帶有德爾塔西格瑪調制器和與其連接的開關式放大器的裝置制造方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及一種數(shù)模轉換器，該數(shù)模轉換器具有德爾塔西格瑪調制器和與其連接的開關式放大器。在德爾塔西格瑪調制器(DSM)的多位輸出端上連接有并串轉換器(PSC)和連接在后的用于并串轉換器(PSC)的串行脈沖寬度調制的輸出信號ya2的翻轉環(huán)節(jié)(SHS)的串聯(lián)電路，并且翻轉環(huán)節(jié)(SHS)根據(jù)在得到的輸出信號ya3中的相應在前的字的最后的位值0或1將當前字(只要存在)的二進制0和1的順序交換。在字邊界處最大可能地取消1-0或0-1過渡。
【專利說明】帶有德爾塔西格瑪調制器和與其連接的開關式放大器的裝 CP3

【技術領域】
[0001] 本發(fā)明涉及（根據(jù)三個并列專利權利要求1、2和3) -種帶有德爾塔西格瑪調制 器和與其連接的開關式放大器的裝置，所述裝置尤其是用于處理具有低過采樣率（0SR)和 高信噪比（SNR)的輸入信號。

【背景技術】
[0002] 基于開關式放大器尤其在開關運行中M0SFET輸出級在截止狀態(tài)（"Cut-off State"）和飽和狀態(tài)中只需非常小的功率的事實，這提供了較之線性工作的放大器更好的 效率。理論上，只在這些狀態(tài)之間切換時需要功率。
[0003] 在開關運行中，開關式放大器（數(shù)字放大器）之前常常出現(xiàn)PDM(脈沖持續(xù)時間調 制）模式和/或DSM(德爾塔西格瑪調制器）模式，其將高分辨的信號轉換成很多高頻率分 辨率低的信號（1比特脈沖序列）。輸出級常常跟在低通重構濾波器之后，該低通重構濾波 器重建經(jīng)放大的基帶信號。
[0004] 德爾塔西格瑪調制器（以下簡稱DSM)形成信噪比（SNR)，即德爾塔西格瑪 調制器將頻率范圍中的噪聲從信號移除。在Richard Schreier，Gabor Temes所著 的專業(yè)書籍〈〈Understanding Delta-Sigma Data Converters)) (Wiley Interscience Publication2005, ISBN0-471-46585-2)中介紹了多種常規(guī)DSM結構。在那里描述的結構 針對低采樣率的基帶信號。DSM的高階的（例如大于16)比較高的過采樣率被用來保證輸 出信號的可接受的SNR。但在基帶信號的采樣率非常高的情況下（超過2MSps (每秒鐘百萬 個樣本）），對于功率放大而言只有低過采樣率在技術上才是可行的。大部分功率放大器晶 體管的電學特性對于高頻輸入脈沖引起輸出信號的質量和放大效率強的劣化。
[0005]針對低米樣率（RSR :raduced sampling rate)設計的 DSM(RSR-DSM)以低得 非常多的0SR提供相同的SNR量級。在Vahid Majidzadeh、Omid Shoaei所著的文章 "A Reduced-Sample-Rate Sigma-Delta-Pipeline ADC Architecture for High-Speed High-Resolution Applications"（在 IEICE Transactions89-C(6):692_701(2006)公開） 中：曾介紹用于RSR環(huán)路濾波器的兩種實際例子。RSR-DSM4階和6階相比于常規(guī)DSM環(huán)路 濾波器提供針對低0SR的更高的SNR。
[0006] 在DSM中使用多位量化提高了 SNR并且改善了 DSM的穩(wěn)定性，如在 George Bouropoulos 的論文"Delta-Sigma Modulators:modeling, design and application"（Imperial College Press2003. ISBN1-86094-369-1)中所公開并且在 Jurgen van Engelen 的博士論文"Stability Analysis and Design of Bandpass Sigma Delta Modulators"（Technische UniversitSt Eindhoven, 1999, ISBN90-386-1580-9)中 所討論的那樣。然而，DSM的多位輸出的每位要求帶有加權的電流供給的單獨輸出級通道。 所述的解決方案成本非常高昂并且從技術角度來看并不推崇。
[0007] 對該缺點的基本校正是，在開關運行的CDA中在M0SFET輸出級之前并且在多 位DSM的輸出端上設置并串轉換器，并且因此將1比特脈沖電流饋送至CDA中。該方案 在JurgenvanEngelen的博 士論文"StabilityAnalysisandDesignofBandpass SigmaDeltaModulators"中予以簡要闡述，其中，該方案例如使用在如GB-A2438774， GB-A2435559或GB-A2406008的幾份專利申請中。
[0008] 為了找到對DSM中的環(huán)路濾波器最佳的系數(shù)，可以使用搜尋算法，如其例如在 Hwi-MingWang的論文"AnAutomaticCoefficientDesignMethodologyforHigh-〇rder BandpassSigma-DeltamodulatorwithSingle-StageStructure，'（IEEETransactions onCircuitsandSystemsII，2006 年 7 月，580-584 頁）或Wan-RoneLiou的論文 "ALow-PowerMulti-BitDelta-sigmaModulatorwithDataWeightedAveraging Technique，'（WorkshoponConsumerElectronicsandSignalProcessing,2005 年， Taiwan)所闡明的那樣。
[0009] 現(xiàn)有技術中，常常在輸出端上使用具有多位信號的DSM，并且常常放大音頻信號， 因此在那里有明顯更低的頻率范圍，更小的帶寬以及相應更低的采樣率。在專利申請GB-A 2 438 774、GB-A 2 435 559或GB-A2 406 008所描述的解決方案中，P/S轉換對環(huán)路濾 波器的結構及其參數(shù)有強烈影響。此外，在專利申請GB-A 2 438 774、GB-A 2 435 559或 GB-A2 406 008中對翻轉的控制要求復雜的控制/邏輯電路。
[0010] 此外，從US-A 5, 815, 102公開了數(shù)模（D/A)轉換器，尤其是德爾塔西格瑪轉換器， 用于音頻信號和減少的切換。
[0011] 人類聽力范圍的音頻處在16HZ至20kHz的范圍中。這種D/A轉換器尤其視為對如 下助聽器是有用的，這些助聽器（為了接收環(huán)境聲）具有音頻接收器或者音頻接受器，其具 有：模數(shù)轉換器，以便將聲序列或聲轉換成低比率和高分辨率的數(shù)字信號；數(shù)字處理電路， 以便修改低比率和高分辨率的數(shù)字信號的質量；內(nèi)插電路，以便將低比率和高分辨率的數(shù) 字信號轉換成高分辨率且中等比率的信號；和數(shù)模轉換器，以便將經(jīng)修改的中等比率和高 分辨率的數(shù)字信號轉換回模擬聲。為了提供數(shù)模（D/A)轉換器（其由于輸出信號轉化的數(shù) 目減小而具有低功耗），在維持低畸變的同時，在根據(jù)US-A 5, 815, 102的助聽器中，接通循 環(huán)解調器將低分辨率和高比率的數(shù)字信號按低轉化比率的預定格式來格式化。為此，多位 值根據(jù)中等分辨率和中等比率的數(shù)字信號的每個輸入的或輸入值來確定并且這樣所確定 的值作為低分辨率和高比率的數(shù)字信號輸出。例如，接通循環(huán)解調器可以存儲對應于中等 分辨率和中等比率的數(shù)字信號的每個可能的輸入值（例如在ROM中）的值并且查找針對中 等分辨率和中等比率的每個輸入的數(shù)字信號的相應存儲的值。將輸入值轉換成輸出值于是 通過所謂的對輸入信號的"格式化"來進行，該格式化通過對所存儲的值的查閱來實施。在 交替的格式中，奇數(shù)循環(huán)從右增長，而偶數(shù)循環(huán)從左增長。
[0012] 最后，從US 2010/0066580 A1已知了音頻數(shù)模（D/A)轉換器，其將數(shù)字音頻信號 轉換成模擬音頻信號。過采樣技術典型地使用在音頻D/A轉換器中，以便改善模擬輸出 信號的精度，使得其準確地代表D/A轉換器的輸出端上的數(shù)字信號。在US 2010/0066580 A1中利用的方法需要對輸入信號的每個量化水平有多個序列的表并且在此情況下分別 需要正的和負的序列。此外，在具有正的和負的"共模能量（common mode energy)"的序 列之間交替，其中在相同"組"中的序列都以相同的二進制值開始并且都以相同的二進制 值結束。由于由此每序列各2比特已確定，所以需要輸出信號的更高的時鐘頻率，其中在 US2010/0066580 A1考慮的低頻率的音頻信號的情況下這沒有妨礙地進行作用。
[0013] 基本問題是在輸出級中實現(xiàn)高頻率。原則上，期望在DSM中的量化盡可能高用于 在輸出端上的更好信號質量（SNR)，也就是說，量化器的分辨率盡可能高并且由此在DSM的 輸出端上的位盡可能多。但量化越高，則所需的頻率就越高，以便驅動輸出級（只要輸出級 的分辨率比量化器的分辨率低，如在這里所考慮的情況下給定的那樣）。此外，芯片墊（更 確切地說：用以焊裝集成電路裸片的電路板）也具有低通特征，其中，低通的邊界頻率與相 應所使用的芯片技術有關。過采樣率（0SR)越高且由此墊的時鐘頻率越高，頻率范圍變得 越大，在該頻率范圍中由于通過低通特征對脈沖的濾波而在芯片墊上存在問題。過采樣率 (0SR)的減小必然導致?lián)p耗功率低并且開關式放大器中的信號畸變小。
[0014] 總之，可以確定，在現(xiàn)有技術中（其中考慮對音頻信號的放大），有用信號帶寬和 采樣頻率明顯更低，使得甚至在高過采樣率（0SR)的情況下實現(xiàn)所需的頻率仍毫無問題。 對功率電子裝置，（相較于在音頻范圍中）更高的頻率是高的挑戰(zhàn)，因為在此由于較高的開 關頻率在放大器的輸入端上形成信號畸變。


【發(fā)明內(nèi)容】

[0015] 本發(fā)明所基于的任務是構造用于開關式放大器的德爾塔西格瑪調制器，使得在數(shù) 兆赫茲的范圍中實現(xiàn)更高的信噪比SNR并且噪聲傳遞函數(shù)（NTF)在有用頻率范圍上盡可能 低和平坦。在此，輸出級被構造使得實現(xiàn)能量效率的明顯提高、損耗功率的減小和可變的供 給電壓范圍并且由此實現(xiàn)具有相同SNR的動態(tài)性的適應。
[0016] 該任務根據(jù)專利權利要求1通過具有德爾塔西格瑪調制器和與其連接的開關式 放大器的裝置借助如下方式來解決，在德爾塔西格瑪調制器的多位輸出端上連接有由并串 轉換器和連接在后的用于并串轉換器的串行輸出信號y a2的翻轉環(huán)節(jié)構成的串聯(lián)電路，并 且翻轉環(huán)節(jié)根據(jù)在得到的輸出信號ya3中相應在前的字的最后的位值〇或1將當前字（只 要存在）的二進制零和一的順序交換，由此輸送給德爾塔西格瑪調制器的輸入信號（其可 以具有在25kHz之上的頻率范圍）以優(yōu)選為8的低過采樣率和高信噪比來準備并且在字邊 界處最大可能地取消1-0或0-1過渡。
[0017] 此外，該任務根據(jù)專利權利要求2通過具有德爾塔西格瑪調制器和與其連接的開 關式放大器的裝置借助如下方式來解決，在德爾塔西格瑪調制器的多位輸出端上連接有由 用于德爾塔西格瑪調制器的并行輸出信號y bl的翻轉環(huán)節(jié)和連接在后的并串轉換器構成的 串聯(lián)電路，并且翻轉環(huán)節(jié)根據(jù)在得到的輸出信號yb3中相應在前的字的最后的位值〇或1將 當前字（只要存在）的二進制零和一的順序交換，由此輸送給德爾塔西格瑪調制器的輸入 信號（其可以具有在25kHz之上的頻率范圍）以優(yōu)選為8的低過采樣率和高信噪比來準備 并且在字邊界處最大可能地取消1-0或0-1過渡。
[0018] 此外，該任務根據(jù)專利權利要求3通過具有德爾塔西格瑪調制器和與其連接的開 關式放大器的裝置借助如下方式來解決，在德爾塔西格瑪調制器的多位輸出端上連接有K 個調制表的并聯(lián)電路、連接在后的復用器（其由控制單元分別操控以選擇調制表的輸出） 和連接在復用器之后的并串轉換器，由此輸送給德爾塔西格瑪調制器的輸入信號（其可以 具有在25kHz之上的頻率范圍）以優(yōu)選為8的低過采樣率和高信噪比來處理并且在字邊界 處最大可能地取消1-0或0-1過渡。
[0019] 根據(jù)本發(fā)明的裝置能夠實現(xiàn)能量效率的明顯提高、損耗功率的減小和可變的供給 電壓范圍并且由此實現(xiàn)具有相同SNR的動態(tài)性的適應。德爾塔西格瑪調制器在此用作轉換 器，其將信號以確定的分辨率轉換成其他分辨率的其他信號或將以確定形式存在的輸入信 號轉換成其他形式的輸出信號，其中，信號保留其信息。尤其是，將無限分辨率的模擬信號 轉換成有限分辨率的數(shù)字信號。轉換在此如下地進行，使得信號的特征針對后續(xù)的開關式 放大器來優(yōu)化。
[0020] 本發(fā)明在此并不限于一種類型的德爾塔西格瑪調制器DSM，而是可以利用任意 DSM來轉換，所述DSM滿足至少一個確定的規(guī)則。該規(guī)則是低采樣率，因為在西格瑪?shù)聽査?調制器與開關式放大器（數(shù)字放大器）之間進行并行串行轉換，其所需的時鐘頻率（具有 相應所考慮的技術）必須實現(xiàn)，如開關式放大器的那樣。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0021] 其他優(yōu)點和細節(jié)可以從參照附圖對本發(fā)明的優(yōu)選的實施形式的以下描述中獲得。 在附圖中：
[0022] 圖la、lb示出了根據(jù)本發(fā)明的裝置的架構的兩種擴展方案，
[0023] 圖2示出了根據(jù)圖1的DSM的架構的一種擴展方案，
[0024] 圖3示出了根據(jù)圖2的DSM的極和零位的兩個優(yōu)化位置，
[0025] 圖4a、4b、4c示出了在系統(tǒng)輸入端、量化輸出端和系統(tǒng)輸出端上的功率密度譜，
[0026] 圖5不出了根據(jù)DSM的0FDM(正交頻分復用）信號的脈沖數(shù)目的概率分布，
[0027] 圖6a、6b示出了帶有或不帶用于0FDM信號的字翻轉的PDM的輸出信號的功率譜，
[0028] 圖7a、7b示出了帶有或不帶有用于正弦信號的字翻轉的PDM的輸出信號的功率 譜，
[0029] 圖8示出了以根據(jù)本發(fā)明的信號段為例的脈沖翻轉的原理，
[0030] 圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的裝置的架構的另一種擴展方案，
[0031] 圖10示出了針對字翻轉的情況的按圖9的根據(jù)本發(fā)明的裝置的架構的一種擴展 方案，
[0032] 圖11示出了多位開關式放大器CDA的一個實施例，
[0033] 圖12示出了帶有DDL類的調節(jié)回路的放大器CDA的一個實施例，
[0034] 圖13a、13b和13c示出了匹配環(huán)節(jié)的三個擴展方案，以及
[0035] 圖14示出了用于產(chǎn)生用于開關式放大器的可變供給電壓范圍的電路的擴展方 案。

【具體實施方式】
[0036] 圖la、lb示出了根據(jù)本發(fā)明的裝置的架構的兩個擴展方案，而圖9示出了根據(jù)本 發(fā)明的裝置的架構的另一擴展方案，所述裝置具有德爾塔西格瑪調制器DSM和與該德爾塔 西格瑪調制器連接的開關式放大器（數(shù)字放大器）CDA，尤其針對應用情況PLC (PowerLine Communication (電力線通信）（PLC))系統(tǒng)，所述系統(tǒng)是消息傳遞系統(tǒng)，所述消息傳遞系統(tǒng) 將信息通過介質電力線纜包括通過傳輸路程分布在低壓電網(wǎng)中的變電站與房屋內(nèi)的用戶 設備之間。針對該應用情況PLC，尤其針對大約9kHz到500kHz的頻率范圍中的窄帶PLC的 情況，在遵守相應適用的標準（例如歐洲標準（CENELEC EN50065)或US美國標準FCC第15 部分B子部分）的情況下目前有如下技術備用：這些技術允許以幾百kBit/s的速率進行雙 向數(shù)據(jù)傳輸。在EN50065中例如詳細說明了四個頻率范圍、在那里的最大允許的發(fā)射幅度 和使用權限。在頻帶A中，在歐洲，能量供給企業(yè)使用最大發(fā)射幅度為10V的9. .. 95kHz的 范圍。在用電器方面，在歐洲提供最大發(fā)射幅度為1. 2V的95. .. 148. 5kHz的范圍可供支配 (頻帶B到頻帶D)。在數(shù)據(jù)傳輸時，執(zhí)行網(wǎng)絡傳輸系統(tǒng)的發(fā)射和接收功能的總線耦合部件 必須考慮由作為總線的230V電流供給線路給定的特點。首先屬于此的是在總線與應用之 間的電流隔離的必要性、其次是總線耦合部件所連接的供給網(wǎng)絡中相應點的變化的阻抗的 問題，其三是與此相聯(lián)系的在施加到電網(wǎng)上的發(fā)射電平和與其相聯(lián)系的發(fā)射有效范圍方面 的差異，以及其四是在發(fā)射頻帶中存在不同電網(wǎng)干擾（譬如浪涌脈沖和爆炸脈沖以及不同 形式的噪聲）以及信道的畸變的情況下的信號接收。
[0037] 在第一擴展方案（參見圖la)中，在德爾塔西格瑪調制器DSM的多位輸出端上連 接有并串轉換器SPS，其由并串轉換器PSC和連接在后的翻轉環(huán)節(jié)SHS的串聯(lián)電路構成，而 在第二擴展方案（參見圖lb)中，連接有并串轉換器SPS*，其由翻轉環(huán)節(jié)SHP和連接在后的 并串轉換器PSC的串聯(lián)電路構成，由此準備輸送給德爾塔西格瑪調制器DSM的具有低過采 樣率和高信噪比的輸入信號。在此，在開關式放大器CDA的輸入端上存在一位信號。一位 開關元件放大器相對于多位開關元件放大器具有更低的電流消耗。開關元件例如可以實施 為MOSFET、IGBT(絕緣柵雙極性晶體管，帶有絕緣柵電極的雙極性晶體管）或CMOS(半導體 器件，其中不僅P通道而且n通道M0SFET被使用在一個共同的襯底上）。
[0038] 以下所描述的根據(jù)本發(fā)明的開關式放大器CDA的原理在于由輸出晶體管的柵極 電容和要集成的線圈構建諧振回路。該結構的巨大優(yōu)點是可以存儲切換時的能量，由此提 高效率。然而應注意的是，為了實現(xiàn)90%的高效率必須存儲盡可能多的能量。然而，這要求 大的電感，但該電感有較高的充電電阻并且?guī)缀醪荒芗稍谛酒稀?br> [0039] 此外，集成的線圈占據(jù)大的面積，這增大了芯片大小。因此，需要柵極驅動器線圈 與輸出驅動器構成的折衷，該折衷會引起可能必須構建多個諧振級，以便能夠滿足關于脈 沖寬度直至輸出驅動器的要求。
[0040] 優(yōu)選地，開關式放大器CDA由兩個并行支路構成，所述支路分別串行地具有延遲 電路SD、⑶、用于匹配開關元件S1、S2的供給電壓的匹配環(huán)節(jié)A1、A2和用于使開關元件S1、 S2開關的諧振驅動器R1、R2。此外，在DLL (延遲鎖定回路）類調節(jié)回路中在諧振驅動器R1、 R2的輸出端上截取開關邊沿并且將其輸送給相位比較器，并由差借助調節(jié)電路確定延遲時 間并且相應地設定延遲電路⑶。在圖12所示的實施形式中，延遲電路SD具有固定的延遲 時間，而延遲電路CD的延遲時間能夠可變地設定，也就是說，對信號偏置進行動態(tài)調節(jié)。由 此以有利的方式和方法可以補償溫度、老化、部件差異（過程參數(shù)的方差）和電壓波動。通 過電壓調節(jié)也改變開關特性，使得在調節(jié)裝置（跟蹤的邊沿調節(jié)裝置）中實現(xiàn)調節(jié)（電壓 調節(jié)）。開關元件SI、S2必須以一定的精度來操控，以便在開關元件S1與S2之間盡可能 不出現(xiàn)橫向電流，并且同時保持兩個晶體管閉合的盡可能小的死區(qū)時間。為此需要將操控 信號的邊沿彼此精確地調諧。這根據(jù)本發(fā)明通過測量并且接著微調來進行。根據(jù)本發(fā)明的 方案基于DLL類調節(jié)回路的設計，調節(jié)回路將邊沿和脈沖寬度調諧使得盡可能滿足兩個標 準。此外，該方案基于可調節(jié)的延遲元件（延遲電路CD)和相位檢測器。在此要保證：避免 兩個開關元件/晶體管S1、S2同時導通的情況，因為該運行狀態(tài)引起器件的損毀，并且可應 用用于操控開關式放大器CDA的信號形式。
[0041] 用于開關式放大器CDA的輸入信號由具有3. 3V邏輯電平（并串轉換器SPS的輸 出）的數(shù)字1C提供。因此，必須轉換用于操控諧振驅動器R1、R2的邏輯電平。通過具體規(guī) 范形成對匹配環(huán)節(jié)A1、A2的嚴格要求：
[0042] ?小的電流消耗，以及
[0043] ?從3. 3V到小于40V的電壓的快速轉換
[0044] 所有如下在圖12a、b和c中所示的解決方案展示了類似的特性，不僅在時間特性 方面而且在電流消耗方面。而復雜性方面不同。基于原理，一旦供給電壓變得大于24V就 出現(xiàn)邊沿再生成的問題。在此情況下，必須又考慮受％ 3_〇的限制。為了操控下拉晶體管， 僅需要12V晶體管，這對表面消耗和速度有益。
[0045] 通常，匹配環(huán)節(jié)Al、A2只在供給電壓超過某一水平時才需要。尤其，針對2V的最 小供給的情況可以省去轉換。為了即使在該情況下也保證按序的操控，在電流供給裝置與 信號路徑之間必須設置通信。根據(jù)所選的供給電壓，于是可以選擇最佳的信號路徑來進行 操控。
[0046] 通過根據(jù)本發(fā)明的方案可能的是，3. 9ns的最小脈沖寬度也還可以被接通。借助對 各晶體管的功率測量所確定的效率在此在91%到93%之間。對于輸出級，可以選擇由40V 的變型方案構建的晶體管，由此可以節(jié)約大約30-40%的面積并且可使對激勵的要求更為 有利地設計。
[0047] 在輸出級類型的兩種情況下，需要附加的供給電壓。NN方案需要用于上拉的升壓 的供電，低了 12V的用于柵極驅動器的電壓以及用于下拉的12V的電壓。PN方案同樣需要 12V以及減小了 12V的供電。使用何種供電取決于輸出級的大小并且由此取決于由此得到 的效率。
[0048] 在圖11所示的多位M0SFET輸出級⑶A的實施例中，根據(jù)位的數(shù)目（在此：M__CDA =2)2M__GDA = 22 = 4將M0SFET開關上的電勢引導至輸出z。根據(jù)相應的輸出信號y(根據(jù) 圖la/b中的ya3或yb3)，操控（控制CTRL)以芯片時鐘f。將相應的電勢切換到輸出z上。
[0049] 此外，在DSM中或者在DSM的輸入端上以確定的過采樣因數(shù)（0SR)進行過采樣。總 體適用的是，可達到的信噪比（SNR)隨過采樣因數(shù)（0SR)升高而增加。為了實現(xiàn)盡可能高 的SNR，相應地會期望過采樣因數(shù)（0SR)盡可能高。然而，另一方面從由此得到的在開關式 放大器的輸入端上的開關頻率和與此聯(lián)系的實現(xiàn)問題來看，可使用的過采樣因數(shù)（0SR)受 限。
[0050] 在過采樣之后，對環(huán)路濾波器（Loop-Filter)中的信號進行濾波。環(huán)路濾波 器原理上包含用于DSM的輸入信號的信號傳輸濾波器（Signal-Transfer-Filter)和 用于從德爾塔西格瑪調制器DSM的量化器Q的輸出端反饋的信號的噪聲傳輸濾波器 (Noise-Transfer-Filter)。常規(guī)濾波器在此情況下有如下問題：濾波器在合適的過采樣因 數(shù)（0SR)的范圍中未實現(xiàn)所需的或所期望的信噪比（SNR)。因此在此不使用常規(guī)濾波器，而 是使用針對減小的采樣率設計的濾波器，所謂的RSR濾波器（RSR :Reduced-Sampling-Rate 降采樣率）。常規(guī)濾波器或其使用例如在Richard Schreier和Gabor Temes所著的 專業(yè)書籍"Understanding Delta-Sigma Data Converters，'（Wiley Interscience Publication2005, ISBN0-471-46585-2第91頁及之后內(nèi)容）中予以描述；RSR濾波器例 如從 Mohammed Yavari 和 Omid Shoaei 的文章 "Low-Voltage Sigma-Delta Modulator Topologies For Broadband Applications，' （在 IEEE International Symposium on Circuits and Systems，ISCAS2004,第 465-468 頁公開）中已知。
[0051] 對于所關注的使用，將如下濾波器視為RSR濾波器，其針對相應的系統(tǒng)參數(shù)（信號 帶寬、采樣頻率、過采樣因數(shù)（0SR))來優(yōu)化。
[0052] 在使用RSR濾波器的情況下，在合適的過采樣因數(shù)（0SR)的范圍中的信噪比（SNR) 明顯高于常規(guī)濾波器。根據(jù)本發(fā)明的解決方案的實現(xiàn)表明：由此在并串轉換器PSC的輸出 端上使用RSR濾波器導致開關頻率明顯更低（例如為三分之一）。
[0053] DSM優(yōu)選以可再配置的方式實施，以便實現(xiàn)靈活地與不同系統(tǒng)參數(shù)（例如傳輸參 數(shù)如所使用的頻帶）匹配；為此將系數(shù)寫入特定寄存器（在附圖中未示出）中。存儲在寄 存器中的系統(tǒng)參數(shù)的例子是：
[0054] _采樣率fs
[0055] _字速率fw
[0056]-芯片速率fc
[0057]-環(huán)路濾波器（尤其RSR濾波器）的參數(shù)al、a2、bl、b2。
[0058] 本發(fā)明的范圍內(nèi)所考慮的功率放大器為功率電子裝置，例如由C-M0S晶體管構 成，功率電子裝置由于其（技術上固有的）比較長的開關邊沿而在所使用的時鐘頻率方面 受到極大限制。這導致：（從一定的頻率起）非常短的持續(xù)時間的脈沖不再被識別并且因 此在信號處理中產(chǎn)生誤差，其導致輸出端上的SNR的劣化。
[0059] 由于在DSM的輸出端上存在多位信號，CDA根據(jù)本發(fā)明等待一位信號，所以在相關 的功能塊之間需要信號轉換。并串轉換器SPS或SPS*進行信號轉換，使得在盡可能有利的 實現(xiàn)條件下在開關式放大器CDA的輸出端上出現(xiàn)盡可能高的SNR。
[0060] 根據(jù)本發(fā)明的并串轉換器SPS或SPS*的實現(xiàn)如上面已經(jīng)介紹的那樣可以通過P/ S塊PSC和連接在后的翻轉塊SHS進行（參見圖la)或可替選地根據(jù)圖lb通過翻轉塊SHP 和連接在后的P/S塊PSC進行。后續(xù)的描述涉及根據(jù)圖la的擴展方案。
[0061] P/S塊PSC與德爾塔西格瑪調制器DSM連接并且將DSM的量化器Q的在M位的情 況下具有鍵控頻率f DSM的多位輸出信號yal轉換為具有鍵控頻率fPS，a的類似一位PDM的信 號y a2 (PDM脈沖調制）。在此，在頻率恒定的情況下根據(jù)輸入信號yal的相應存在的多位值調 制輸出信號y a2的占空比（寬度）。也就是說，每個M位值被轉換為由NPSf彼此跟隨的二 進制值構成的字，這些值根據(jù)本發(fā)明構成類似PDM值的M位值。這意味著：對輸出信號y a2 的每個字會出現(xiàn)最大一個在二進制1與〇之間或〇與1之間的變換。
[0062] 在輸入yal和輸出ya2的多位值之間的映射中決定性的是，其線性地進行。因此由 并行串行變換得到如下信號，其分別在字邊界處包含最多一個在二進制值（1和〇或相反） 之間的過渡和/或分別在一個字內(nèi)包含二進制值之間的過渡。
[0063] 在P/S轉換時所需的時鐘倍增以如下因數(shù)進行，該因數(shù)等于NPS的字長度（在P/S 轉換器PSC的輸出端上的類似PDM的信號的字長度）。字長度N PS和因此用于時鐘倍增的 因數(shù)在此根據(jù)所用的yal的值范圍yal或由y al所具有的可能的值的數(shù)目NDSM(在DSM的輸出 端上的可能由yal所具有的值的數(shù)目；對應于超采樣因數(shù)（0SR))來選擇。在選擇NPS時要 考慮的是，一方面所有NDSM，yal的可能值）能以上述方式可逆地唯一地映射到輸出y a2的字 上，并且另一方面在實現(xiàn)方面來看得到用于時鐘倍增的盡可能低的因數(shù)NPS。
[0064] 優(yōu)選地，在考慮這兩種準則
[0065]NPS = NDSM_1的情況下進行選擇。
[0066] 為了減小開關頻率，現(xiàn)在根據(jù)本發(fā)明在另一步驟中即在塊SHS中進行脈沖的適應 性帶記憶的翻轉并且在此輸入信號ya2按字方式轉化為輸出信號ya3。根據(jù)得到的輸出信號 ya3中相應在前的字的最后的位值（〇或1)，當前脈沖必要時被翻轉或不變地接收到輸出信 號ya3中，使得y a3中的脈沖邊沿的數(shù)目（也就是說，從位值〇到1的變換或相反）被最小 化。第一字優(yōu)選不變地被接收，然而在本發(fā)明的范疇內(nèi)在此也執(zhí)行翻轉。時鐘控制（參見 圖la)提供時鐘仁（采樣時鐘）、f w(字時鐘）和f。（芯片時鐘/位時鐘），其中，相應所需的 時鐘施加到各個功能塊上。因此，在字時鐘中，信號y a3中的在前的字的相應最后的位暫存 在中間存儲器BUF中?？刂艭TRL又根據(jù)中間存儲器BUF中的位值和在DSM的輸出端上的 當前字（尤其第一位）控制塊SHS中的偏移。
[0067] 脈沖的翻轉在此理解為，該脈沖（只要存在）的二進制0和1的順序被交換。也 就是說，在翻轉的情況下由以跟隨（NPS-k)個二進制0的k個二進制1開始的字（脈沖） 變?yōu)橐愿Sk個二進制1的以（NPS-k)個二進制零開始的字。脈沖的0和1的數(shù)目因此通 過翻轉保持不變，僅其順序改變。
[0068] 通過根據(jù)本發(fā)明的類型的具有適應性的帶記憶的脈沖翻轉的并行串行轉換因此 省去在字邊界處的脈沖邊沿，而脈沖邊沿在字邊界內(nèi)繼續(xù)存在（在必要時也偏移），使得最 后通過翻轉明顯減小開關式放大器CDA(數(shù)字放大器）的輸入端上的脈沖邊沿的數(shù)目（更 確切而言：近似減半）。所述減小對于輸出級中的半導體元件的開關頻率以及施加到芯片 墊上的信號而言大小相同。
[0069] 該翻轉對信號形式的作用可忽略，該信號由此未受重大的/相當大的扭曲。但另 一方面，在相同技術的情況下實現(xiàn)的開關頻率減半允許DSM的輸入端上有更高的采樣頻率 或更高的過采樣因數(shù)（0SR)，由此可在輸出端上實現(xiàn)更高的SNR。
[0070] 翻轉的另一優(yōu)點是，在常規(guī)脈沖持續(xù)時間調制器PDM的情況下載波頻率作為顯著 的信號成分存在于輸出信號中，因為在一個字內(nèi)的上升邊沿（確切地說：在字邊沿處）始終 在相同部位處（即以相同的間距）出現(xiàn)。而在根據(jù)本發(fā)明的方法中，在固定部位處不再存 在PDM信號的邊沿。由此，在載波頻率中不再出現(xiàn)顯著的成分，而是載波頻率被劃分成（填 平到）多個頻率（圍繞載波頻率）。這能夠實現(xiàn)在發(fā)射譜測量時簡化的邊界值遵守，以遵守 標準。
[0071] 參照后續(xù)的實施例進一步描述和闡述了根據(jù)本發(fā)明的方法。在大約10kHz到 500kHz的頻率范圍內(nèi)的有用信號要被放大，該有用信號可以具有10kHz到400kHz的帶寬。 要放大的信號在分辨率為12比特的情況下存在于具有大約2MSps采樣率的輸入端上。在 所觀察的情況下為0FDM信號的輸入信號具有12比特分辨率的大約87%的動態(tài)范圍。借助 根據(jù)本發(fā)明的裝置現(xiàn)在要利用為8的低過采樣因數(shù)（0SR)實現(xiàn)大于60dB的總SNR。針對 DSM的輸出的要實現(xiàn)的開關頻率（也即在開關式放大器的輸入端上）為大約8MHz。在此， 在兩個頻率之間可區(qū)分，即載波頻率和最高的諧波。載波頻率如下來計算：
[0072] 輸入信號的采樣頻率? DSM的過采樣因數(shù)/2
[0073] 因數(shù)1/2源自字翻轉，即在實施例中載波頻率為2MHz ? 8/2 = 8MHz。
[0074] 在此，四階架構如圖2所示用作DSM，其本身從VahidMajidzadeh和OmidShoaei 所著的文章"AReduced-Sample-RateSigma-Delta-PipelineADCArchitecturefor High-SpeedHigh-ResolutionApplications，'（在IEICETransactions89-C(6) :692-701 (2006)公開）中已知。
[0075] 由RSR(Reduced-Sampling-Rate-Filter降采樣率）濾波器類構成的帶有更高階 的NTF濾波器的特定環(huán)路濾波器在此在低過采樣率（0SR)的情況下實現(xiàn)更高的SNR值。傳 輸函數(shù)H(z)如下：
[0076]

【權利要求】
1. 一種帶有德爾塔西格瑪調制器（DSM)和與該德爾塔西格瑪調制器連接的開關式放 大器（CDA)的裝置， 其特征在于， 在德爾塔西格瑪調制器（DSM)的多位輸出端上連接有并串轉換器（PSC)和連接在后的 用于并串轉換器（PSC)的串行輸出信號ya2的翻轉環(huán)節(jié)（SHS)的串聯(lián)電路，并且，翻轉環(huán)節(jié) (SHS)根據(jù)在得到的輸出信號ya3中相應在前的字的最后的位值O或1將當前字（只要存 在）的二進制〇和1的順序交換，由此輸送給德爾塔西格瑪調制器（DSM)的輸入信號以優(yōu) 選為8的低過采樣率和高信噪比來準備，并且在字邊界處最大可能地取消1-0或0-1過渡， 其中所述輸入信號能夠具有在25kHz之上的頻率范圍。
2. -種帶有德爾塔西格瑪調制器（DSM)和與該德爾塔西格瑪調制器連接的開關式放 大器（CDA)的裝置， 其特征在于， 在德爾塔西格瑪調制器（DSM)的多位輸出端上連接有由用于德爾塔西格瑪調制器 (DSM)的并行輸出信號ybl的翻轉環(huán)節(jié)（SHP)和連接在后的并串轉換器（PSC)構成的串聯(lián) 電路，并且翻轉環(huán)節(jié)（SHP)根據(jù)在得到的輸出信號yb3中相應在前的字的最后的位值0或1 將當前字（只要存在）的二進制〇和1的順序交換，由此輸送給德爾塔西格瑪調制器（DSM) 的輸入信號以優(yōu)選為8的低過采樣率和高信噪比來準備，并且在字邊界處最大可能地取消 1-0或0-1過渡，其中所述輸入信號能夠具有在25kHz之上的頻率范圍。
3. -種帶有德爾塔西格瑪調制器（DSM)和與該德爾塔西格瑪調制器連接的開關式放 大器（CDA)的裝置， 其特征在于， 在德爾塔西格瑪調制器（DSM)的多位輸出端上連接有：K個調制表（MOD(k))的并聯(lián) 電路；連接在后的復用器（MUX)，所述復用器由控制單元（CTRL)分別操控以選擇調制表 (MOD (k))的輸出；以及連接在復用器（MUX)之后的并串轉換器（PSC)，由此輸送給德爾塔西 格瑪調制器（DSM)的輸入信號以優(yōu)選為8的低過采樣率和高信噪比的來準備，并且在字邊 界處最大可能地取消1-0或0-1過渡，其中所述輸入信號能夠具有在25kHz之上的頻率范 圍。
4. 根據(jù)權利要求1所述的裝置， 其特征在于， 在德爾塔西格瑪調制器（DSM)的多位輸出端上布置有量化器（Q)，使得與德爾塔西格 瑪調制器（DSM)形成連接的并串轉換器（PSC)將量化器（Q)的在M個位的情況下具有時鐘 頻率fDSM的多位輸出信號yal轉換為具有時鐘頻率fPS，a的類似PDM的1位信號y a2，其中根 據(jù)輸入信號yal的相應存在的多位值在恒定頻率下調制輸出信號ya2的占空比，使得對于輸 出信號ya2的每個字最多出現(xiàn)二進制1和〇之間或二進制〇和1之間的一次變換。
5. 根據(jù)權利要求4所述的裝置， 其特征在于， 為了減小與并串轉換器（PSC)形成連接的翻轉環(huán)節(jié)（SHS)中的開關頻率，對脈沖（字） 進行適應性的帶記憶的翻轉，使得脈沖（只要存在）的二進制0和1的順序交換并且在此 輸入信號ya2按字方式轉變?yōu)檩敵鲂盘杫a：3。
6. 根據(jù)權利要求2所述的裝置， 其特征在于， 在德爾塔西格瑪調制器（DSM)的輸出端上布置有量化器（Q)，使得量化器（Q)的并行 輸出信號ybl在翻轉環(huán)節(jié)（SHP)中通過將脈沖（字）適應性帶記憶的翻轉來處理，使得脈沖 (只要存在）的二進制O和1的順序交換并且在此輸入信號ybl按字方式轉變?yōu)檩敵鲂盘? yb2°
7. 根據(jù)權利要求6所述的裝置， 其特征在于， 與翻轉環(huán)節(jié)（SHP)形成連接的并串轉換器（PSC)將翻轉環(huán)節(jié)（SHP)的在M個位的情況 下具有時鐘頻率fDSM的多位輸出信號yb2轉換為具有時鐘頻率fPS， b的類似PDM的1位信號 yb3，其中，根據(jù)輸入信號yb2的相應存在的多位值在恒定頻率下調制輸出信號yb3的占空比， 使得對于輸出信號yb3的每個字最多出現(xiàn)二進制1和〇之間或二進制〇和1之間的一次變 換。
8. 根據(jù)權利要求1所述的裝置， 其特征在于， 在德爾塔西格瑪調制器（DSM)的輸入端上以可固定的過采樣因數(shù)進行過采樣并且在 過采樣之后在環(huán)路濾波器中對信號進行濾波，該環(huán)路濾波器具有用于德爾塔西格瑪調制器 (DSM)的輸入信號的信號傳輸濾波器和用于從德爾塔西格瑪調制器DSM的量化器Q的輸出 端反饋的信號的噪聲傳輸濾波器。
9. 根據(jù)權利要求8所述的裝置， 其特征在于， 包括帶有更高階的NTF濾波器的RSR濾波器類的環(huán)路濾波器具有傳輸函數(shù)
10. 根據(jù)權利要求1所述的裝置， 其特征在于， 德爾塔西格瑪調制器（DSM)具有寄存器，在所述寄存器中寫入不同的系統(tǒng)參數(shù)用于再 配置，以便實現(xiàn)靈活匹配。
11. 根據(jù)權利要求3所述的裝置， 其特征在于， 對復用器（MUX)的操控通過控制元件（CTRL)帶記憶地、系統(tǒng)地或隨機地進行。
12. 用于根據(jù)權利要求1至3之一所述的裝置的開關式放大器， 其特征在于， 該開關式放大器包括兩個并聯(lián)支路，所述支路分別具有串聯(lián)的延遲電路（SD、CD)、用于 匹配開關元件（SI、S2)的供給電壓的匹配環(huán)節(jié)（AU A2)和用于使開關元件（SI、S2)切換 的諧振驅動器（R1、R2)，在DLL類的調節(jié)回路中，開關邊沿在諧振驅動器（R1、R2)的輸出端 上被截取并且被輸送給相位比較器，并且借助調節(jié)電路（RS)由差確定延遲時間并且相應 地調節(jié)延遲電路（⑶）。
13. 用于產(chǎn)生用于根據(jù)權利要求12的開關式放大器的可變供給電壓范圍的電路， 其特征在于， 為了確定開關式放大器CDA的發(fā)射功率和輸出功率，電流測量在已知Ri的情況下借助 分路（RS)在開關元件（SE1、SE2)處進行，或在開關式放大器（CDA)的功率供給中或在主動 發(fā)射時通過信息技術系統(tǒng)的接收信道RXD進行。
【文檔編號】H03M3/00GK104335491SQ201280068465
【公開日】2015年2月4日 申請日期:2012年12月15日 優(yōu)先權日:2011年12月15日
【發(fā)明者】H·漢佩爾, U·貝羅爾德, A·哈瑙恩, J·漢佩爾, O·?？嘶舴? M·戴恩策, A·貝尼施 申請人:Iad信息自動化及數(shù)據(jù)處理有限公司