專利名稱：自動頻率校正方法及用于3g無線通信分時雙工模式的裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于無線通信領(lǐng)域。更特定而言之，本發(fā)明屬于第三代無線通信領(lǐng)域里的分時雙工(TDD)領(lǐng)域，和在一個無線通信系統(tǒng)接收機里進行頻率偏差檢測和校正相關(guān)。
背景技術(shù)：
在一個典型的無線通信系統(tǒng)里，發(fā)射機和接收機的本地振蕩器頻率不一致會導(dǎo)致數(shù)據(jù)傳送不能進行。另外，由于很多系統(tǒng)利用接收機和發(fā)射機使用同一個本地振蕩器的功能，頻率偏差較大會導(dǎo)致顯著的帶外干擾。
為了克服這一問題，先前的系統(tǒng)使用了相位的偏差檢測或應(yīng)用離散傅里葉(Fourier)轉(zhuǎn)換來估測頻率偏差并對本地振蕩器進行一次工作頻率更新。但是，以前的這些系統(tǒng)不是忽略了多徑干擾效應(yīng)就是把AFC與一個RAKE接收機相組合。因此，這些先前技術(shù)對使用多用戶偵測而不帶RAKE接收機的系統(tǒng)是不適用的。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明能用來偵測和校正一個無線通信系統(tǒng)里接收機的振蕩器頻率偏差。另外，本發(fā)明在有多徑干擾的情況下仍有健壯的性能。還有，本發(fā)明在克服干擾的同時還能利用與大量延遲擴散相關(guān)的分散性增益。還有，本發(fā)明還能對抗小區(qū)間和小區(qū)內(nèi)的干擾源，在同時有射頻載波偏差和取樣時鐘偏差的情況下仍能有效運作。同時，本發(fā)明對那些使用多用戶檢測算法而沒有RAKE接收機的系統(tǒng)具有適應(yīng)調(diào)整速度和功能，并能在間斷性引導(dǎo)信號下操作。
本發(fā)明包含一個頻率估測器，該估測器有塊相關(guān)器、共軛乘積與加和塊、累積塊、多徑檢測和一回路濾波器(自適應(yīng)帶寬)。多徑檢測包含一個搜尋塊、限值臨界值檢測塊和一用于將多徑組件組合起來的塊。


本發(fā)明可從以下的描述和圖式中得到理解，這些圖式的相似組件被設(shè)計具有相似的數(shù)字符號，而其中圖1是采用本發(fā)明的技術(shù)的一自動頻率控制(AFC)算法的一方塊圖。
圖2為顯示本發(fā)明的頻率估測算法的一方塊圖。
圖3和圖4為示意圖，顯示圖2中每個塊相關(guān)器所包含的結(jié)構(gòu)。
圖5為示意圖，詳細顯示圖2里的共軛乘積與加和塊。
圖6為示意圖，顯示圖1里的回路濾波器塊的細節(jié)。
圖7為流程圖，顯示圖2裝置所執(zhí)行算法。
具體實施例方式
圖1是閉合回路自動頻率控制(AFC)10的方塊圖，其中一接收信號Rx在乘法器12處由一電壓控制振蕩器(VCO)14降至(reduced to)基帶。接收基帶信號Rx在16處進行從模擬到數(shù)字(ADC)的轉(zhuǎn)換，在18處接受自動增益控制(AGC)，然后通過一個余弦平方根(RRC)濾波器20。
在經(jīng)過22處的小區(qū)搜尋和24處的頻率估算后，施加該頻率估算值予回路濾波器26。這一數(shù)字輸出在28處從數(shù)字轉(zhuǎn)換為模擬(DAC)信號，以調(diào)整電壓控制振蕩器VCO 14的頻率，該頻率也用于傳送，其中基帶(BB)Tx數(shù)據(jù)經(jīng)過數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)30的轉(zhuǎn)換而變?yōu)槟M信號，該模擬信號用來調(diào)制在乘法器32處由電壓控制振蕩器VCO 14所提供的載波頻率。
圖2是顯示頻率估測塊24所執(zhí)行的各步驟的方塊圖，它詳細顯示了頻率估測算法。
開始時，頻率估測算法于24-1處使用一個已知的參考值(中間碼(midamble))執(zhí)行接收信號樣本的四(4)個塊相關(guān)的運算。這四個塊相關(guān)器的輸出值在24-2連續(xù)地共軛相乘，產(chǎn)生三(3)個復(fù)數(shù)，這三個復(fù)數(shù)的角度代表從一個相關(guān)器依次至另一個相關(guān)器的相位移動。這三個共軛乘積然后相加，產(chǎn)生一個方差小一些的相位變化估測值。累積塊24-3的輸出值是窗口延滯的一個函數(shù)，即，N個幀后累積下來的值。在N個幀的數(shù)據(jù)處理后，在24-4處從累積值D(i)中搜尋出絕對值最大的三個值，D0(最大)、D1和D2。在24-5處計算出這些值的大小以得到三個最大的D(i)值。
然后在24-6處根據(jù)峰值(D0)的大小提供一個偵測臨界值。如果第二和第三個最大成分值的大小超過了該臨界值，就認為它們大得足以包括在頻率估算計算中。
在執(zhí)行了臨界值偵測后，留存下來的多徑組件在24-7處進行一致的加和運算，以得到一個復(fù)數(shù)，該復(fù)數(shù)的角度可用來作為相關(guān)器塊之間的相位變化的一個估值。用塊24-8和24-9進行頻率估測計算，這一運算用到兩(2)個近似計算，在下文中有描述，這可避免直接的三角計算。
圖3顯示了滑動窗口塊的相關(guān)操作。由于中間碼(midamble)的第一部分會因第一數(shù)據(jù)叢發(fā)(burst)的多徑干擾而可能是壞的，因而要用中間碼(midamble)的后456個碼片來進行頻率估算。所搜尋的窗口包括49個超前的、49個滯后的和0個滯后校準(zhǔn)?；瑒哟翱趬K相關(guān)器要執(zhí)行處理的總樣本數(shù)為1108個。在一個3GPP TDD通信系統(tǒng)里，10毫秒的等長幀有十五(15)個等長的時隙，每個時隙有2560個碼片。
在每個延滯段，四個B碼片(2B樣本)進行相關(guān)操作，如圖3中所顯示。
圖4詳細顯示了產(chǎn)生的第一個塊相關(guān)器。如圖4中所顯示，每個接收到的樣本都與一個已知的中間碼(midamble)進行相關(guān)運算，并與下一個相關(guān)值進行加和運算。
圖5顯示了24-2處的共軛乘積和加和運算，這些運算是對24-1處的滑動塊窗口相關(guān)器的輸出進行的處理。相關(guān)器輸出的R是個復(fù)數(shù)向量，代表接收樣本的中心，去掉其中的中間碼(midamble)調(diào)制。接下來一步是要估算從一個相關(guān)器到下一個相關(guān)器的相位變化，這一估算通過計算兩個連續(xù)的相關(guān)器輸出的共軛乘積而得到。每個共軛乘積運算的輸出是一個復(fù)數(shù)向量，其角度大約等于從一個相關(guān)中心到下一個相關(guān)中心的相位變化。從乘積電路P1、P2及P3處得到的三個共軛乘積在S1和S2處相加，這樣就得到的從一個相關(guān)器到下一個相關(guān)器相位變化的一較小方差的估計值共軛乘積和加和塊24-2的D(i)值要經(jīng)過N個中間碼(midamble)之后的累積，才計算一個頻率估算。
累積時間常數(shù)N的初始值設(shè)為10，然后依最近一次估算的頻率偏差的絕對值來決定。N值的選取要使頻率估算的方差最小，而同時又要避免估算間隔里有顯著的漂移。
在N個中間碼(midamble)已通過滑動窗口相關(guān)器24-1、共軛乘積，和加和24-2以及累積器24-3處理后，進行一次搜索以找到一延滯i，以使D(i)值達最大。由于可能有多個可解的多徑組件，將尋找三(3)個最大的路徑，路徑尋找的數(shù)量多少取決于在信號對噪音比(SNR)的改善和硬件復(fù)雜程度增加之間來個折衷。
由于有可能只有一個可解多徑組件，將測試第二(D1)和第三最大(D2)組件看有沒有效。如果D1和D2大小的平方大于DO大小的平方的一半，則認為它們是有效的。因此D1和D2如果大于 就接受它們，否則不接受。
符合上述要求的多徑組件然后將在24-7處組合為一個復(fù)數(shù)向量，其角度是一個塊時間里載波偏移相位變化的估算值。
為了從多徑組合輸出中解析出角度信息，該復(fù)變量將縮取單位值大小，并對該復(fù)數(shù)的絕對值取近似值，近似運算按以下進行，復(fù)數(shù)向量的虛數(shù)部份等于復(fù)數(shù)向量的自變量，則復(fù)數(shù)向量的自變量等于θ，而如果θ遠小于1(θ＜＜1)且復(fù)數(shù)向量的絕對值為1。
該近似方法簡化了算法的實現(xiàn)，減輕了要進行三角運算的必要性，而近似法所導(dǎo)致的誤差因AFC算法收斂(θ→1)而接近于零。
回路濾波器26處理估計的頻率偏差ε并執(zhí)行一個積分運算以得到v(t)，其表達式如下v(t)＝v(t-1)+λε(t)。
這在圖6中也加以描繪，其中輸入ε施加于一具有增益為-1的放大器并在加法器S處與先前在DN處得到的值v(t-1)相加。
要注意的是，只有在誤差ε在前一個塊中拋棄后才執(zhí)行積分運算。因此，v的值在經(jīng)過N個的中間碼(midamble)處理后會改變?？墒褂靡粋€收斂偵測算法(CDA)來判斷是否收斂。
方法之一是將24-9輸出處產(chǎn)生的頻率估值與一個臨界值比較，如果估計的頻率偏差小于|α|，則認為已取得收斂。該算法應(yīng)該是無記憶的，因為收斂與否只根據(jù)頻率偏差的當(dāng)前估算。
另一種辦法是當(dāng)兩個(2)連續(xù)的頻率估值都低于偵測臨界值α?xí)r就認為收斂。亦或者，兩個頻率估值可不必連續(xù)。
再或者，如果頻率估值的兩點滑動平均低于偵測臨界值，則認為收斂，或者把24-9處得到的最近的兩個頻率估值連續(xù)取平均并將它們與一個臨界值進行比較。
至于塊24-6所使用的最優(yōu)偵測臨界值，根據(jù)已經(jīng)進行過的測試，相對偵測臨界值的最佳選擇是0.56(即，0.56D(o))，這個選值提供在0.65秒的收斂時間內(nèi)以p＝O.99的機率來改善。
回路增益λ的最佳選擇取決于信號對噪音比SNR和信道情況?；芈吩鲆娴淖罴堰x值為0.26，它可使信號對噪音比SNR為-3dB和有兩個(2)活動中間碼(midamble)的AWGN信道的成功機率有顯著提高。
為了防止在累積間隔期間損失一致性，N和估算的頻率偏差之間的關(guān)系已經(jīng)予以調(diào)整。提高的值可防止在累積期間時鐘漂移超過0.25個碼片，N的值是絕對頻率偏差的一個函數(shù)，頻率偏差在6000與0之間，而N在1至30之間變化。絕對頻率偏差越低，則累積的中間碼(midamble)數(shù)N越大。
根據(jù)對在相關(guān)器操作階段使用中間碼(midamble)的456個碼片與使用512個碼片的比較，現(xiàn)已認定對于所有的3 WG4測試信道，使用全部512個中間碼(midamble)碼片比較好。其中，取消中間碼(midamble)的前面56個碼片由信號對噪音比SNR降低0.5dB作為補償，其原因是最先接收到的56個碼片會因為一開始的數(shù)據(jù)叢發(fā)(burst)產(chǎn)生多徑干擾而可能損壞。例如，對于一叢發(fā)(burst)類型1，每個時隙有兩組的數(shù)據(jù)碼元，每組有976個碼片，兩(2)組由512片的中間碼(midamble)隔開，并且在每兩(2)組的數(shù)據(jù)碼元之間有一96片的保護段。
在以前，所搜尋的窗口會有49個超前的碼片、49個滯后的碼片，但沒有(即0)個滯后校準(zhǔn)片。在有總共10個碼片時超前路徑搜尋更為合理，在這樣的情況下，滑動窗口塊相關(guān)器所需處理的樣本總數(shù)為1142個樣本，這時的窗口尺寸減小即使在最糟糕情況(情況2)的多徑WG4信道模式下還是可接受的，在該情況下的最大可解析路徑比直接路徑延遲46Tc。
在塊24-6和24-7中使用的多徑組合方式之一，其中在只有兩條路徑可留存的情況下，讓最大的路徑D0的權(quán)重是第二最大的兩倍，另一種多徑組合的方法是把這兩條路徑經(jīng)過相同增益的處理，這兩種方式比較后發(fā)現(xiàn)，在WG4情況1下相同增益組合方式的表現(xiàn)稍微要好些，但在其它情況下兩者的表現(xiàn)一樣，因此在只有D(0)和D(1)組合時，方式二應(yīng)為首選。
本發(fā)明也可使用另一種估算相位差的方法來實施(該方法基于一由多個多路徑組件組成的復(fù)合體)。在這種情況下，相位估算仍將包括一個與該發(fā)明中用到的相關(guān)大小類似的品質(zhì)測量。
用于調(diào)整累積周期(適應(yīng)調(diào)整率)的方法也可應(yīng)用于相關(guān)塊大小的調(diào)整。對于較大的頻率偏差，最好使用較小的相關(guān)塊尺寸，這樣可使在估算過程中減少混淆和損失一致性的可能性。隨著頻率偏差的減少，相關(guān)塊的大小可增加，以提高相關(guān)的處理增益和得到更精確的頻率偏差估值。
權(quán)利要求
1.一種獲取一頻率估值以調(diào)整一本地振蕩器的方法，包含a)接收包含時隙的一通信信號，其包含數(shù)據(jù)碼元和一中間碼；b)參考一已知中間碼執(zhí)行接收信號樣本的一預(yù)定數(shù)N個塊相關(guān)操作；c)形成N個塊相關(guān)的一個共軛乘積以形成N-1個共軛乘積；d)形成N-1個共軛乘積的和；e)累積一定數(shù)目的在步驟(d)獲得的該N-1個共軛乘積之和；f)判斷每個累積值的大??；g)尋找一定數(shù)目最大值；h)對一定數(shù)目的最大值進行一次臨界值偵測，這些最大值中不包括使用一臨界值的那個最大值，該臨界值是那個最大值的一個函數(shù)；i)將最大的值與一定數(shù)目的那些最大值相組合，不包含大于上面所講臨界值的最大值；j)計算在步驟(i)得到的和值的大?。籯)使用步驟(j)得到的大小以標(biāo)準(zhǔn)化步驟(i)得到的復(fù)數(shù)值；及l(fā))使用步驟(k)得到的標(biāo)準(zhǔn)值的參數(shù)作為一個頻率估值。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，進一步包含m)將第(1)步驟中得到的頻率估值供應(yīng)給一回路濾波器，以得到一電壓值用來調(diào)整一電壓控制振蕩器的操作頻率。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于第(m)步驟中得到的頻率估值是一個數(shù)字格式，并進一步包含n)將該數(shù)字格式轉(zhuǎn)換為一個模擬電壓。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，進一步包含o)將該模擬電壓施加到電壓控制振蕩器。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于第(b)步驟包含執(zhí)行四(4)個塊相關(guān)操作，即，N＝4。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于第(e)步驟包含根據(jù)絕對頻率偏差調(diào)整累積的和的數(shù)目，其中頻率偏差越小，則累積的和的數(shù)目就越小。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于的絕對頻率偏差范圍通常在6000和0Hz之間。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于累積的和的數(shù)目為1至30之間。
9.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于當(dāng)累積的和的數(shù)目在第(e)步驟達到預(yù)定的數(shù)目時即執(zhí)行第(f)步驟至第(l)步驟。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于第(h)步驟中所用的臨界值為0.707乘最大的D值和0.56乘最大的臨界值之間。
11.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于第(a)步驟中的接收信號具有一長為512碼片的中間碼，所有的碼片都在第(b)步驟處進行相關(guān)操作。
12.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于第(a)步驟中的接收信號的中間碼長為512個碼片，并在執(zhí)行第(b)步驟的相關(guān)操作時忽略前面56個碼片。
13.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于如果只有一條路徑符合前面所述的第(i)步驟的臨界值，則第(i)步驟將進一步包含使用相同的增益組合兩路徑
14.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于在給定數(shù)目的幀里以0.99的機率收斂到所需準(zhǔn)確性取決于所估算的頻率偏差與臨界值的比較，其中當(dāng)估算的頻率偏差低于一給定的偵測限值臨界值，則說明已取得了收斂。
15.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于如果兩個頻率偏差估值低于一給定的偵測臨界值，則說明在給定數(shù)目的幀里以0.99的機率收斂到所需準(zhǔn)確性已確定。
16.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于如果兩個連續(xù)的頻率偏差估值低于一個給定的偵測臨界值，則說明在給定數(shù)目的幀里以0.99的機率收斂到所需準(zhǔn)確性已確定。
17.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于如果一個兩點滑動平均的頻率偏差估值降至該給定的偵測臨界值之下，則說明在給定數(shù)目的幀里以0.99的機率收斂到所需準(zhǔn)確性已確定。
18.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于當(dāng)頻率偏移小于400Hz時將測量一頻率偏移并讀取廣播信道(BCH)。
19.如權(quán)利要求18所述的方法，進一步包含當(dāng)絕對頻率偏移臨界值等于或大于465Hz時要防止偵測BCH。
20.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于回路濾波器的回路增益在0.1和0.3之間。
21.如權(quán)利要求20所述的方法，其特征在于較理想的回路增益為0.26。
22.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于的角度θ估值在第(i)步驟由以下公式?jīng)Q定θ=Im{DAbsapprox{D}}.]]>
23.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于的回路濾波器產(chǎn)生一個值v(t)，其中v(t)＝v(t-1)+λε(t)，而其中v(t-1)是先前一次的估值，ε是頻率估值，而λ是個常數(shù)。
24.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于該通信系統(tǒng)是一個無線通信系統(tǒng)，而其中的接收信號由多個等長幀組成，每個幀具有預(yù)先固定數(shù)量的時隙，而每個時隙則有固定數(shù)量的碼片。
25.如權(quán)利要求24所述的方法，其特征在于每個時隙有2560個碼片，其包含第一和第二組數(shù)據(jù)碼元，中間由一中間碼隔開。
26.如權(quán)利要求25所述的方法，其特征在于每個數(shù)據(jù)碼元組包含有976個數(shù)據(jù)，而該中間碼有512個碼片，中間碼后的數(shù)據(jù)碼元組有一96個碼片的保護段。
27.一種獲取一頻率估值以調(diào)整一本地振蕩器的裝置，包含接收一通信信號的裝置，該通信信號包含時隙，該時隙包含數(shù)據(jù)碼元和一中間碼；參考一已知的中間碼執(zhí)行接收信號樣本的預(yù)定數(shù)N個塊相關(guān)操作的裝置；形成一共軛乘積的裝置，由N個塊相關(guān)的乘積形成N-1個共軛乘積；形成一N-1個共軛乘積加和的裝置；累積給定數(shù)目的得自該加和形成裝置的該N-1個共軛乘積之和的裝置；判斷每個累積值的大小的裝置；尋找給定數(shù)目個最大值的裝置；執(zhí)行給定數(shù)目個的最大值的臨界值偵測的裝置，這些最大值中不包括使用一臨界值的那個最大值，該臨界值是那個最大值的一個函數(shù)；組合給定數(shù)目個最大值的裝置，那些最大值應(yīng)不包含大于上述臨界值的最大值；得自該組合裝置的和值大小的裝置；使用得自該計算裝置的大小將得自該組合裝置的的復(fù)數(shù)值加以標(biāo)準(zhǔn)化的裝置；和由該標(biāo)準(zhǔn)化裝置得到的標(biāo)準(zhǔn)化值產(chǎn)生一參數(shù)作為一個頻率估值的裝置。
28.如權(quán)利要求27所述的裝置，進一步包括該產(chǎn)生裝置供應(yīng)該頻率估值予一個回路濾波器，以調(diào)整一電壓控制振蕩器的操作頻率。
29.如權(quán)利要求28所述的裝置，其特征在于產(chǎn)生頻率估值的裝置產(chǎn)生一數(shù)字格式的輸出，及轉(zhuǎn)換裝置把數(shù)字格式的輸出轉(zhuǎn)換為模擬信號，并將其施加于電壓控制振蕩器。
30.如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于塊相關(guān)裝置包含執(zhí)行四(4)個塊相關(guān)操作的裝置。
31.如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于累積裝置包含調(diào)整累積的和數(shù)的數(shù)目的裝置，和數(shù)數(shù)目的調(diào)整根據(jù)頻率偏差絕對值的大小，頻率偏差越小，則累積的和數(shù)的數(shù)目就越小。
32.如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于該臨界值偵測裝置所用的臨界值為0.707乘最大的D值和0.56乘最大的臨界值之間。
33.如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于接收信號有一長為512個碼片的中間碼，所有的碼片都在該相關(guān)裝置處進行相關(guān)操作。
34.如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于具有一裝置判斷是否只有一個路徑符合上述臨界值，該臨界值由臨界值偵測裝置提供，該裝置中還有對判斷裝置作出反應(yīng)的裝置以用相同的增益將兩條路徑組合。
35.如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于在給定數(shù)目的幀里以0.99的機率收斂到所需準(zhǔn)確性決定于一將所估值的頻率偏差與臨界值比較的裝置，其中，如果估算的頻率偏差值低于一給定的偵測臨界值，則說明已取得了收斂。
36.如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于在給定數(shù)目的幀里以0.99的機率收斂到所需準(zhǔn)確性決定于能在兩(2)個頻率偏差估值低于一給定的偵測臨界值時識別收斂的裝置。
37.如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于在給定數(shù)目的幀里以0.99的機率收斂到所需準(zhǔn)確性決定于能在兩(2)個連續(xù)的頻率偏差估值低于一給定的偵測臨界值時識別收斂的裝置。
38.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于在給定數(shù)目的幀里以0.99的機率收斂到所需準(zhǔn)確性決定于能在一個兩點滑動平均的頻率偏差估值低于一給定的偵測臨界值時識別收斂的裝置。
39.如權(quán)利要求27所述的裝置，進一步包含測量一頻率偏移的裝置，以及在頻率偏移小于400Hz時讀取廣播信道(BCH)的裝置。
40.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于第(g)步驟中所搜尋的最大值的給定數(shù)目是三(3)。
41.如權(quán)利要求27所述的裝置，其特征在于該搜尋裝置用來搜尋三(3)個最大的值。
42.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于第(b)步驟包含調(diào)整塊相關(guān)的大小，這種調(diào)整根據(jù)頻率偏移的大小，偏移越大，則塊相關(guān)的大小越小。
43.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于該執(zhí)行裝置包含調(diào)整塊相關(guān)的大小的裝置，該種調(diào)整根據(jù)頻率偏移的大小，偏移越大，則塊相關(guān)的大小越小。
全文摘要
本發(fā)明揭示一種在一個無線通信系統(tǒng)接收機里振蕩器頻率偏差檢測和校正的方法和裝置。它是一種頻率估測裝置，具有塊相關(guān)器、共軛乘積與加和、累積塊、多徑檢測和一個回路濾波器(累積塊)(適應(yīng)帶寬)。多徑檢測塊包含一個搜尋塊、限值臨界值檢測塊塊和一個用于將多徑組件組合起來的塊塊?；?BS)的本地振蕩器(LO)和用戶設(shè)備(UE)的本地振蕩器之間的頻率差異導(dǎo)致UE LO的偏差小于BS LO的0.1PPM(百萬分之零點一)。
文檔編號H04B1/707GK1561584SQ02819091
公開日2005年1月5日 申請日期2002年9月27日 優(yōu)先權(quán)日2001年9月28日
發(fā)明者格瑞哥里·S·史登伯 申請人:美商內(nèi)數(shù)位科技公司