專利名稱：正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)的無線信道估計方法和估計器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種正交頻分復(fù)用(以下簡稱OFDM)通信系統(tǒng)無線信道估計方法，特別是涉及一種基于最小平方準(zhǔn)則的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)無線信道估計方法。
背景技術(shù)：
OFDM是一種可用于下一代無線通信系統(tǒng)的高速傳輸技術(shù)。最近它受到人們的廣泛關(guān)注和研究。歐洲陸地數(shù)字視頻廣播(以下簡稱DVB-T)就使用了OFDM傳輸技術(shù)?，F(xiàn)存的或者說未來的通信系統(tǒng)，例如全球蜂窩移動通信系統(tǒng)(以下簡稱GSM)、碼分多址通信系統(tǒng)(以下簡稱CDMA)和全球移動電信系統(tǒng)(以下簡稱UMTS)都有可能利用OFDM傳輸技術(shù)提供寬帶無線接入。IEEE802.16工作組，它主要負(fù)責(zé)制定無線城域網(wǎng)的標(biāo)準(zhǔn)，已經(jīng)制定一套關(guān)于固定寬帶無線接入系統(tǒng)空中接口的標(biāo)準(zhǔn)802.16/802.16a，其中就采用了OFDM作為它的傳輸技術(shù)。此外，802.11a也使用了OFDM作為無線局域網(wǎng)(以下簡稱WLAN)的傳輸技術(shù)。歐洲的高性能無線城域網(wǎng)/局域網(wǎng)(以下簡稱HiperMAN/LAN)規(guī)范以及數(shù)字視頻廣播/數(shù)字語音廣播(以下簡稱DVB/DAB)等規(guī)范同樣使用了OFDM傳輸技術(shù)。
無線信道的頻率響應(yīng)大多是非平坦的，OFDM技術(shù)的主要思想是在頻域內(nèi)將所給信道分成許多正交子信道，在每個子信道上使用一個子載波進(jìn)行調(diào)制，并且各個子載波并行傳輸。這樣，盡管總的信道是非平坦的，也就是具有頻率選擇性，但每個子信道內(nèi)是相對平坦的，并且在每個子信道上進(jìn)行的都是窄帶傳輸，信號帶寬小于信道相關(guān)帶寬，因此就可以大大消除符號間干擾。另外，由于無線信道的頻率響應(yīng)是時變的，為了在接收端正確地解調(diào)所傳送的信息，我們需要進(jìn)行合理的信道估計和均衡，用以盡可能地對消傳播信道對傳輸信號的影響。
用于估計寬帶無線信道的方法大抵有兩類，一類是基于訓(xùn)練序列，另一類是基于導(dǎo)頻。當(dāng)前針對OFDM傳輸系統(tǒng)的信道估計算法大部分都假定傳播信道是一個慢衰落的信道，信道傳遞函數(shù)在一個OFDM符號周期內(nèi)，甚至在一個OFDM幀周期內(nèi)是保持不變的。但實際上，寬帶無線信道的傳遞函數(shù)是時變的，甚至在一個OFDM符號周期內(nèi)，它都有很大的變化，尤其是對于高速運(yùn)動時的快衰落信道而言。所以有必要利用插在每個OFDM符號內(nèi)的導(dǎo)頻信號來估計傳輸信號所經(jīng)歷的信道特性，尤其是對于快衰落信道。
當(dāng)前存在各種各樣的OFDM系統(tǒng)信道估計器，例如LS估計、最小均方誤差(以下簡稱MMSE)估計等等。
由OFDM的傳輸原理，調(diào)制信號經(jīng)過添加前導(dǎo)序列(preamble)、插入導(dǎo)頻后，經(jīng)過一個逆快速Fourier變換(以下簡稱IFFT)，添加循環(huán)保護(hù)前綴，再發(fā)射出去。接收端同步接收后，去掉循環(huán)保護(hù)前綴，由快速Fourier變換(以下簡稱FFT)得到未解調(diào)的信號，再經(jīng)過信道估計和均衡，即可解調(diào)出信息信號。整個過程簡述如下發(fā)射端調(diào)制信號經(jīng)過添加前導(dǎo)序列、插入導(dǎo)頻，再經(jīng)過一個IFFT變換，添加循環(huán)保護(hù)前綴后發(fā)射出去，xm(l)=IFFT{Xm(k)}=1NFFTΣk=0NFFT-1Xm(k)ej2πlk/NFFT]]>l＝0，1，…，(NFFT-1)發(fā)射信號通過信道，等效為一個循環(huán)卷積，ym(l)＝xm(l)hm(l)+nm(l)，l＝0，2，…，(NFFT-1)接收端，接收信號后去掉循環(huán)保護(hù)前綴，經(jīng)過一個FFT變換，得到受信道作用后的未解調(diào)的信號、前導(dǎo)序列和導(dǎo)頻，
Ym(k)＝FFT{ym(l)}＝FFT{xm(m(l)hm(l)+nm(l)}＝FFT{IFFT{Xm(k)}hm(l)+nm(l)}＝Xm(k)FFT{hm(l)}+FFT{nm(l)}＝Xm(k)Hm(k)+Nm(k)，k＝0，1，…，(NFFT-1) (1)其中，m表示第m個OFDM符號；Xm(k)表示第m個OFDM符號第k個子載波上傳送的頻域信號；Ym(k)表示第m個OFDM符號第k個子載波上的頻域接收信號；Hm(k)表示第m個OFDM符號第k個子載波對應(yīng)的信道傳遞函數(shù)；Nm(k)表示第m個OFDM符號第k個子載波上的信道頻域噪聲；hm(l)表示第m個OFDM符號所經(jīng)歷的信道的沖激響應(yīng)的第l個元素；nm(l)表示第m個OFDM符號第l個子載波上的信道時域噪聲。
NFFT表示OFDM系統(tǒng)總的子載波數(shù)，也即是IFFT、FFT變換的點(diǎn)數(shù)。
傳統(tǒng)的LS估計是將每個子載波上接收端的頻域信號除以相應(yīng)的發(fā)射端的頻域前導(dǎo)序列或者導(dǎo)頻，作為該子載波的傳遞函數(shù)，沒有承載前導(dǎo)序列或者導(dǎo)頻的子載波傳遞函數(shù)，通過各種各樣的插值算法得到。根據(jù)(1)式，有H^m(k)=Ym(k)Xm(k)=Hm(K)+Nm(k)Xm(k)]]>這就是對信道傳遞函數(shù)的最小平方估計，其中Xm(k)表示發(fā)送的頻域前導(dǎo)序列或者導(dǎo)頻信號。對于沒有承載前導(dǎo)序列或者導(dǎo)頻的子載波，相應(yīng)的傳遞函數(shù)，可通過各種各樣的插值算法得到。
MMSE估計的準(zhǔn)則是使得信道傳遞函數(shù)的估計誤差平方的統(tǒng)計均值最小。由(1)式有Y＝XWh+N
其中， 是將發(fā)送信號放在正對角線上構(gòu)成的一個NFFT×NFFT維矩陣；W表示NFFT點(diǎn)的FFT矩陣， h＝[hm(0)hm(1)…h(huán)m(NFFT-1)]T，表示信道沖激響應(yīng)(ZT表示矩陣或向量Z的轉(zhuǎn)置，以下同)；N＝[Nm(0)Nm(1)…Nm(NFFT-1)]T，表示子載波上的頻域噪聲；NFFT表示OFDM系統(tǒng)總的子載波數(shù)；Y表示相應(yīng)于X的接收信號，Y＝[Ym(0)Ym(1)…Ym(NFFT-1)]T。
由最小均方誤差原理，對h的MMSE估計為h^MMSE=RhYRYY-1Y]]>其中，RhY＝E{hYH}＝RhhWHXH，表示h和Y的互協(xié)方差矩陣(ZH表示矩陣或向量Z的共軛轉(zhuǎn)置，以下同)；RYY=E{YYH}=XWRhhWHXH+σn2INFFT,]]>表示Y的自協(xié)方差矩陣；Rhh表示h的自協(xié)方差矩陣，σn2表示噪聲方差E{|Nk|2}，在做MMSE估計時，通常假定這二者已知。
由于W的各列之間是正交的，很容易得到信道傳遞函數(shù)的MMSE估計為H^MMSE=Wh^MMSE=W{Rhh[(WHXHXW)-1σn2+Rhh]-1(WHXHXW)-1}WHXHY]]>由此可知，MMSE估計的計算復(fù)雜性非常大。
MMSE估計可取得比較好的性能，但實現(xiàn)復(fù)雜性大；傳統(tǒng)的LS估計實現(xiàn)簡單，但性能不如前者好。如何以較低的實現(xiàn)復(fù)雜性，取得較好的性能是新的信道估計方法需要考慮的問題。

發(fā)明內(nèi)容
針對現(xiàn)有技術(shù)存在的上述問題，為了以較低的實現(xiàn)復(fù)雜性，取得較好的性能，本發(fā)明提出了一種新的基于最小平方(以下簡稱LS)準(zhǔn)則，聯(lián)合利用前導(dǎo)序列和導(dǎo)頻來估計信道的方法和估計器，適用于使用基于802.16/802.16a標(biāo)準(zhǔn)的OFDM傳輸技術(shù)(或者類似于802.16/802.16a標(biāo)準(zhǔn)的OFDM傳輸技術(shù))的通信系統(tǒng)的無線信道估計。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提出的新的信道估計方法包括如下步驟(1)基于前導(dǎo)序列的LS估計，首先判斷在接收端的正交頻分復(fù)用(OFDM)符號是否為前導(dǎo)的序列，如果不是前導(dǎo)序列，則是數(shù)據(jù)正交頻分復(fù)用(OFDM)符號，執(zhí)行步驟(3)；如果是前導(dǎo)序列，則進(jìn)行基于前導(dǎo)序列的LS估計；(2)重要路徑選擇，(a)將基于前導(dǎo)序列LS估計估計出的信道沖激響應(yīng)系數(shù)幅度與預(yù)定門限相比較并選擇不小于預(yù)定門限的信道沖激響應(yīng)的元素為重要傳播路徑，通過使其它傳播路徑對應(yīng)的元素設(shè)置為零而拋棄其它傳播路；或者(b)選擇信道沖激響應(yīng)幅值最大的預(yù)定數(shù)量的元素為重要傳播路徑，通過使其它傳播路徑對應(yīng)的元素設(shè)置為零而拋棄其它傳播路；選擇重要的傳播路徑實際上是選擇重要傳播路徑的位置；(3)基于導(dǎo)頻的LS估計，對步驟(2)中所選擇重要的傳播路徑和步驟(1)中所述數(shù)據(jù)正交頻分復(fù)用(OFDM)符號用插入正交頻分復(fù)用(OFDM)符號內(nèi)的導(dǎo)頻進(jìn)行LS估計，將估計所得的幅值和相位作為最終的信道估計值。
在所述步驟(1)中，按下式進(jìn)行基于前導(dǎo)序列LS估計h^L=(WLHWL)-1WLH(R./P)---(3)]]>上式 表示信道沖激響應(yīng)的最小平方估計，其中P=P0,kP1,k···P(NFFT-1),kT]]>表示前導(dǎo)序列中的第k個頻域OFDM符號；R=R0R1···R(NFFT-1)T]]>表示相應(yīng)于P的各子載波上的頻域接收信號；./表示對應(yīng)元素相除；hL表示信道的沖激響應(yīng)，其中L表示信道沖激響應(yīng)的長度，它不大于循環(huán)前綴的長度加一，WL表示NFFT點(diǎn)的FFT矩陣的前L列；NFFT表示OFDM系統(tǒng)總的子載波數(shù)；WLH表示矩陣WL的共軛轉(zhuǎn)置。
在步驟(2)中所述的預(yù)定門限為信道沖激響應(yīng)系數(shù)幅度的最大幅值的一個百分比。例如，所述最大幅值的一個百分比為10％。
所述的步驟(2)的(a)選擇重要傳播路徑的方法如下假定由基于前導(dǎo)序列的LS估計得到的對信道沖激響應(yīng)的估計如下h^L=(WLHWL)-1WLH(R./P)=h0h1···hL-1T---(4)]]>如果h0，h1，……，hL-1中有J個不小于預(yù)定門限，則重要的傳播路徑為hLS-MST=hn1hn2···hnJT,0≤n1,n2,···,nJ≤L-1]]>它們是信道沖激響應(yīng)的第n1n2…nJ個元素，信道沖激響應(yīng)的其它元素設(shè)為0，即此時信道的沖激響應(yīng)可認(rèn)為是h^LS-MST=···0hn10···0hn20···0hnJ0···T,]]>共有J個非零元素，根據(jù)信噪比選擇預(yù)定門限。
在所述步驟(2)的(b)選擇重要傳播路徑的方法如下假定由基于前導(dǎo)序列的LS估計得到的對信道沖激響應(yīng)的估計如下h^L=(WLHWL)-1WLH(R./P)=h0h1···hL-1T]]>選擇 中幅值最大的J個元素作為重要的傳播路徑，其它設(shè)置為零，重要的傳播路徑為hLS-MST=hn1hn2···hnJT,0≤n1,n2,···,nJ≤L-1]]>它們是信道沖激響應(yīng)幅值最大的第n1n2…nJ個元素，信道沖激響應(yīng)的其它元素設(shè)為0，即此時信道的沖激響應(yīng)可認(rèn)為是h^LS-MST=···0hn10···0hn20···0hnj0···T,]]>共有J個非零元素，根據(jù)實際的信道徑數(shù)來選擇J，使J接近實際的信道徑數(shù)。
上述步驟(3)中的基于導(dǎo)頻的LS估計如下 基中，Rp./ Pp＝WphLS-MST+Np./PpPp=Pc1Pc2···PcmT]]>是插入在每個正交頻分復(fù)用(OFDM)符號內(nèi)的m個導(dǎo)頻，它們是正交頻分復(fù)用OFDM符號的第c1c2…cm個元素，m的值及c1c2…cm在系統(tǒng)設(shè)計時決定；Rp=Rc1Rc2···RcmT]]>是相應(yīng)于導(dǎo)頻Pp的頻域接收信號；hLS-MST=hn1hn2···hnJT]]>代表在步驟(2)選出的重要的傳播路徑，它們是信道沖激響應(yīng)的第n1n2…nJ個元素，信道沖激響應(yīng)的其它元素設(shè)為0；WP是由NFFT點(diǎn)的FFT矩陣的第n1n2…nJ列，第c1c2…cm行構(gòu)成的子矩陣，NFFT表示正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)子載波總數(shù)；Np=Nc1Nc2···NcmT]]>表示第c1c2…cm個子載波上的頻域噪聲。
此外，每個正交頻分復(fù)用(OFDM)符號內(nèi)的導(dǎo)頻數(shù)m可以是恒定的，也可以是變化的?；趯?dǎo)頻的LS估計所得到的信道估計值用于時域均衡，或者對基于導(dǎo)頻的LS估計所得到的信道估計值進(jìn)行快速Fourier變換后用于正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)的頻域均衡。對于慢衰落信道而言，可以將經(jīng)過步驟(2)選擇的 作為信道估計的最終結(jié)果，而不再做基于導(dǎo)頻的信道估計的方法。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中無線信道估計器，其特征在于所述估計器包括判斷器，基于前導(dǎo)序列的LS估計器，重要路徑選擇器和基于導(dǎo)頻的LS估計器；判斷器，位于接收端，用于判斷所接收到的正交頻分復(fù)用符號是否為前導(dǎo)序列，如果不是前導(dǎo)序列，則將其輸出給基于導(dǎo)頻的LS估計器；如果是前導(dǎo)序列，則將其輸出給基于前導(dǎo)序列LS的估計器；基于前導(dǎo)序列LS的估計器，用于對輸入的信號進(jìn)行基于前導(dǎo)序列的LS估計，并將所得到信道沖激響應(yīng)的結(jié)果輸入重要路徑選擇器；重要路徑選擇器，用于將接收的基于前導(dǎo)序列的LS估計估計出的信道沖激響應(yīng)系數(shù)幅度與預(yù)定門限相比較，選擇不小于預(yù)定門限的信道沖激響應(yīng)的元素或者選擇信道沖激響應(yīng)幅值最大的預(yù)定數(shù)量的元素為重要的傳播路徑，通過使其它傳播路徑對應(yīng)的元素設(shè)置為零而拋棄其它傳播路徑；基于導(dǎo)頻的LS估計器，利用重要路徑選擇器所選擇的傳播路徑和來自判斷器的信號以及插入在正交頻分復(fù)用符號內(nèi)的導(dǎo)頻進(jìn)行LS估計，估計所選擇的傳播路徑的幅值和相位作為最終的信道估計值。
由于本發(fā)明基于最小平方(以下簡稱LS)準(zhǔn)則，聯(lián)合利用前導(dǎo)序列和導(dǎo)頻來估計信道的方法，因此本發(fā)明具有如下的技術(shù)效果1.在保持較低的計算復(fù)雜性的同時，取得了很好的估計性能本發(fā)明中基于前導(dǎo)序列的LS估計(如(3)式所示)，由于 可事先計算，所以實際的運(yùn)算量很小；基于導(dǎo)頻的LS估計(如(4)式所示)，需要求逆的矩陣 只有J階，在實際信道中J相對于子載波的總數(shù)NFFT而言比較小。例如對于規(guī)范P802.16a/D5-2002規(guī)定的OFDM傳輸結(jié)構(gòu)(如表1所示)，子載波總數(shù)NFFT＝256，按照本發(fā)明的算法，保守的估計總有J<L<gTb*NFFT+1,]]>而通常情況下J要遠(yuǎn)小于循環(huán)保護(hù)前綴的長度，所以它的計算量與MMSE估計相比要小得多。這樣，本發(fā)明總的計算復(fù)雜性較小，但仿真結(jié)果卻表明能獲得較好的誤比特率性能。
2.拋棄延時大于OFDM符號循環(huán)前綴時間的信道沖激響應(yīng)，即將延時大于OFDM符號循環(huán)前綴時間的信道沖激響應(yīng)系數(shù)設(shè)置為零。
這是由于在設(shè)計OFDM系統(tǒng)時，通常要求OFDM循環(huán)前綴時間不小于信道的最大時延，以保證不會因信道衰落產(chǎn)生OFDM符號間干擾，所以拋棄延時大于OFDM符號循環(huán)前綴時間的信道沖激響應(yīng)，不但不會漏掉重要的傳播路徑，而且會減少噪聲的影響。
3.既適用于快衰落信道，也適用于慢衰落信道。
本發(fā)明既適用于高速運(yùn)動時的快衰落信道，例如具有較大多普勒頻偏的Jakes信道，也適用于慢衰落信道，例如各種SUI信道。
4.適用于802.16/802.16a和802.11a規(guī)范中的采用OFDM技術(shù)的幀結(jié)構(gòu)，同時兼容類似的幀結(jié)構(gòu)。


圖1是本發(fā)明使用的OFDM幀結(jié)構(gòu)，每個OFDM符號內(nèi)插有若干導(dǎo)頻；圖2P802.16a/D5-2002規(guī)范中的上行前導(dǎo)序列結(jié)構(gòu)，Tb表示OFDM有效符號時間，Tg表示OFDM循環(huán)前綴時間；圖3P802.16a/D5-2002規(guī)范中的下行前導(dǎo)序列結(jié)構(gòu)，Tb表示OFDM有效符號時間，Tg表示OFDM循環(huán)前綴時間；圖4示出了本發(fā)明正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)無線信道估計的示意圖；圖5本發(fā)明提出的信道估計流程圖， 表示基于前導(dǎo)序列的LS估計， 表示所選擇的重要傳播路徑， 表示本發(fā)明的信道估計結(jié)果。
具體實施例方式
為了以較低的實現(xiàn)復(fù)雜性，取得較好的性能，本發(fā)明提出了一種新的信道估計方法●拋棄延時大于OFDM符號循環(huán)前綴時間的信道沖激響拋棄延時大于OFDM符號循環(huán)前綴時間的信道沖激響應(yīng)，即將延時大于OFDM符號循環(huán)前綴時間的信道沖激響應(yīng)系數(shù)設(shè)置為零。這是由于在設(shè)計OFDM系統(tǒng)時，通常要求OFDM循環(huán)前綴時間不小于信道的最大時延，以保證不會因信道衰落產(chǎn)生OFDM符號間干擾，所以拋棄延時大于OFDM符號循環(huán)前綴時間的信道沖激響應(yīng)，不但不會漏掉重要的傳播路徑，而且為減少噪聲的影響。
●進(jìn)行兩次LS估計對于每一個OFDM幀，首先用前導(dǎo)序列進(jìn)行LS估計(每一個OFDM幀進(jìn)行一次)，然后選擇重要的傳播路徑，拋棄次要的傳播路徑，得到有效的傳播路徑，當(dāng)作這一幀的信道有效傳播路徑。再用插入在該幀每個OFDM符號內(nèi)的導(dǎo)頻，進(jìn)行LS估計(每一個OFDM符號進(jìn)行一次，因為選出的有效傳播路徑數(shù)不會太多，所以可以估計得比較準(zhǔn)確，即使每個OFDM符號內(nèi)的導(dǎo)頻數(shù)較少)，得到的估計值，用于這個OFDM符號的時域均衡，或者經(jīng)過FFT變換后，用于這個OFDM符號的頻域均衡。
●選擇重要的傳播路徑，拋棄次要的傳播路徑用前導(dǎo)序列對OFDM無線傳播信道進(jìn)行第一次LS估計后，得到的信道沖激響應(yīng)系數(shù)，有很多幅度很小(相對最大幅度而言)。對于這些幅度很小的傳播路徑而言，通過的噪聲能量比通過的信號能量還要多。如果考慮這些傳播路徑，只會對系統(tǒng)的性能產(chǎn)生負(fù)面影響。這樣的路徑在做信道估計時理應(yīng)拋棄，這樣可以得到較少而且較準(zhǔn)確的有效傳播路徑數(shù)。再用插入在每個OFDM符號內(nèi)的導(dǎo)頻，進(jìn)行第二次LS估計，就可得到較準(zhǔn)確的傳播系數(shù)，即使插入在每個OFDM符號內(nèi)的導(dǎo)頻數(shù)較少。
本發(fā)明聯(lián)合利用了OFDM幀結(jié)構(gòu)中的前導(dǎo)序列和導(dǎo)頻信息來估計信道，它適用于使用802.16/802.16a和802.11a規(guī)范中的幀結(jié)構(gòu)的OFDM系統(tǒng)，同時也兼容類似的幀結(jié)構(gòu)。也就是說只要是使用了如圖1所示的OFDM幀結(jié)構(gòu)，都可使用本發(fā)明提出的方法來估計它的無線傳播信道。
(1)OFDM幀結(jié)構(gòu)圖1所示為本發(fā)明使用的OFDM幀結(jié)構(gòu)，在每幀的開頭是前導(dǎo)序列，有若干個OFDM符號長度。隨后是由傳輸數(shù)據(jù)構(gòu)成的OFDM符號，每個OFDM符號內(nèi)插有若干導(dǎo)頻信號。每個OFDM符號內(nèi)的導(dǎo)頻位置和個數(shù)都可以是變化的或者是恒定的。凡是圖1所示的OFDM幀結(jié)構(gòu)都可使用本發(fā)明。例如，802.16/802.16a規(guī)范中就規(guī)定了這樣的OFDM幀結(jié)構(gòu)，所以它們都可選用本發(fā)明來做信道估計。P802.16a/D5-2002規(guī)范中的前導(dǎo)序列結(jié)構(gòu)如圖2和圖3所示，它的OFDM符號參數(shù)如表1所規(guī)定。圖2是上行的前導(dǎo)序列，它包含重復(fù)的128個采樣值，最前頭的循環(huán)前綴長度按表1規(guī)定。圖3是下行的前導(dǎo)序列，它首先是64個采樣的4次重復(fù)，前頭是按表1規(guī)定的循環(huán)前綴；緊跟著的是重復(fù)的128個采樣值，前頭是按表1規(guī)定的循環(huán)前綴。
表1OFDM符號參數(shù)(NFFT表示OFDM系統(tǒng)總的子載波數(shù)；Nused表示用于承載數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻的載波數(shù)；Fs表示調(diào)制符號的采樣頻率；BW表示信道帶寬。)

(2)信道估計器下面參照圖4描述本發(fā)明的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)的無線信道估計器。圖4示出了本發(fā)明正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)無線信道估計的示意圖。
圖4中各部分解釋如下 表示傳送的OFDM幀信號(沒有包含循環(huán)前綴)，幀信號的最前面是m個OFDM符號組成的前導(dǎo)序列，后面是數(shù)據(jù)OFDM符號，每個數(shù)據(jù)OFDM符號中按一定的格式插有若干數(shù)目的導(dǎo)頻；b)IFFT表示發(fā)射端對OFDM符號的逆快速Fourier變換，h表示信號傳播的多徑信道。
c)----n0···nNFFT-1T]]>表示時域信道噪聲。
d)FFT表示接收端對OFDM符號的快速Fourier變換。
e)MST表示重要路徑選擇器，選擇重要的傳播路徑，拋棄次要的傳播路徑；f)接收端判斷接收到的OFDM符號是不是前導(dǎo)序列如果是，則進(jìn)行基于前導(dǎo)序列的LS估計，選擇重要的傳播路徑 (圖中MST的意思是most siganificant taps，表示選擇重要的傳播路徑[n1…nJ])，傳遞給后面基于導(dǎo)頻的LS估計；如果不是，則說明它是數(shù)據(jù)OFDM符號，此時可根據(jù)相應(yīng)于導(dǎo)頻信號的接收信號RC1···RCmT]]>(c1c2… cm表示導(dǎo)頻在OFDM符號中的位置)和所選擇出來的重要傳播路徑的位置，進(jìn)行基于導(dǎo)頻的LS估計；估計出來的信道沖激響應(yīng)，可用于時域均衡，經(jīng)過FFT變換后，可用于頻域均衡。
因此，本發(fā)明的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中無線信道估計器包括判斷器，基于前導(dǎo)序列的LS估計器，重要路徑選擇器和基于導(dǎo)頻的LS估計器。判斷器，位于接收端，用于判斷所接收到的信號是否為前導(dǎo)序列，如果不是前導(dǎo)序列，則將其輸出給基于導(dǎo)頻的LS估計器；如果是前導(dǎo)序列，則將其輸出給基于前導(dǎo)序列的LS估計器?；谇皩?dǎo)序列的LS估計器，用于對輸入的信號進(jìn)行基于前導(dǎo)序列的LS估計，并將所得到信道沖激響應(yīng)的結(jié)果輸入重要路徑選擇器。重要路徑選擇器，用于將接收的基于序列LS估計后的信道沖激響應(yīng)系數(shù)幅度與預(yù)定門限相比較，選擇不小于預(yù)定門限的信道沖激響應(yīng)的元素或者選擇信道沖激響應(yīng)幅值最大的預(yù)定數(shù)量的元素為重要的傳播路徑，通過使其它傳播路徑對應(yīng)的元素設(shè)置為零而拋棄其它傳播路徑?；趯?dǎo)頻的LS估計器，對重要路徑選擇器所選擇的傳播路徑和來自判斷器的信號用插入在正交頻分復(fù)用符號內(nèi)的導(dǎo)頻進(jìn)行LS估計，估計所選擇的傳播路徑的幅值和相位作為最終的信道估計值。
2.發(fā)明的方法說明本發(fā)明提出的方法就是循環(huán)地進(jìn)行上述操作過程，流程圖如圖5所示。
如圖5所示，本發(fā)明提出的信道估計方法分三步進(jìn)行首先進(jìn)行基于前導(dǎo)序列的LS估計，接著選擇重要的傳播路徑，拋棄次要的傳播路徑；最后進(jìn)行基于導(dǎo)頻的LS估計。后續(xù)步驟要用到前一步驟的結(jié)果。下面將三部分分述如下(1)基于前導(dǎo)序列的LS估計根據(jù)(1)式揭示的OFDM系統(tǒng)的傳輸機(jī)理，有下式成立，R./P＝WLhL+N./P其中，P=P0,kP1,k···P(NFFT-1),kT]]>表示前導(dǎo)序列中的第k個頻域OFDM符號，用它來做信道估計；R=R0R1···R(NFFT-1)T]]>表示相應(yīng)于P的各子載波上的頻域接收信號；./表示對應(yīng)元素相除(以下同)；hL表示信道的沖激響應(yīng)，其中L表示信道沖激響應(yīng)的長度，一般來講，它不大于循環(huán)前綴的長度加一，這意味著拋棄延時大于OFDM符號循環(huán)前綴時間的信道沖激響應(yīng)，即將延時大于OFDM符號循環(huán)前綴時間的信道沖激響應(yīng)系數(shù)設(shè)置為零。(以下同)；
WL表示NFFT點(diǎn)的FFT矩陣(如(2)式所示)的前L列；N=N0N1···N(NFFT-1)T]]>表示各子載波上的頻域噪聲。
由最小平方原則，可知信道沖激響應(yīng)的最小平方估計為h^L=(WLHWL)-1WLH(R./P)=---(3)]]>這就是本發(fā)明的基于前導(dǎo)序列的LS估計。
(2)選擇重要的傳播路徑，拋棄次要的傳播路徑從基于前導(dǎo)序列的LS估計中得到的 是一個包含L個元素的列向量，每個元素對應(yīng)一條信號傳播路徑的衰落和相移，通常 中有很多元素的幅值很小(相對于 中幅值最大的元素而言)。對于幅值較小的路徑而言，通過的噪聲可能比通過的有效信號還要多，這樣的傳播路徑在做信道估計時應(yīng)該舍棄，相應(yīng)的元素值設(shè)為0。決定是否舍棄的門限通常設(shè)為 最大幅值的一個百分比。當(dāng)然也可用其它方式進(jìn)行取舍，例如從 中選擇若干個幅值最大的元素作為傳播路徑。傳播路徑的取舍過程如下假定由基于前導(dǎo)序列的LS估計得到的對信道沖激響應(yīng)的估計如下h^L=(WLHWL)-1WLH(R./P)=h0h1···hL-1T]]>a)可以選用 中的最大幅值的一個百分比作為門限，例如取最大幅值的10％作為門限，不小于該門限的選為重要的傳播路徑；否則，將其設(shè)置為零。即如果h0，h1，……，hL-1中有J個不小于門限，則重要的傳播路徑為hLS-MST=hn1hn2···hnJT,0≤n1,n2,···,nJ≤L-1]]>它們是信道沖激響應(yīng)的第n1n2…nJ個元素，信道沖激響應(yīng)的其它元素設(shè)為0。即此時信道的沖激響應(yīng)可認(rèn)為是h^LS-MST=···0hn10···0hn20···0hnJ0···T,]]>共有J個非零元素。門限的選擇與信噪比有關(guān)。
b)也可以選擇 中幅值最大的J個元素作為重要的傳播路徑，其它設(shè)置為零。重要的傳播路徑為hLS-MST=hn1hn2···hnJT,0≤n1,n2,···,nJ≤L-1]]>它們是信道沖激響應(yīng)幅值最大的第n1n2…nJ個元素，信道沖激響應(yīng)的其它元素設(shè)為0。即此時信道的沖激響應(yīng)可認(rèn)為是h^LS-MST=···0hn10···0hn20···0hnJ0···T,]]>共有J個非零元素。J的選擇應(yīng)該接近實際的信道徑數(shù)。
(3)基于導(dǎo)頻的LS估計很多信道估計算法通常需要假設(shè)信道傳遞函數(shù)在一個OFDM符號周期，甚至在一個OFDM幀周期內(nèi)是基本不變的，也就說它們僅適用于慢衰落信道。事實上，如果是一個在OFDM幀周期內(nèi)基本不變的慢衰落信道，可以用在選擇重要的傳播路徑，拋棄次要的傳播路徑中得到的 為這一幀內(nèi)的數(shù)據(jù)OFDM符號做信道均衡，不需要(當(dāng)然也可以)做基于導(dǎo)頻的LS估計。但是實際的寬帶無線信道甚至在一個OFDM符號周期內(nèi)都可能有明顯的變化，尤其是對高速運(yùn)動時的快衰落信道而言。因此，有必要在選擇重要的傳播路徑，拋棄次要的傳播路徑后，利用插入在每個OFDM符號內(nèi)的導(dǎo)頻信號來實時地估計信道特征，用以更好地對消信道對信號傳輸?shù)挠绊憽?br> 本發(fā)明提出的基于導(dǎo)頻的LS估計算法如下Rp./Pp＝WphLS-MST+Np./Pp其中，Pp=Pc1Pc2···PcmT]]>是插入在每個OFDM符號內(nèi)的m個導(dǎo)頻(每個OFDM符號內(nèi)的導(dǎo)頻數(shù)m可以是恒定的，也可以是變化的)，它們是OFDM符號的第c1c2…cm個元素。m的值及c1c2…cm在系統(tǒng)設(shè)計時決定。例如對于規(guī)范P802.16a/D5-2002規(guī)定的OFDM傳輸結(jié)構(gòu)，子載波總數(shù)NFFT＝256，m＝8，[c1c2…cm]＝[-84 -60 -36 -12 12 36 60 84]+128；Rp=Rc1Rc2···RcmT]]>是相應(yīng)于導(dǎo)頻Pp的頻域接收信號；hLS-MST=hn1hn2···hnJT]]>代表選出的重要的傳播路徑(位置)，它們是信道沖激響應(yīng)的第n1n2…nJ個元素，信道沖激響應(yīng)的其它元素設(shè)為0；Wp是由NFFT點(diǎn)的FFT矩陣(如(2)式所示)的第n1n2…nJ列，第c1c2…cm行構(gòu)成的子矩陣；
Np=Nc1Nc2···NcmT]]>表示第c1c2…cm個子載波上的頻域噪聲。
根據(jù)最小平方原則，h^p=h^^n1h^^n2··h^^nJT=(WpHWp)-1WpH(Rp./Pp)---(4)]]>就是對hLS-MST的最小平方估計。上述三部分綜合起來，本發(fā)明估計出來的信道沖激響應(yīng)為h^LS-MST-LS[n]=Σi=0J-1h^^niδ[n-ni],n=0,1,···,N-1]]>可用于時域均衡，或者對其做FFT變換后，用于OFDM系統(tǒng)的頻域均衡。
權(quán)利要求
1.一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中無線信道估計方法，包括如下步驟(1)基于前導(dǎo)序列的LS估計，首先判斷在接收端的正交頻分復(fù)用(OFDM)符號是否為前導(dǎo)序列，如果不是前導(dǎo)序列，則是數(shù)據(jù)正交頻分復(fù)用(OFDM)符號并執(zhí)行步驟(3)；如果是前導(dǎo)序列，則進(jìn)行基于前導(dǎo)序列的LS估計；(2)重要路徑選擇，(a)將基于前導(dǎo)序列LS估計后的信道沖激響應(yīng)系數(shù)幅度與預(yù)定門限相比較并選擇不小于預(yù)定門限的信道沖激響應(yīng)的元素為重要傳播路徑，通過使其它傳播路徑對應(yīng)的元素設(shè)置為零而拋棄其它傳播路，或者(b)選擇信道沖激響應(yīng)幅值最大的預(yù)定數(shù)量的元素為重要傳播路徑，通過使其它傳播路徑對應(yīng)的元素設(shè)置為零而拋棄其它傳播路；(3)基于導(dǎo)頻的LS估計，對步驟(2)中所選擇重要的傳播路徑和步驟(1)中所述數(shù)據(jù)正交頻分復(fù)用(OFDM)符號用插入正交頻分復(fù)用(OFDM)符號內(nèi)的導(dǎo)頻進(jìn)行LS估計，將估計所得的幅值和相位作為最終的信道估計值。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，在所述步驟(1)中，按下式進(jìn)行基于前導(dǎo)序列的LS估計h^L=(WLHWL)-1WLH(R./P)]]>上式 表示信道沖激響應(yīng)的最小平方估計，其中P=P0,kP1,k···P(NFFT-1),kT]]>表示前導(dǎo)序列中的第k個頻域正交頻分復(fù)用(OFDM)符號；R=R0R1···R(NFFT-1)T]]>表示相應(yīng)于P的各子載波上的頻域接收信號；./表示對應(yīng)元素相除；hL表示信道的沖激響應(yīng)，其中L表示信道沖激響應(yīng)的長度，它不大于循環(huán)前綴的長度加一，WL表示NFFT點(diǎn)的FFT矩陣的前L列；NFFT表示OFDM系統(tǒng)總的子載波數(shù)；WLH表示矩陣WL的共軛轉(zhuǎn)置.
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于選擇重要的傳播路徑實際上是選擇重要傳播路徑的位置。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，在步驟(2)中所述的預(yù)定門限為信道沖激響應(yīng)系數(shù)幅度的最大幅值的一個百分比。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述的步驟(2)的(a)選擇重要傳播路徑的方法如下假定由基于前導(dǎo)序列的LS估計得到的對信道沖激響應(yīng)的估計如下h^L=(WLHWL)-1WLH(R./P)=h0h1···hL-1T]]>如果h0，h1，……，hL-1中有J個不小于預(yù)定門限，則重要的傳播路徑為hLS-MST=hn1hn2···hnJT,0≤n1,n2,···,nJ≤L-1]]>它們是信道沖激響應(yīng)的第n1n2…nJ個元素，信道沖激響應(yīng)的其它元素設(shè)為0，即此時信道的沖激響應(yīng)可認(rèn)為是h^LS-MST=···0hn10···0hn20···0hnJ0···T,]]>共有J個非零元素，根據(jù)信噪比選擇預(yù)定門限。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于在所述步驟(2)的(b)選擇重要傳播路徑的方法如下假定由基于前導(dǎo)序列的LS估計得到的對信道沖激響應(yīng)的估計如下h^L=(WLHWL)-1WLH(R./P)=h0h1···hL-1T]]>選擇 中幅值最大的J個元素作為重要的傳播路徑，其它設(shè)置為零，重要的傳播路徑為hLS-MST=hn1hn2···hnJT,0≤n1,n2,···,nJ≤L-1]]>它們是信道沖激響應(yīng)幅值最大的第n1n2…nJ個元素，信道沖激響應(yīng)的其它元素設(shè)為0，即此時信道的沖激響應(yīng)可認(rèn)為是h^LS-MST=···0hn10···0hn20···0hnJ0···T,]]>共有J個非零元素，根據(jù)實際的信道徑數(shù)來選擇J，使J接近實際的信道徑數(shù)。
7.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于在所述步驟(3)中的基于導(dǎo)頻的LS估計如下 其中，Rp./Pp=WphLS-MST+Np./Pp]]>Pp=Pc1Pc2···PcmT]]>是插入在每個正交頻分復(fù)用(OFDM)符號內(nèi)的m個導(dǎo)頻，它們是正交頻分復(fù)用OFDM符號的第c1c2…cm個元素，m的值及c1c2…cm在系統(tǒng)設(shè)計時決定；Rp=Rc1Rc2···RcmT]]>是相應(yīng)于導(dǎo)頻Pp的頻域接收信號；hLS-MST=hn1hn2···hnJT]]>代表在驟(2)選出的重要的傳播路徑，它們是信道沖激響應(yīng)的第n1n2…nJ個元素，信道沖激響應(yīng)的其它元素設(shè)為0；Wp是由NFFT點(diǎn)的FFT矩陣的第n1n2…nJ列，第c1c2…cm行構(gòu)成的子矩陣，NFFT表示正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)子載波總數(shù)；Np=Nc1Nc2···NcmT]]>表示第c1c2…cm個子載波上的頻域噪聲。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于所述每個正交頻分復(fù)用(OFDM)符號內(nèi)的導(dǎo)頻數(shù)m可以是恒定的，也可以是變化的。
9.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于對于慢衰落信道而言，將經(jīng)過步驟(2)選擇的 作為信道估計的最終結(jié)果，而不再做基于導(dǎo)頻的信道估計的方法。
10.一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中無線信道估計器，其特征在于，所述估計器包括判斷器，基于前導(dǎo)序列的LS估計器，重要路徑選擇器和基于導(dǎo)頻的LS估計器；判斷器，位于接收端，用于判斷所接收到的正交頻分復(fù)用(OFDM)信號是否為前導(dǎo)序列，如果不是前導(dǎo)序列，則將其輸出給基于導(dǎo)頻的LS估計器；如果是前導(dǎo)序列，則將其輸出給基于前導(dǎo)序列的LS估計器；基于前導(dǎo)序列LS估計器，用于對輸入的信號進(jìn)行基于前導(dǎo)序列的LS估計，并將所得到信道沖激響應(yīng)的結(jié)果輸入重要路徑選擇器；重要路徑選擇器，用于將接收的基于前導(dǎo)序列的LS估計估計出的信道沖激響應(yīng)系數(shù)幅度與預(yù)定門限相比較，選擇不小于預(yù)定門限的信道沖激響應(yīng)的元素或者選擇信道沖激響應(yīng)幅值最大的預(yù)定數(shù)量的元素為重要的傳播路徑，通過使其它傳播路徑對應(yīng)的元素設(shè)置為零而拋棄其它傳播路；基于導(dǎo)頻的LS估計器，對重要路徑選擇器所選擇的傳播路徑和來自判斷器的信號用插入正交頻分復(fù)用的符號內(nèi)的導(dǎo)頻進(jìn)行LS估計，估計所選擇的傳播路徑的幅值和相位作為最終的信道估計值。
全文摘要
本發(fā)明提供一種正交頻分復(fù)用(OFDM)通信系統(tǒng)中無線信道估計方法和估計器。首先判斷在接收端的OFDM符號是否為前導(dǎo)序列，如果是前導(dǎo)序列，則進(jìn)行基于前導(dǎo)序列的LS估計；然后進(jìn)行重要路徑選擇，(a)將基于前導(dǎo)序列的LS估計估計出的信道沖激響應(yīng)系數(shù)幅度與預(yù)定門限相比較并選擇不小于預(yù)定門限的信道沖激響應(yīng)的元素為重要傳播路徑，拋棄其它傳播路徑，或者(b)選擇信道沖激響應(yīng)幅值最大的預(yù)定數(shù)量的元素為重要傳播路徑，拋棄其它傳播路徑；如果不是前導(dǎo)序列，則是數(shù)據(jù)OFDM符號，對所選擇重要傳播路徑用插入在該OFDM符號內(nèi)的導(dǎo)頻進(jìn)行基于導(dǎo)頻的LS估計。將估計所得的幅值和相位作為最終的信道估計值。
文檔編號H04B1/00GK1505293SQ02154368
公開日2004年6月16日 申請日期2002年12月2日 優(yōu)先權(quán)日2002年12月2日
發(fā)明者陳永春, 王海, 周判渝, 金香蘭 申請人:北京三星通信技術(shù)研究有限公司, 三電電子株式會社