，4，…4i…)，也就是說導(dǎo)頻值存在于4i的子載波上，而其他子載波上為數(shù)據(jù)序列D(k)。可以令非導(dǎo)頻位置D(k)＝0時，則有如下頻域?qū)ьl序列的時域波形c(n)=1NΣk=0N-1C(k)ej2πkn/N,(n=0,1,...N-1)--(1)]]>結(jié)合數(shù)據(jù)D(k)(令數(shù)據(jù)位置D(k)≠0)，則有發(fā)送端一個OFDM符號的時域序列為x(n)=1NΣk=0N-1(C(k)+D(k))ej2πkn/N,(n=0,1,...N-1)--(2)]]>考慮接收端本地導(dǎo)頻PN序列的時域序列的共軛，有c*(n)=1NΣk=0N-1C*(k)e-j2πkn/N,(n=0,1,...N-1)--(3)]]>在接收端，將未通過信道的發(fā)送序列與本地PN時域序列相乘，得到z(n)=x(n)·c*(n)]]>=1N·N(Σk=0N-1(C(k)+D(k))ej2πkn/N)(Σk=0N-1C*(k)e-j2πkn/N)]]>=1N·N(Σk=0N-1C(k)ej2πkn/NΣk=0N-1C*(k)e-j2πkn/N)+(Σk=0N-1D(k)ej2πkn/NΣk=0N-1C*(k)e-j2πkn/N)--(4)]]>
令Z(k)=Σn=0N-1z(n)e-j2πkn/N,]]>則令Σk=0N-1C(k)ej2πkn/NΣk=0N-1C*(k)e-j2πkn/N)=Σk=0N-1P(k)ej2πkn/N,--(5)]]>其中P(k)=Σi-j=kori-j=k-NC(i)C*(j),--(6)]]>特別的，P(0)=Σi=jC(i)C*(j)=Σi=0N-1|C(i)2|,--(7)]]>對式(4)右邊的第二部分也做如上類似處理，令Σk=0N-1D(k)ej2πkn/NΣk=0N-1C*(k)e-j2πkn/N=Σk=0N-1J(k)ej2πkn/N,--(8)]]>J(k)=Σi-j=kori-j=k-ND(i)C*(j),--(9)]]>將(5)(8)代入式(4)得Z(k)=Σn=0N-11N·N(Σk=0N-1P(k)ej2πkn/N+Σk=0N-1J(k)ej2πkn/N)e-j2πkn/N,--(10)]]>=1N(P(k)+J(k))]]>可以看出，當(dāng)k＝0時，Z(0)=1N(P(0)+J(0)),]]>而由式(7)可知，此時Z(0)含有PN序列的自相關(guān)項P(0)，故而會出現(xiàn)一個相關(guān)峰值；而k為其他值時，由PN序列的相關(guān)特性有，P(k)相對于峰值而言很?。欢鳭(k)可以看成數(shù)據(jù)造成的干擾。從這個推導(dǎo)過程我們可以看到采用PN序列的頻域?qū)ьl碼可以利用PN序列自相關(guān)性好的特點來獲取頻率同步。
本發(fā)明的特征在于它是一種利用PN序列很好的自相關(guān)性來判斷子載波間隔整數(shù)倍的粗頻偏值的方法
在發(fā)送端頻域按照一定的子載波間隔來插入導(dǎo)頻序列，即把PN序列分配倒各個導(dǎo)頻點時采用相異的符號；在接收端把接收到的信號與本地PN時域序列相乘，判斷其結(jié)果的頻譜特性，在子載波間隔整數(shù)倍處是否出現(xiàn)峰值，若該點子載波的地方出現(xiàn)一個峰值，則可以判斷該位置為粗頻偏的位置。經(jīng)過實驗仿真，采用本專利申請方案的粗頻偏估計算法，分別在AWGN、單徑、多徑信道下，可以在較低信噪比可以較為準(zhǔn)確的獲得整數(shù)倍頻偏值，從而為系統(tǒng)頻偏補償以提高接收性能提供了可靠的依據(jù)。


圖1 PN序列頻域?qū)ьl碼格式圖2 粗頻偏算法框圖具體實施方式
頻域?qū)ьl序列采用PN序列后，粗頻偏估計的算法框圖如附圖2所示。該算法分為切取數(shù)據(jù)、計算本地頻域PN序列導(dǎo)頻碼的時域響應(yīng)、接收信號去信道影響、接收信號與本地導(dǎo)頻時域信號相乘結(jié)果譜分析四部分來完成。
1、在獲得粗同步定時的基礎(chǔ)上，會得到一個OFDM符號的時域起點，從這個起點來切取一個OFDM符號的時域數(shù)據(jù)。此時這個時域數(shù)據(jù)FFT變換后的頻域信號并不是滿足頻率同步的，它總會存在一定的頻率偏移。不過這段信號含有頻域PN序列的導(dǎo)頻信號，該PN序列導(dǎo)頻信號具有良好的自相關(guān)性，這也正是本算法方案的重要創(chuàng)新。因為發(fā)送數(shù)據(jù)在經(jīng)過信道后必然會收到信道衰落的影響而產(chǎn)生失真，不過我們可以看到，在實際信道中，一個OFDM符號內(nèi)的信道變化并不是很劇烈，也就是說不會出現(xiàn)在每個PN導(dǎo)頻碼上出現(xiàn)正負(fù)交替的信道特性，所以對于很強自相關(guān)性的PN序列導(dǎo)頻碼，信道衰落對其的影響很大概率上并不會淹沒相關(guān)峰的出現(xiàn)。假設(shè)發(fā)送數(shù)據(jù)為T(k)，那么接收到的信號為R(k)＝X(k)·H(k)+N(k)，(k＝0，1，…N-1)，(11)其中H(k)為信道的頻域響應(yīng)。如果從時域看的話，接收信號可以表示為R(n)=1NΣk=0N-1((C(k)+D(k))·H(k)+N(k))ej2πkn/N,(n=0,1,...N-1)--(12)]]>2、接下來我們將本地產(chǎn)生的PN序列導(dǎo)頻碼的共扼進(jìn)行IFFT變換，導(dǎo)頻碼其他數(shù)據(jù)點補零，使其長度變?yōu)镺FDM符號長度，將補零結(jié)果變換到時域上面，獲得一個OFDM符號長的時域數(shù)據(jù)，
C*(n)＝IFFT(C*(k)) (13)3、將C*(n)與R(n)進(jìn)行相乘運算，z′(n)=R(n)·C*(n)]]>=1N·N(Σk=0N-1(C(k)H(k)+D(k)+N(k))ej2πkn/N)(Σk=0N-1C*(k)e-j2πkn/N)]]>=1N·N(Σk=0N-1C(k)H(k)ej2πkn/NΣk=0N-1C*(k)e-j2πkn/N)+(Σk=0N-1(D(k)+N(k))ej2πkn/NΣk=0N-1C*(k)e-j2πkn/N)--(14)]]>得到的相乘結(jié)果z’(n)。可以看到與(4)式相比較，這個公式里面含有了信道和噪聲的因素，這些將影響相關(guān)峰，但是不會淹沒相關(guān)峰的出現(xiàn)。
4、對z’(n)進(jìn)行一次FFT變換來考察其在頻域上的幅度特性Z′(k)＝FFT(z′(n)) (15)同理由前面分析可知如果本次PN導(dǎo)頻序列與接收到的PN導(dǎo)頻序列信號同步的話在k＝0處會出現(xiàn)一個加權(quán)了信道響應(yīng)的PN序列相關(guān)峰。
下面結(jié)合一個具體數(shù)據(jù)的實例來看本專利是如何檢測粗頻偏的。假設(shè)本地PN序列導(dǎo)頻碼和接收信號的導(dǎo)頻碼存在一個ΔF的頻偏，它是子載波間隔整數(shù)倍的話，那么將在頻譜上面該點子載波的地方出現(xiàn)一個峰值，判斷峰值的位置就可以知道粗頻偏的位置是多少。當(dāng)固定頻偏不是整數(shù)倍子載波的時候，則在最接近整數(shù)倍子載波的附近頻點出現(xiàn)最大的相關(guān)峰值，例如頻偏為1.2倍載波間隔的時候，得到第一點子載波上會出現(xiàn)相關(guān)峰；當(dāng)頻偏為一1.2倍載波間隔的時候，假設(shè)一個OFDM符號為1024點，那么將會在該段數(shù)據(jù)第1024點出現(xiàn)一個峰值，它意味著頻偏的整數(shù)倍為-1。
權(quán)利要求
1.利用頻域PN序列導(dǎo)頻獲得頻偏估計的方法，其特征在于，它是一種利用PN序列很好的自相關(guān)性來判斷子載波間隔整數(shù)倍的粗頻偏值的方法在發(fā)送端頻域按照一定的子載波間隔來插入導(dǎo)頻序列，即把PN序列分配倒各個導(dǎo)頻點時采用相異的符號；在接收端把接收到的信號與本地PN時域序列相乘，判斷其結(jié)果的頻譜特性，在子載波間隔整數(shù)倍處是否出現(xiàn)峰值，若該點子載波的地方出現(xiàn)一個峰值，則可以判斷該位置為粗頻偏的位置。
2.利用頻域PN序列導(dǎo)頻獲得頻偏估計的方法，其特征在于，它依次含有如下步驟在發(fā)送端每隔4個子載波把頻域?qū)ьlPN序列C(k)(k＝0，4，…，4i，…)插入數(shù)據(jù)D(k)中，在非導(dǎo)頻位置C(k)＝0，在導(dǎo)頻位置D(k)＝0，則發(fā)送的OFDM符號時域表示為x(n)1NΣk=0N-1(C(k)+D(k))ej2πkn/N,(n=0,1,...N-1)]]>在接收端(1)經(jīng)過粗同步定時得到一個OFDM符號的時域起點，從這個起點來切取OFDM符號的時域數(shù)據(jù)，則接收信號可表示為R(n)=1NΣk=0N-1((C(k)+D(k))·H(k)+N(k))ej2πkn/N,(n=0,1,...N-1)]]>其中H(k)為信道的頻域響應(yīng)，N(k)為噪聲采樣。(2)把本地產(chǎn)生的PN序列導(dǎo)頻碼的共軛進(jìn)行IFFT變換，導(dǎo)頻碼的其他數(shù)據(jù)點補零，時期長度為一個OFDM符號長度，同時把補零結(jié)果也變換到時域尚，得到一個OFDM符號長的時域數(shù)據(jù)C*(n)＝IFFT(C*(k))(3)把C*(n)與R(n)進(jìn)行相乘運算z′(n)=R(n)·C*(n)]]>=1N·N(Σk=0N-1(C(k)H(k)+D(k)+N(k))ej2πkn/N)(Σk=0N-1C*(k)e-j2πkn/N)]]>=1N·N(Σk=0N-1C(k)H(k)ej2πkn/NΣk=0N-1C*(k)e-j2πkn/N)+(Σk=0N-1(D(k)+N(k)))ej2πkn/NΣk=0N-1C*(k)e-j2πkn/N)]]>(4)對z’(n)進(jìn)行一次FFT變換來考察其在頻域上的幅度特性Z′(k)＝FFT(z′(n))若在k＝0處出現(xiàn)一個加權(quán)了信道響應(yīng)的PN序列相關(guān)峰則本次PN導(dǎo)頻序列與接收到的PN導(dǎo)頻信號同步，若不是則可以根據(jù)峰值的位置來判斷粗頻偏的位置。
全文摘要
利用頻域PN序列導(dǎo)頻獲得頻偏估計的方法屬于OFDM系統(tǒng)調(diào)制解調(diào)技術(shù)領(lǐng)域，其特征在于它是一種利用PN序列很好的自相關(guān)性來判斷子載波間隔整數(shù)倍的粗頻偏估計方法；頻域按照一定的子載波間隔來插入導(dǎo)頻序列，即把PN序列分配到各個頻域?qū)ьl點；在接收端把通過信道的發(fā)送序列與本地PN時域序列相乘從而判斷頻譜上面是否在子載波點有峰值出現(xiàn)，若該點出現(xiàn)一個峰值，則可知道粗頻偏的位置。仿真實驗證明這種方法可以在較低信躁比下較為準(zhǔn)確的獲得整數(shù)倍頻偏，從而為系統(tǒng)粗頻偏補償提供可靠的依據(jù)。
文檔編號H04J11/00GK1490955SQ0315738
公開日2004年4月21日 申請日期2003年9月19日 優(yōu)先權(quán)日2003年9月19日
發(fā)明者周世東, 周春暉, 王京, 陳翔, 孟琳 申請人:清華大學(xué)