專利名稱：混頻電路、包括混頻電路的接收器、包括接收器的無線通信、通過將輸入信號(hào)和振蕩器信 ...的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種混頻電路，其包括用于接收輸入信號(hào)的輸入節(jié)點(diǎn)、第一輸出節(jié)點(diǎn)、第二輸出節(jié)點(diǎn)、電壓-電流變換裝置和開關(guān)裝置，該電壓-電流變換裝置和開關(guān)裝置互相連接且連接至輸入節(jié)點(diǎn)、第一輸出節(jié)點(diǎn)和第二輸出節(jié)點(diǎn)，以響應(yīng)于振蕩器信號(hào)而在第一輸出節(jié)點(diǎn)和第二節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生混頻的輸入信號(hào)。
本發(fā)明還涉及一種用于接收射頻信號(hào)的接收器，該接收器包括與接收器部分連接的天線部分且具有用于產(chǎn)生振蕩器頻率的本地振蕩器，并且該接收器輸出另一頻率的信號(hào)。
本發(fā)明還涉及一種無線通信設(shè)備，該無線通信設(shè)備包括與信號(hào)處理部分連接的接收器，其中該信號(hào)處理部分用于處理由接收器產(chǎn)生的較低頻率的信號(hào)。
本發(fā)明還涉及一種在混頻電路中通過將輸入信號(hào)和振蕩器信號(hào)進(jìn)行混頻而產(chǎn)生輸出信號(hào)的方法，其中該輸出信號(hào)包括第一輸出電流和第二輸出電流，該混頻電路包括用于接收輸入信號(hào)的輸入節(jié)點(diǎn)、用于提供第一輸出電流的第一輸出節(jié)點(diǎn)、用于提供第二輸出電流的第二輸出節(jié)點(diǎn)、電壓-電流變換裝置和開關(guān)裝置，該電壓-電流變換裝置和開關(guān)裝置互相連接且與輸入節(jié)點(diǎn)、第一輸出節(jié)點(diǎn)和第二輸出節(jié)點(diǎn)連接，以響應(yīng)于振蕩器信號(hào)而在第一輸出節(jié)點(diǎn)和第二節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生輸入信號(hào)。
一種已知的混頻電路包括第一N溝道型金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(N-MOSFET)，該N-MOSFET用于將疊加在施加于柵極的偏置信號(hào)上的射頻信號(hào)(RF)轉(zhuǎn)換成漏極的漏極電流，而源極與負(fù)電源軌連接。該已知的混頻電路還包括第二和第三N-MOSFET，它們的源極與第一N-MOSFET的漏極連接，第二N-MOSFET的漏極是第一電流輸出節(jié)點(diǎn)，第三N-MOSFET的漏極是第二電流輸出節(jié)點(diǎn)。第二和第三N-MOSFET作為開關(guān)運(yùn)行。在本地振蕩器信號(hào)的第一相位期間第二N-MOSFET導(dǎo)通，由此將第一N-MOSFET的漏極電流作為第一輸出電流傳遞至第二N-MOSFET的漏極。在本地振蕩器信號(hào)的第二相位期間第三N-MOSFET導(dǎo)通，由此將第一N-MOSFET的漏極電流作為第二輸出電流傳遞至第三N-MOSFET的漏極。
混頻器通常用于射頻(RF)通信系統(tǒng)中的頻率變換。通過將RF輸入信號(hào)與“本地振蕩器”(LO)信號(hào)相乘得到該頻率變換。實(shí)際上，優(yōu)選地使用所謂的“硬開關(guān)”經(jīng)由大LO信號(hào)來實(shí)現(xiàn)混頻器，其算數(shù)地對(duì)應(yīng)于與方波相乘，而不是與正弦波相乘。這提供了更高的變換增益(2/π代替1/2)和更低的噪聲系數(shù)。特別是在互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)和雙極金屬氧化物半導(dǎo)體(BiCMOS)集成電路處理技術(shù)中，大多數(shù)混頻電路利用了開關(guān)。
在現(xiàn)在和今后的CMOS和BiCMOS技術(shù)中，模擬電路的實(shí)現(xiàn)中一個(gè)已知問題是電源電壓降低的連續(xù)趨勢。這會(huì)導(dǎo)致非導(dǎo)電或弱導(dǎo)電的開關(guān)處于所謂的“中壓范圍”，該中壓范圍”在正負(fù)電源電壓之間，并與這些電源電壓明顯不同。這個(gè)問題出現(xiàn)在包括開關(guān)的模擬電路和諸如模數(shù)轉(zhuǎn)換器、數(shù)模轉(zhuǎn)換器這樣的混合模擬數(shù)字電路中，但是也出現(xiàn)在該已知混頻電路中。
在該已知混頻電路的第一N-MOSFET的操作中，為了電壓-電流變換的線性度，需要足夠的柵極-源極和漏極-源極電壓余裕(voltageheadroom)，以在強(qiáng)反轉(zhuǎn)和飽和下運(yùn)行。另一方面，如果第二、第三N-MOSFET分別開啟，需要第二和第三N-MOSFET的柵極-源極電壓足夠大，以在第一N-MOSFET的漏極與第一和第二電流輸出節(jié)點(diǎn)之間建立低歐姆電流通路。這可以通過使整個(gè)混頻電路在足夠高的電源電壓下操作來實(shí)現(xiàn)，也可以通過使該混頻電路在較低的電源電壓下操作并且以大于該電源電壓的電壓分別驅(qū)動(dòng)第二和第三N-MOSFET的柵極來實(shí)現(xiàn)。
第一種方法是不利的，因?yàn)閺腎C處理技術(shù)的觀點(diǎn)看，該方法需要的電源電壓高于所允許的電壓，從而惡化了N-MOSFET的可靠性，導(dǎo)致混頻電路的工作壽命降低。第二種方法也是不利的，因?yàn)樗璧尿?qū)動(dòng)電路使電路設(shè)計(jì)復(fù)雜化，特別是在千兆赫茲(GHz)范圍的高頻上。另外，因?yàn)樗璧尿?qū)動(dòng)電壓高于電源電壓，所以這種方法中可靠性也是一個(gè)問題，。
本發(fā)明的一個(gè)目的是提供一種混頻電路，該混頻電路不需要提高電源電壓，也不需要用于提供電源電壓范圍之外的電壓的驅(qū)動(dòng)電路。
為此，本發(fā)明提供了一種如首段中定義的混頻電路，其特征在于，所述電壓-電流變換裝置包括-第一電壓-電流變換器，其具有第一控制電極和第一主傳導(dǎo)路徑，其中該第一控制電極連接至所述輸入節(jié)點(diǎn)，該第一主傳導(dǎo)路徑具有連接至所述第一輸出節(jié)點(diǎn)的第一輸出電極和連接至所述開關(guān)裝置的第一開關(guān)電極；-第二電壓-電流變換器，其具有第二控制電極和第二主傳導(dǎo)路徑，其中該第二控制電極連接至所述輸入節(jié)點(diǎn)，該第二主傳導(dǎo)路徑具有連接至所述第二輸出節(jié)點(diǎn)的第二輸出電極和連接至所述開關(guān)裝置的第二開關(guān)電極；以及-所述開關(guān)裝置被設(shè)置成-在所述振蕩器信號(hào)的第一相位期間，將所述第一開關(guān)電極連接至第一電源電壓，且將所述第二開關(guān)電極連接至第二電源電壓，以及-在所述振蕩器信號(hào)的第二相位期間，將所述第一開關(guān)電極連接至所述第二電源電壓，且將所述第二開關(guān)電極連接至所述第一電源電壓。
運(yùn)行期間，所述第一和第二可切換的電壓-電流變換器的開關(guān)節(jié)點(diǎn)需要連接至所述第一電源電壓或所述第二電源電壓。這需要用于在鄰近第一或第二電源電壓處建立低歐姆傳導(dǎo)路徑的開關(guān)裝置，代替用于在中壓范圍內(nèi)的某電壓處建立低歐姆傳導(dǎo)路徑的開關(guān)裝置。從可靠性的觀點(diǎn)看，這樣避免了使混頻電路運(yùn)行在高于期望電壓的電源電壓下。也不需要用于獲得電源電壓范圍之外的電壓以驅(qū)動(dòng)所述開關(guān)裝置的驅(qū)動(dòng)電路。
第二段中描述的接收器的特征在于，所述接收器部分包括根據(jù)本發(fā)明的混頻電路，用于對(duì)振蕩器信號(hào)和射頻信號(hào)進(jìn)行混頻。
第三段中描述的無線通信設(shè)備的特征在于，所述接收器是根據(jù)本發(fā)明的接收器。
第四段中描述的一種通過將輸入信號(hào)和振蕩器信號(hào)進(jìn)行混頻而產(chǎn)生輸出信號(hào)的方法，其特征在于-所述電壓-電流變換裝置包括-第一電壓-電流變換器，其具有第一控制電極和第一主傳導(dǎo)路徑，其中所述第一控制電極連接至所述輸入節(jié)點(diǎn)，所述第一主傳導(dǎo)路徑具有連接至所述第一輸出節(jié)點(diǎn)的第一輸出電極和連接至所述開關(guān)裝置的第一開關(guān)電極；-第二電壓-電流變換器，其具有第二控制電極和第二主傳導(dǎo)路徑，其中所述第二控制電極連接至所述輸入節(jié)點(diǎn)，所述第二主傳導(dǎo)路徑具有連接至所述第二輸出節(jié)點(diǎn)的第二輸出電極和連接至所述開關(guān)裝置的第二開關(guān)電極；以及-所述開關(guān)裝置被設(shè)置成-在振蕩器信號(hào)的第一相位期間，將所述第一開關(guān)電極連接至第一電源電壓，且將所述第二開關(guān)電極連接至第二電源電壓，以及-在振蕩器信號(hào)的第二相位期間，將所述第一開關(guān)電極連接至所述第二電源電壓，且將所述第二開關(guān)電極連接至所述第一電源電壓。
根據(jù)下文中結(jié)合附圖的詳細(xì)描述，本發(fā)明的上述和其他目的以及優(yōu)點(diǎn)將變地更明顯，其中

圖1A是現(xiàn)有技術(shù)中混頻電路的示意圖；圖1B是圖1A的現(xiàn)有技術(shù)中混頻電路的功能示意圖2A是根據(jù)本發(fā)明的混頻電路的一個(gè)實(shí)施例的功能示意圖；圖2B是根據(jù)本發(fā)明的混頻電路的另一個(gè)實(shí)施例的功能示意圖；圖2C是根據(jù)本發(fā)明的混頻電路的再一實(shí)施例的功能示意圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明的混頻電路和已知混頻電路中，仿真的熱輸出噪聲電流密度與本地振蕩器頻率之間的關(guān)系曲線圖；圖4是根據(jù)本發(fā)明的混頻電路的一個(gè)實(shí)施例作為集成電路實(shí)現(xiàn)的電路示意圖；圖5是圖4所示的根據(jù)本發(fā)明的混頻電路中，測量的變換增益與本地振蕩器頻率之間的關(guān)系曲線圖；圖6是圖4所示的根據(jù)本發(fā)明的混頻電路中，測量的線性度與本地振蕩器頻率之間的關(guān)系曲線圖；圖7是圖4所示的根據(jù)本發(fā)明的混頻電路中，測量的輸出噪聲與本地振蕩器頻率之間的關(guān)系曲線圖；以及圖8是包括根據(jù)本發(fā)明的混頻電路的接收器的示意圖。
在這些附圖中，相同的部分采用相同的參考標(biāo)號(hào)。
圖1A是現(xiàn)有技術(shù)中混頻電路的示意圖。該混頻電路為通常使用的有源混頻器。它包括第一N-MOSFET M1、第二N-MOSFET M2、第三N-MOSFET M3和負(fù)載網(wǎng)絡(luò)LOAD。第一N-MOSFET M1的源極與負(fù)電源軌VSS相連，漏極與內(nèi)部節(jié)點(diǎn)N1相連，在其柵極提供輸入信號(hào)VB+VRF。第二N-MOSFET的源極與內(nèi)部節(jié)點(diǎn)N1相連，漏極與負(fù)載網(wǎng)絡(luò)LOAD相連，在其柵極提供第一本地振蕩器信號(hào)LO+。第三N-MOSFET的源極與內(nèi)部節(jié)點(diǎn)N1相連，漏極與負(fù)載網(wǎng)絡(luò)LOAD相連，在其柵極提供第二本地振蕩器信號(hào)LO-。另外，負(fù)載網(wǎng)絡(luò)LOAD與正電源軌VDD相連。第一N-MOSFET M1形成跨導(dǎo)級(jí)或電壓-電流變換器。第二N-MOSFET M2和第三N-MOSFET M3是開關(guān)。
跨導(dǎo)級(jí)M1被偏置在偏置電壓VB附近，并對(duì)疊加在偏置電壓VB上的輸入電壓信號(hào)VRF進(jìn)行線性電壓-電流變換，將其變換為第一N-MOSFET M1的漏極電流的變量。為了線性化，在N-MOSFET M1的源極和負(fù)電源軌VSS之間可以插入源極負(fù)反饋電阻。
開關(guān)M2和M3由彼此反相的第一本地振蕩器信號(hào)LO+和第二本地振蕩器信號(hào)LO-驅(qū)動(dòng)。兩個(gè)本地振蕩器信號(hào)圍繞圖1A中未示出的偏置電壓VBLO取得平衡。為了模仿與本地振蕩器頻率的方波信號(hào)相乘，必須選擇足夠高的本地振蕩器信號(hào)LO-和LO+的幅值，以完全將跨導(dǎo)級(jí)M1的漏極處提供的跨導(dǎo)器電流切換至作為N-MOSFET M2的漏極電流的輸出電流IOUT1，或作為N-MOSFET M3的漏極電流的IOUT2。
N-MOSFET M2和M3優(yōu)選地飽和操作，交替作為N-MOSFETM1的射地-基地放大器設(shè)備，從而提高混頻電路的輸出阻抗和線性度。負(fù)載網(wǎng)絡(luò)LOAD可以根據(jù)應(yīng)用而不同。例如，該負(fù)載網(wǎng)絡(luò)可以包括分別將N-MOSFET M2和M3的漏極連接至正電源軌VDD的兩個(gè)電阻。這提供了一個(gè)寬頻帶的電壓變換增益。或者，負(fù)載網(wǎng)絡(luò)LOAD可以是僅在窄頻帶內(nèi)提供增益的調(diào)諧LC網(wǎng)絡(luò)。在任一情況下，混頻電路操作原理相同。
為了在操作中提供良好的線性度，圖1A所示的混頻電路中的N-MOSFET M1必須有足夠大的柵極-源極和漏極-源極電壓余裕只有當(dāng)N-MOSFET M1在強(qiáng)反轉(zhuǎn)和飽和下，跨導(dǎo)級(jí)才達(dá)到良好的線性。對(duì)于高于0dBm的IIP3(三階輸入?yún)⒖冀鼐帱c(diǎn))，在0.18μm CMOS工藝中典型的最小漏極-源極電壓值在大于等于0.5伏范圍內(nèi)。閾值電壓在0.5伏左右，意味著用于開啟這些設(shè)備的N-MOSFET M2和M3的最小柵極電壓通常大于1伏。并且，開關(guān)M2和M3需要很大的過驅(qū)動(dòng)電壓，以實(shí)現(xiàn)低開關(guān)阻抗。
所以，需要電源電壓遠(yuǎn)高于1伏，或者需要用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)M2和M3的柵極使其遠(yuǎn)高于VDD的開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路。這樣的驅(qū)動(dòng)器在GHz范圍內(nèi)的操作頻率上不容易實(shí)現(xiàn)，特別是當(dāng)需要寬帶寬且LC諧振回路不能實(shí)現(xiàn)時(shí)。而且，由于MOSFET的柵極氧化物所需的可靠性，在新技術(shù)中所允許的最大柵極電壓降低。
為了解決這些問題，提出了折疊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，例如P-MOSFET開關(guān)跟隨N-MOSFET跨導(dǎo)級(jí)。然而，這樣的混頻電路需要加入會(huì)增加大量噪聲的偏置電流源，除非保留非常大的電壓余裕(但是這樣開關(guān)又成為問題)。在另一種常用的混頻器中，如無源混頻器，特別是在通常不可能進(jìn)行AC耦合(例如零IF結(jié)構(gòu))或需要非常大的電容(低IF結(jié)構(gòu))的下變頻混頻器中，出現(xiàn)十分相似的問題。問題的本質(zhì)相同在電源之外沒有對(duì)柵極進(jìn)行驅(qū)動(dòng)的情況下，在電源電壓之間的中間范圍內(nèi)的電壓電平處實(shí)現(xiàn)低開關(guān)阻抗是不可能的。在今后的工藝中柵極氧化物更薄以及電源電壓更低，而閾值電壓只能慢慢減小，所以這個(gè)問題會(huì)變得更嚴(yán)重。因此需要可替換的混頻器結(jié)構(gòu)，其能夠在直接與數(shù)字CMOS技術(shù)兼容的低電源電壓下操作。
圖1B是圖1A現(xiàn)有技術(shù)中混頻電路的功能示意圖。它是圖1A所示的混頻電路的簡化表示?？鐚?dǎo)級(jí)M1表示為電壓-電流變換器、壓控電流源GM，其第一端子連接至內(nèi)部節(jié)點(diǎn)N1、第二端子連接至負(fù)電源電壓VSS，并在施加于控制節(jié)點(diǎn)的輸入信號(hào)VB+VRF的控制下產(chǎn)生電流I(V)。開關(guān)M2和M3表示為由代表本地振蕩器信號(hào)LO+的邏輯信號(hào)LO和代表本地振蕩器信號(hào)LO-的LO的反相LO驅(qū)動(dòng)的開關(guān)，將由電壓-電流變換器GM產(chǎn)生的電流作為第一輸出電流IOUT1切換至第一輸出節(jié)點(diǎn)OUT1以及作為第二輸出電流IOUT2切換至第二輸出節(jié)點(diǎn)OUT2。
圖2A是根據(jù)本發(fā)明的混頻電路200的一個(gè)實(shí)施例的功能示意圖。所示的混頻電路200是所謂的單平衡開關(guān)跨導(dǎo)混頻器。它包括兩個(gè)匹配的跨導(dǎo)器或電壓-電流變換器GM1和GM2。輸入信號(hào)VB+VRF施加于跨導(dǎo)器GM1和GM2的控制端子201、211。在跨導(dǎo)器GM1的輸出端子202提供輸出電流IOUT1，且開關(guān)端子203與第一開關(guān)節(jié)點(diǎn)221連接。在跨導(dǎo)器GM2的輸出端子212提供輸出電流IOUT2，且開關(guān)端子213與第二開關(guān)節(jié)點(diǎn)222連接。通過開關(guān)SW，在本地振蕩器信號(hào)的第一相位LO期間，第一開關(guān)節(jié)點(diǎn)221切換至負(fù)電源電壓VSS，而同時(shí)第二開關(guān)節(jié)點(diǎn)222轉(zhuǎn)換至正電源VDD。在本地振蕩器信號(hào)的第二相位LO期間，第一開關(guān)節(jié)點(diǎn)221切換至正電源VDD，而同時(shí)第二開關(guān)節(jié)點(diǎn)222切換至負(fù)電源VSS。
根據(jù)本發(fā)明的混頻電路的關(guān)鍵是，發(fā)現(xiàn)圖1a和圖1b中所示的已知混頻電路的相關(guān)問題與在電源VSS和VDD之間的中間范圍內(nèi)的電壓電平下需要導(dǎo)電通道有關(guān)。但是，考慮到它們的導(dǎo)電通道連接至VSS(N-MOSFET)或VDD(P-MOSFET)，則可以很容易地制造低歐姆的開關(guān)。即使在將來的CMOS技術(shù)中也可以依靠該原理，原因很簡單，因?yàn)閿?shù)字邏輯電路依靠該函數(shù)功能(反相器)。
圖2A中概念性示出的混頻電路200說明了如何利用兩個(gè)匹配的跨導(dǎo)器GM1和GM2以及只連接至電源電壓VSS和VDD的開關(guān)SW來構(gòu)造根據(jù)本發(fā)明的單平衡混頻電路。跨導(dǎo)器GM1和GM2通過將它們各自的開關(guān)端子203、213切換至負(fù)電源電壓VSS而交替地開啟，通過將它們各自的開關(guān)端子203，213切換至正電源電壓VDD而交替地關(guān)閉。如上所述，如果GM2關(guān)閉，則GM1開啟，反之亦然。對(duì)于匹配的跨導(dǎo)器和理想的瞬時(shí)開關(guān)，如圖1A和圖1B所示的已知混頻電路，IOUT1和IOUT2中任意一個(gè)等于乘積Gm×Vrf，其中Gm代表跨導(dǎo)器GM1和GM2的跨導(dǎo)因數(shù)，VRF代表輸入電壓信號(hào)。實(shí)際上，所述已知混頻電路和混頻電路200以不同的方式實(shí)現(xiàn)相同的混頻器功能所述已知混頻器通過由電流開關(guān)跟隨的電壓-電流變換實(shí)現(xiàn)，根據(jù)本發(fā)明的混頻電路200通過直接切換跨導(dǎo)器來實(shí)現(xiàn)(激活“被切換的跨導(dǎo)器”GM1和GM2中的任意一個(gè))。
圖2B是根據(jù)本發(fā)明的混頻電路250的另一實(shí)施例的功能示意圖。所示的混頻電路250是所謂的雙平衡開關(guān)跨導(dǎo)混頻器。它包括四個(gè)匹配的跨導(dǎo)器或電壓-電流變換器GM1a、GM1b、GM2a、GM2b。輸入信號(hào)RF+分別施加于跨導(dǎo)器GM1a和GM2a的控制端子251、261。輸入信號(hào)RF-分別施加于跨導(dǎo)器GM1b和GM2b的控制端子254、264。跨導(dǎo)器GM1a和GM2b的輸出端子252、265分別連接至第一輸出節(jié)點(diǎn)281，用于提供輸出電流IOUT1?？鐚?dǎo)器GM2a和GM1b的輸出端子262、255分別連接至第二輸出節(jié)點(diǎn)282，用于提供輸出電流IOUT2?？鐚?dǎo)器GM1a和GM1b的開關(guān)端子253、256分別連接至第一開關(guān)節(jié)點(diǎn)271?？鐚?dǎo)器GM2a和GM2b的開關(guān)端子263、266分別連接至第二開關(guān)節(jié)點(diǎn)272。通過開關(guān)SW，在本地振蕩器信號(hào)的第一相位LO期間，第一開關(guān)節(jié)點(diǎn)271切換至負(fù)電源電壓VSS，而同時(shí)第二開關(guān)節(jié)點(diǎn)272切換至正電源VDD。在本地振蕩器信號(hào)的第二相位LO期間，第一開關(guān)節(jié)點(diǎn)271切換至正電源VDD，而同時(shí)第二開關(guān)節(jié)點(diǎn)272切換至負(fù)電源VSS。
圖2C是根據(jù)本發(fā)明的混頻電路290的再一個(gè)實(shí)施例的功能示意圖。與圖2B所示的混頻電路250一樣，混頻電路290是雙平衡開關(guān)跨導(dǎo)混頻器。它包括四個(gè)匹配的跨導(dǎo)器或電壓-電流變換器GM1a、GM1b、GM2a和GM2b。輸入信號(hào)RF+分別施加于跨導(dǎo)器GM1a和GM2a的控制端子251、261。輸入信號(hào)RF-分別施加于跨導(dǎo)器GM1b和GM2b的控制端子254、264?？鐚?dǎo)器GM1a和GM2b的輸出端子252、265分別連接至第一輸出節(jié)點(diǎn)281，用于提供輸出電流IOUT1?？鐚?dǎo)器GM2a和GM1b的輸出端子262、255分別連接至第二輸出節(jié)點(diǎn)282，用于提供輸出電流IOUT2。跨導(dǎo)器GM1a的開關(guān)端子253和跨導(dǎo)器GM2a的開關(guān)端子263連接至第一開關(guān)SW1?？鐚?dǎo)器GM1b的開關(guān)端子256和跨導(dǎo)器GM2b的開關(guān)端子266連接至第二開關(guān)SW2。通過開關(guān)SW1和SW2，在本地振蕩器信號(hào)的第一相位LO期間，跨導(dǎo)器GM1a和GM1b的開關(guān)端子切換至負(fù)電源電壓VSS，而同時(shí)跨導(dǎo)器GM2a和GM2b的開關(guān)端子切換至正電源VDD。在本地振蕩器信號(hào)的第二相位LO期間，跨導(dǎo)器GM1a和GM1b的開關(guān)端子切換至正電源VDD，而同時(shí)跨導(dǎo)器GM2a和GM2b的開關(guān)端子切換至負(fù)電源VSS。
圖2A所示的單平衡混頻電路200在LO-頻率處有很強(qiáng)的輸出信號(hào)，其在雙平衡混頻電路250中可以被消除。這通過增加由RF信號(hào)RF-驅(qū)動(dòng)的跨導(dǎo)器GM1b和GM2b很容易實(shí)現(xiàn)，該RF信號(hào)RF-與用于驅(qū)動(dòng)跨導(dǎo)器GM1a和GM2a的RF信號(hào)RF+反相。雙平衡開關(guān)跨導(dǎo)混頻電路250與圖1A所示的已知混頻電路的雙平衡形式具有相同的標(biāo)稱變換增益。
盡管功能等價(jià)，但仍有顯著區(qū)別。最明顯的是，在圖1A的已知混頻電路中，在跨導(dǎo)器GM和輸出節(jié)點(diǎn)之間存在一個(gè)內(nèi)部節(jié)點(diǎn)N1，其由于寄生電容、失真和噪聲的影響而導(dǎo)致帶寬限制。在根據(jù)本發(fā)明的開關(guān)跨導(dǎo)器混頻電路200、250內(nèi)沒有該內(nèi)部節(jié)點(diǎn)。并且，連接至負(fù)電源電壓VSS的開關(guān)SW為連接至輸出節(jié)點(diǎn)281、282的兩個(gè)有源跨導(dǎo)器構(gòu)成一條共模電流路徑。這為理想瞬時(shí)開關(guān)理想地提供了恒定共模輸出電流。實(shí)際上，開關(guān)瞬態(tài)伴隨著大多數(shù)能量集中在2fLO出現(xiàn)，其中2fLO代表本地振蕩器信號(hào)的頻率。該頻率很容易通過接地電容被濾掉。該共模電流的發(fā)生還伴有噪聲，但是這幾乎不損害根據(jù)本發(fā)明的混頻電路200、250的噪聲系數(shù)。
如上所述，由開關(guān)器件SW引入的噪聲電流是共模噪聲電流。因此，該噪聲電流在差分輸出電流中消除，該差分輸出電流是第一輸出電流IOUT1和第二輸出電流IOUT2的差值IOUT1-IOUT2。對(duì)于圖1A所示的已知混頻電路，情況完全不同。這是因?yàn)樵谳敵鯫UT1和0UT2之間存在直接的噪聲電流路徑當(dāng)本地振蕩器信號(hào)LO+和LO-的值大致相等時(shí)，開關(guān)晶體管M2和M3導(dǎo)通且有非常大的噪聲電流，導(dǎo)致在過零點(diǎn)附近出現(xiàn)噪聲峰值。而且，本地振蕩器噪聲在這個(gè)時(shí)間段中被放大。該噪聲超過跨導(dǎo)級(jí)M1的噪聲并在高頻處占主導(dǎo)，其中在高頻處，該“過零點(diǎn)區(qū)域”構(gòu)成本地振蕩器信號(hào)循環(huán)時(shí)間周期的大部分。在無源混頻器中會(huì)出現(xiàn)類似的影響。相反，由于開關(guān)SW產(chǎn)生的噪聲是共模噪聲，所以根據(jù)本發(fā)明的開關(guān)跨導(dǎo)混頻器200、250沒有表現(xiàn)這樣的影響。
圖3是根據(jù)本發(fā)明的混頻電路和已知混頻電路中，仿真的熱輸出噪聲電流密度與本地振蕩器頻率之間的關(guān)系曲線圖。縱軸以pA/sqrt(Hz)表示輸出噪聲，而橫軸以GHz表示本地振蕩器頻率。曲線301表示圖1A所示的已知混頻電路中隨本地振蕩器頻率變化的仿真熱輸出噪聲。曲線302表示圖2A所示的根據(jù)本發(fā)明的混頻電路中隨本地振蕩器頻率變化的仿真熱輸出噪聲。
在這兩種情況下，跨導(dǎo)器利用W/L＝15/0.3、標(biāo)稱偏置在VGS＝VDS＝0.65伏(0.5伏閾值電壓)的N-MOSFET實(shí)現(xiàn)。開關(guān)的W/L＝15/0.18(NMOST)和30/0.18(PMOST)，且開關(guān)由0dBm本地振蕩器功率(50歐姆終端器，在共模電壓Vdd/2附近的平衡信號(hào))驅(qū)動(dòng)。變換跨導(dǎo)約為1mS，兩個(gè)混頻器的帶寬約為4GHz。圖3表示根據(jù)本發(fā)明的開關(guān)跨導(dǎo)混頻電路和已知有源混頻電路中具有低歐姆終端器的仿真熱輸出噪聲電流密度。
很明顯兩個(gè)混頻電路的輸出噪聲的工作情況很不同如曲線302所示的根據(jù)本發(fā)明的開關(guān)跨導(dǎo)器的輸出噪聲下降(基本上跟隨變換跨導(dǎo)的頻率衰減)，而如圖301所示的已知混頻電路的輸出噪聲上升。根據(jù)本發(fā)明的開關(guān)跨導(dǎo)器混頻電路的低噪聲是非常需要的，因?yàn)榈驮肼暦糯笃?LNAs)通常在高頻處增益下降，從而提高在本地振蕩器高頻率處的低混頻器噪聲的相關(guān)度(relevance)。
圖4是根據(jù)本發(fā)明的混頻電路400的一個(gè)實(shí)施例作為集成電路實(shí)現(xiàn)的示意電路圖?；祛l電路400由包括第一分量RF+和第二分量RF-的差分射頻輸入信號(hào)驅(qū)動(dòng)?；祛l電路400的差分輸出信號(hào)包括第一分量Vout1和第二分量Vout2。用于驅(qū)動(dòng)混頻電路400的差分振蕩器頻率包括第一分量LO+和第二分量LO-。
混頻電路400包括分別由N-MOSFET M5、M6、M7和M8實(shí)現(xiàn)的四個(gè)電壓-電流變換器或跨導(dǎo)器GM1a、GM1b、GM2a和GM2b。輸入信號(hào)的第一分量RF+施加于M5和M8的柵極，而輸入信號(hào)的第二分量RF-施加于M6和M7的柵極。M5和M6的源極連接至第一開關(guān)節(jié)點(diǎn)420，而M7和M8的源極連接至第二開關(guān)節(jié)點(diǎn)421。M5和M7的漏極連接至第一輸出節(jié)點(diǎn)410。M6和M8的漏極連接至第二輸出節(jié)點(diǎn)411。
注意到為了使晶體管M5-M8正確運(yùn)行，需要在它們的柵極施加偏置電壓。所以輸入信號(hào)的第一分量RF+包括DC偏置分量Vbias和疊加的AC分量+Vin，而輸入信號(hào)的第二分量RF-包括DC偏置分量Vbias和疊加的AC分量-Vin，其與信號(hào)+Vin反相。
開關(guān)包括兩個(gè)N-MOSFET M1和M2以及兩個(gè)P-MOSFET M3和M4。振蕩器信號(hào)的第一分量LO+施加于M1和M3的柵極，而振蕩器信號(hào)的第二分量LO-施加于M2和M4的柵極。M1和M3的漏極連接至第一開關(guān)節(jié)點(diǎn)420，而M2和M4的漏極連接至第二開關(guān)節(jié)點(diǎn)421。M3和M4的源極連接至正電源VDD、SW。M1和M2的源極連接至負(fù)電源VSS。
混頻電路400還包括用于將電流I1和I2變換成輸出信號(hào)的第一分量VOUT1和第二分量VOUT2的有源負(fù)載電路。電流I1和I2分別是M5和M7相結(jié)合的漏極電流以及M6和M8相結(jié)合的漏極電流。負(fù)載電路包括兩個(gè)P-MOSFET M9和M10。M9和M10的源極連接至正電源VDD，該正電源VDD可以與開關(guān)電源VDD、SW相同。M9的漏極連接至第一輸出節(jié)點(diǎn)410，而M10的漏極連接至第二輸出節(jié)點(diǎn)411。M9和M10的柵極連接至內(nèi)部節(jié)點(diǎn)430。M9和M10的柵極通過用于提供偏置電流IB的偏置電流源431被偏置，其中該偏置電流源431的第一端子連接至內(nèi)部節(jié)點(diǎn)430，第二端子連接至可以是負(fù)電源電壓VSS的負(fù)電源電壓。第一輸出電阻ROUT1連接在內(nèi)部節(jié)點(diǎn)430和第一輸出節(jié)點(diǎn)410之間，而第二輸出電阻ROUT2連接在內(nèi)部節(jié)點(diǎn)430和第二輸出節(jié)點(diǎn)411之間。第一輸出電容COUT1連接在第一輸出節(jié)點(diǎn)410和可以是VSS的負(fù)電源電壓之間，而第二輸出電容COUT2連接在第二輸出節(jié)點(diǎn)411和可以是VSS的負(fù)電源電壓之間。
已經(jīng)實(shí)現(xiàn)了混頻電路400，以通過實(shí)驗(yàn)方法驗(yàn)證根據(jù)本發(fā)明的混頻電路。所設(shè)計(jì)的下變頻混頻器以1伏電源電壓操作。圖4所示的混頻電路400表示在芯片上實(shí)現(xiàn)的示意圖圖3的雙平衡開關(guān)跨導(dǎo)混頻器概念的直接簡單的實(shí)現(xiàn)。跨導(dǎo)器如虛線框中所示(M5-M8)。隨意地，將跨導(dǎo)選擇為約1mS。晶體管M1和M2實(shí)現(xiàn)連接至VSS的開關(guān)，而M3和M4實(shí)現(xiàn)連接至VDD的開關(guān)。它們由與反相器切換閾值(接近VDD/2)相等的公共電壓附近的反相正弦波信號(hào)驅(qū)動(dòng)。注意到這里使用正弦波是由于實(shí)驗(yàn)的原因，但是也可以使用全擺幅(full swing)數(shù)字信號(hào)，以提高與數(shù)字CMOS的兼容性。
為了產(chǎn)生差分輸出電壓信號(hào)VOUT1-VOUT2，必須增加電流電壓(I-V)變換器。這可以通過如圖4上半部所示的共模電流吸收電路實(shí)現(xiàn)，該電路具有兩個(gè)電阻ROUT1和ROUT2，兩個(gè)P-MOSFET M9和M10。但是，這樣的電路有相當(dāng)?shù)偷墓材］敵鲭妷?。通過增加偏置電流源431提供偏置電流IB，共模輸出電壓上升至0.6伏左右，以適合1伏電源電壓。設(shè)計(jì)混頻電路400的最大變換增益為約20dB(ROUT1＝ROUT2＝10千歐)，可以通過在第一和第二輸出節(jié)點(diǎn)410和411之間增加外部電阻來降低最大變換增益。根據(jù)下述討論，可以在該增益范圍的中間選擇該電阻，以實(shí)現(xiàn)12dB變換增益。按照標(biāo)準(zhǔn)的工業(yè)0.18μm CMOS工藝制造該混頻器。
為了測量簡便，測量時(shí)在芯片上增加50歐的終端電阻，以施加射頻輸入信號(hào)RF+和RF-以及振蕩器信號(hào)LO+和LO-。通過晶片探測，利用平衡-不平衡變換器在輸入端揀選出差分變換來測量芯片。使用差分探測器測量差分輸出電壓，VOUT1和VOUT2的差值。IF帶寬是2MHz，其由探測器的輸入電容限制(利用片上負(fù)載很容易獲得＞10MHz)。
圖5是圖4所示的根據(jù)本發(fā)明的混頻電路中，測量的變換增益與本地振蕩器頻率之間的關(guān)系曲線圖?？v軸以dB表示變換增益，而橫軸以GHz表示本地振蕩器(LO)頻率。曲線501和502代表隨本地振蕩器頻率變化的混頻電路400的變換增益，。
利用兩個(gè)頻率范圍有重疊的平衡-不平衡變換器測量作為頻率函數(shù)的變換增益一個(gè)用于300MHz-3GHz頻帶，曲線501，一個(gè)用于2-18GHz，曲線502。盡管實(shí)驗(yàn)不精確，但可以得出結(jié)論該混頻器具有12dB的變換增益和約4GHz的LO帶寬，其與仿真結(jié)果基本一致?；祛l器的電流消耗包括跨導(dǎo)器核心部分的180μA左右的常數(shù)項(xiàng)，和由開關(guān)確定的動(dòng)態(tài)項(xiàng)(≈200μA/GHz)。注意到因?yàn)榭鐚?dǎo)很低，所以功率損耗很低，導(dǎo)致等價(jià)的高輸入噪聲阻抗。為了相對(duì)于50歐姆實(shí)現(xiàn)小于15dB的噪聲系數(shù)，需要大約10倍的跨導(dǎo)，即10倍的功率損耗。在1GHz處這會(huì)導(dǎo)致大約4mW的功率損耗。
圖6是圖4所示的根據(jù)本發(fā)明的混頻電路中，測量的線性度與本地振蕩器頻率之間的關(guān)系曲線圖。縱軸以dB表示三階輸入?yún)⒖冀鼐帱c(diǎn)(IIP3)，而橫軸以GHz表示本地振蕩器(LO)頻率。曲線601和602表示隨本地振蕩器頻率變化的混頻電路400的IIP3。圖6表示通常使用的IIP3，由于通過一個(gè)參數(shù)描述混頻電路的線性度，所以避免了描述例如輸出范圍和失真的需要。
利用兩個(gè)頻率范圍有重疊的平衡-不平衡變換器測量作為頻率函數(shù)的IIP3一個(gè)用于300MHz-3GHz頻帶，曲線601，一個(gè)用于2-18GHz，曲線602。對(duì)于12dB變換增益通常達(dá)到好于+4dBm的IIP3。通過改變輸出電阻進(jìn)行的仿真和實(shí)驗(yàn)表明，線性度受輸出擺幅的限制。實(shí)際上變換增益和IIP3可以交換。仿真表明如果輸出電壓擺幅減小，則IIP3可以超過+10dBm。
圖7是圖4所示的根據(jù)本發(fā)明的混頻電路中，測量的輸出噪聲與本地振蕩器頻率之間的關(guān)系曲線圖?？v軸以dBμV/sqrt(Hz)表示輸出噪聲，而橫軸以GHz表示本地振蕩器(LO)頻率。曲線701和702代表隨本地振蕩器頻率改變的混頻電路400的輸出噪聲。
利用兩個(gè)頻率范圍有重疊的平衡-不平衡變換器測量作為頻率函數(shù)的輸出噪聲一個(gè)用于300MHz-3GHz頻帶，曲線701，一個(gè)用于2-18GHz，曲線702。圖7表示在1MHz IF頻率處測量的作為頻率函數(shù)的輸出噪聲。該曲線的趨勢與變換增益的下降相似，與圖3所示的仿真結(jié)果一致。這些值也基本上符合根據(jù)仿真所期望的跨導(dǎo)器核心部分的噪聲電流。1/f轉(zhuǎn)折頻率(coner frequency)大約為1MHz。
總結(jié)圖4、圖5、圖6和圖7，以標(biāo)準(zhǔn)0.18μm CMOS、0.5伏閾值的設(shè)備實(shí)現(xiàn)1伏開關(guān)跨導(dǎo)混頻器。該混頻器可以運(yùn)行在如此低的電源電壓下，與將來的數(shù)字CMOS兼容，這是因?yàn)橹皇褂昧似鋵?dǎo)電通道與VSS或VDD連接的開關(guān)。與傳統(tǒng)的有源和無源CMOS混頻器相比，開關(guān)晶體管產(chǎn)生的噪聲是共模噪聲，其在差分輸出中被抑制。因此，與已知的混頻電路相反，開關(guān)跨導(dǎo)混頻器的輸出噪聲不隨LO頻率增長，。
對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員，很顯然圖4的混頻電路可以有不同的變形。例如P-MOSFET被N-MOSFET和其他方式替代的互補(bǔ)實(shí)現(xiàn)。
使用BJTs(雙極結(jié)晶體管)取代M5-M8(在BiCMOS工藝中優(yōu)選實(shí)施，因?yàn)锽JT的1/f噪聲小的多)。
增加與跨導(dǎo)器(M5-M8)串聯(lián)的負(fù)反饋電阻，以提高線性度。
將圖3的電路與其互補(bǔ)形式結(jié)合，使得N型跨導(dǎo)器的偏置電流在P型跨導(dǎo)器中被再利用。在這種情況下為了減小所需的最小電源，可以選擇N型跨導(dǎo)級(jí)的Vbias等于Vdd，而對(duì)于PMOST，可以選擇Vbias等于Vss。DC偏置可以通過分別連接至Vss和Vdd的(高)電阻完成，而電容可以提供信號(hào)耦合。互補(bǔ)混頻器一半的輸出可以是DC耦合，這對(duì)于零IF的下變頻混頻器應(yīng)用很重要。
圖8是包括根據(jù)本發(fā)明的混頻電路的接收器的示意圖。接收器800包括天線部分801和接收器部分802。天線部分801用于接收射頻(RF)信號(hào)。天線部分801的目的是接收RF信號(hào)，并將其傳送到接收器部分802。天線部分801包括天線811并可以包括匹配網(wǎng)絡(luò)812，用于使天線811的阻抗與接收器部分802的輸入阻抗匹配。接收器部分包括根據(jù)本發(fā)明的混頻電路821。該混頻電路821可以是例如圖4所示的混頻電路。接收器部分還包括用于產(chǎn)生本地振蕩器信號(hào)的本地振蕩器822。將接收的RF信號(hào)與本地振蕩器信號(hào)進(jìn)行混頻，以產(chǎn)生中頻(IF)輸出信號(hào)803。注意圖8表示基本概念。通常接收器包括如低噪聲放大器(LNA)這樣的額外元件，提高性能。
圖8所示的接收器可以用在例如無線通信設(shè)備中，諸如移動(dòng)電話的聽筒，很明顯也可以應(yīng)用在其他無線通信設(shè)備中。在這樣的無線通信設(shè)備中，在處理單元中可以進(jìn)一步處理輸出信號(hào)803。例如，該處理單元可以根據(jù)輸出信號(hào)803產(chǎn)生音頻信號(hào)。
總之，根據(jù)本發(fā)明的混頻電路有許多吸引人的特征。
例如，因?yàn)樗行枰拈_關(guān)的節(jié)點(diǎn)連接至Vss或Vdd，所以混頻電路可以運(yùn)行在與數(shù)字CMOS兼容的非常低的電源電壓下。
另外，該混頻電路可以在高頻下運(yùn)行，這是因?yàn)榭鐚?dǎo)器的輸出節(jié)點(diǎn)直接連接至電流輸出Iout1和Iout2，沒有圖1所示的如n1這樣的“內(nèi)部”節(jié)點(diǎn)。在圖1的混頻器內(nèi)，節(jié)點(diǎn)n1的接地電容是重要的帶寬限制。
而且，開關(guān)晶體管引入的噪聲對(duì)于兩個(gè)有源跨導(dǎo)器來說是共模噪聲，產(chǎn)生共模輸出噪聲電流。該噪聲在差分輸出電流IOUT1-IOUT2中消除，意味著開關(guān)產(chǎn)生的噪聲可以忽略。對(duì)于圖1的混頻器，情況完全不同。圖1中混頻電路的開關(guān)M2-M3在振蕩器信號(hào)的過零點(diǎn)處產(chǎn)生噪聲PSD內(nèi)很大的峰值。這是因?yàn)樵趦奢敵鲋g存在直接的噪聲電流路徑。當(dāng)LO+和LO-具有近似相等的電壓時(shí)，兩個(gè)開關(guān)導(dǎo)通且具有大噪聲電流，從而在過零點(diǎn)附近產(chǎn)生噪聲峰值。該噪聲超過了跨導(dǎo)級(jí)的噪聲并在高頻處占主導(dǎo)，在該高頻處“取代區(qū)域(take-overregion)”構(gòu)成了本地振蕩器信號(hào)周期的大部分。無源混頻器中出現(xiàn)類似的影響。相反，開關(guān)跨導(dǎo)混頻器在高頻處表現(xiàn)出小的多的噪聲惡化。
根據(jù)本發(fā)明的開關(guān)跨導(dǎo)混頻電路可以使用簡單的全擺幅數(shù)字振蕩器信號(hào)。共模電壓和幅值沒有在已知的有源混頻電路中那么嚴(yán)重，在已知有源混頻電路中開關(guān)晶體管優(yōu)選地應(yīng)該保持強(qiáng)反轉(zhuǎn)和飽和，以作為跨導(dǎo)級(jí)的射地-基地放大器工作。所述開關(guān)的噪聲沒有上述的那么嚴(yán)重，使得LO的產(chǎn)生更加容易。
根據(jù)本發(fā)明的混頻電路可以有利地使用在一些應(yīng)用中，例如這些應(yīng)用可以是以低電源電壓標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字CMOS制造的低電壓CMOS收發(fā)器；需要高混頻器帶寬且已知有源混頻電路的帶寬受內(nèi)部節(jié)點(diǎn)限制的應(yīng)用；在高本地振蕩器頻率處需要低噪聲系數(shù)(NE)且開關(guān)的取代噪聲在噪聲系數(shù)中占主導(dǎo)的應(yīng)用；需要使用數(shù)字振蕩器信號(hào)的應(yīng)用。隨著速度的升高，數(shù)字振蕩器信號(hào)的產(chǎn)生變得越來越可行。數(shù)字振蕩器的優(yōu)點(diǎn)在于，例如它們的靈活性和可編程性，它們受益于與集成電路物理尺寸縮放比例有關(guān)的摩爾定律。
這里描述的本發(fā)明的實(shí)施例旨在用于說明而不會(huì)限制本發(fā)明。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以在不脫離權(quán)利要求所限定的本發(fā)明保護(hù)范圍的情況下，對(duì)這些實(shí)施例做出各種修改。對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員，很顯然可以從圖2A、圖2B和圖4所示的根據(jù)本發(fā)明的混頻電路的實(shí)施例得到不同的變形。例如作為選擇以互補(bǔ)實(shí)現(xiàn)，P-MOSFET可以被N-MOSFET或其他方式取代?？梢允褂秒p極結(jié)晶體管(BJT)代替M5-M8(在BiCMOS工藝中優(yōu)選地實(shí)施，因?yàn)锽JT的1/f噪聲小的多)；且圖2A和圖2B中的任一混頻電路可以與它們的互補(bǔ)形式結(jié)合，使得N型跨導(dǎo)器的偏置電流在P型跨導(dǎo)器中被再利用。在這種情況下為了減小所需的最小電源，可以選擇N型跨導(dǎo)級(jí)的偏置電壓等于VDD，而對(duì)于PMOSFET，可以選擇偏置電壓等于VSS。DC偏置可以通過分別連至VSS和VDD且具有較高阻值的電阻來實(shí)現(xiàn)，而電容可以提供信號(hào)耦合。互補(bǔ)混頻器一半的輸出可以是DC耦合，這對(duì)于零IF的下變頻混頻器應(yīng)用很重要。
另外，可以應(yīng)用在Gilbert混頻器中使用的已知類型的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)，例如有利于寬帶電壓變換增益的連接至VDD的阻抗，同時(shí)可以增加用于低通濾波的額外電容；互阻抗放大器；窄帶應(yīng)用中的調(diào)諧帶通LC網(wǎng)絡(luò)；具有高差分阻抗的共模電流吸收網(wǎng)絡(luò)；經(jīng)由互阻抗放大器的I/V變換器(例如，在下變頻混頻器中頻率足夠低，以至于可以實(shí)現(xiàn)運(yùn)算放大器(OPAMPs))。
權(quán)利要求
1.一種混頻電路，包括用于接收輸入信號(hào)的輸入節(jié)點(diǎn)、第一輸出節(jié)點(diǎn)、第二輸出節(jié)點(diǎn)、電壓-電流變換裝置和開關(guān)裝置，所述電壓-電流變換裝置和所述開關(guān)裝置互相連接且連接至所述輸入節(jié)點(diǎn)、所述第一輸出節(jié)點(diǎn)和所述第二輸出節(jié)點(diǎn)，以響應(yīng)于振蕩器信號(hào)而在所述第一輸出節(jié)點(diǎn)和所述第二輸出節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生混頻的輸入信號(hào)，其特征在于所述電壓-電流變換裝置包括第一電壓-電流變換器，其具有第一控制電極和第一主傳導(dǎo)路徑，其中所述第一控制電極連接至所述輸入節(jié)點(diǎn)，所述第一主傳導(dǎo)路徑具有連接至所述第一輸出節(jié)點(diǎn)的第一輸出電極和連接至所述開關(guān)裝置的第一開關(guān)電極；第二電壓-電流變換器，其具有第二控制電極和第二主傳導(dǎo)路徑，其中所述第二控制電極連接至所述輸入節(jié)點(diǎn)，所述第二主傳導(dǎo)路徑具有連接至所述第二輸出節(jié)點(diǎn)的第二輸出電極和連接至所述開關(guān)裝置的第二開關(guān)電極；以及所述開關(guān)裝置被設(shè)置成在所述振蕩器信號(hào)的第一相位期間，將所述第一開關(guān)電極連接至第一電源電壓以及將所述第二開關(guān)電極連接至第二電源電壓，以及在所述振蕩器信號(hào)的第二相位期間，將所述第一開關(guān)電極連接至所述第二電源電壓以及將所述第二開關(guān)電極連接至所述第一電源電壓。
2.如權(quán)利要求1所述的混頻電路，其特征在于所述第一電壓-電流變換器和所述第二電壓-電流變換器是絕緣柵極場效應(yīng)晶體管，其中柵極是所述各個(gè)控制電極，漏極是所述各個(gè)輸出電極，源極是所述各個(gè)開關(guān)節(jié)點(diǎn)。
3.如權(quán)利要求1所述的混頻電路，其特征在于所述開關(guān)裝置包括第一開關(guān)，用于將所述第一開關(guān)電極在所述振蕩器信號(hào)的第一相位期間連接至所述第一電源電壓，并在所述振蕩器信號(hào)的第二相位期間連接至所述第二電源電壓；以及第二開關(guān)，用于將所述第二開關(guān)電極在所述振蕩器信號(hào)的第一相位期間連接至所述第二電源電壓，并在所述振蕩器信號(hào)的第二相位期間連接至所述第一電源電壓。
4.如權(quán)利要求3所述的混頻電路，其特征在于所述第一開關(guān)是第一反轉(zhuǎn)電路，其具有連接至所述第一開關(guān)節(jié)點(diǎn)的第一開關(guān)輸出節(jié)點(diǎn)和用于接收所述振蕩器信號(hào)的第一開關(guān)輸入節(jié)點(diǎn)；以及所述第二開關(guān)是第二反轉(zhuǎn)電路，其具有連接至所述第二開關(guān)節(jié)點(diǎn)的第二開關(guān)輸出節(jié)點(diǎn)和用于接收所述振蕩器信號(hào)的反相形式的第二開關(guān)輸入節(jié)點(diǎn)。
5.如權(quán)利要求4所述的混頻電路，其特征在于，所述第一反轉(zhuǎn)電路和所述第二反轉(zhuǎn)電路包括晶體管。
6.如權(quán)利要求5所述的混頻電路，其特征在于所述第一反轉(zhuǎn)電路包括第一類型的第一開關(guān)絕緣柵極場效應(yīng)晶體管和第二類型的第二開關(guān)絕緣柵極場效應(yīng)晶體管，其中所述第一開關(guān)絕緣柵極場效應(yīng)晶體管的漏極連接至所述第一開關(guān)輸出節(jié)點(diǎn)，源極連接至所述第一電源電壓，柵極連接至所述第一開關(guān)輸入節(jié)點(diǎn)，所述第二開關(guān)絕緣柵極場效應(yīng)晶體管的漏極連接至所述第一開關(guān)輸出節(jié)點(diǎn)，源極連接至所述第二電源電壓，柵極連接至所述第一開關(guān)輸入節(jié)點(diǎn)；以及所述第二反轉(zhuǎn)電路包括第一類型的第三開關(guān)絕緣柵極場效應(yīng)晶體管和第二類型的第四開關(guān)絕緣柵極場效應(yīng)晶體管，其中所述第三開關(guān)絕緣柵極場效應(yīng)晶體管的漏極連接至所述第二開關(guān)輸出節(jié)點(diǎn)，源極連接至所述第一電源電壓，柵極連接至所述第二開關(guān)輸入節(jié)點(diǎn)，所述第四開關(guān)絕緣柵極場效應(yīng)晶體管的漏極連接至所述第一開關(guān)輸出節(jié)點(diǎn)，源極連接至所述第二電源電壓，柵極連接至所述第二開關(guān)輸入節(jié)點(diǎn)。
7.如權(quán)利要求1所述的混頻電路，其特征在于所述混頻電路包括用于施加第二輸入電壓的第二輸入節(jié)點(diǎn)，其中所述電壓-電流變換裝置包括第三電壓-電流變換器，其具有第三控制電極和第三主傳導(dǎo)路徑，其中所述第三控制電極連接至所述第二輸入節(jié)點(diǎn)，所述第三主傳導(dǎo)路徑具有連接至所述第二輸出節(jié)點(diǎn)的第三輸出電極和連接至所述開關(guān)裝置的第三開關(guān)電極；第四電壓-電流變換器，其具有第四控制電極和第四主傳導(dǎo)路徑，其中所述第四控制電極連接至所述第二輸入節(jié)點(diǎn)，所述第四主傳導(dǎo)路徑具有連接至所述第一輸出節(jié)點(diǎn)的第四輸出電極和連接至所述開關(guān)裝置的第四開關(guān)電極；以及所述開關(guān)裝置被設(shè)置成在所述振蕩器信號(hào)的第一相位期間，將所述第三開關(guān)電極連接至所述第一電源電壓，并將所述第四開關(guān)電極連接至所述第二電源電壓，以及在所述振蕩器信號(hào)的第二相位期間，將所述第三開關(guān)電極連接至所述第二電源電壓，并將所述第四開關(guān)電極連接至所述第一電源電壓。
8.一種用于接收射頻信號(hào)的接收器，包括連接至接收器部分的天線部分，所述接收器部分具有用于產(chǎn)生振蕩器頻率的本地振蕩器，并且所述接收器部分被設(shè)置成輸出另一頻率的信號(hào)，其特征在于，所述接收器部分包括如權(quán)利要求1所述的混頻電路，用于對(duì)所述振蕩器信號(hào)和所述射頻信號(hào)進(jìn)行混頻。
9.一種無線通信設(shè)備，包括連接至信號(hào)處理部分的接收器，所述信號(hào)處理部分用于處理由所述接收器產(chǎn)生的較低頻率的信號(hào)，其特征在于，所述接收器是如權(quán)利要求8所述的接收器。
10.一種通過在混頻電路內(nèi)將輸入信號(hào)和振蕩器信號(hào)進(jìn)行混頻而產(chǎn)生輸出信號(hào)的方法，其中該輸出信號(hào)包括第一輸出電流和第二輸出電流，所述混頻電路包括用于接收所述輸入信號(hào)的輸入節(jié)點(diǎn)、用于提供所述第一輸出電流的第一輸出節(jié)點(diǎn)、用于提供所述第二輸出電流的第二輸出節(jié)點(diǎn)、電壓-電流變換裝置和開關(guān)裝置，所述電壓-電流變換裝置和所述開關(guān)裝置互相連接且連接至所述輸入節(jié)點(diǎn)、所述第一輸出節(jié)點(diǎn)和所述第二輸出節(jié)點(diǎn)，以響應(yīng)于所述振蕩器信號(hào)而在所述第一輸出節(jié)點(diǎn)和所述第二輸出節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生所述輸出信號(hào)，其特征在于所述電壓-電流變換裝置包括第一電壓-電流變換器，其具有第一控制電極和第一主傳導(dǎo)路徑，其中所述第一控制電極連接至所述輸入節(jié)點(diǎn)，所述第一主傳導(dǎo)路徑具有連接至所述第一輸出節(jié)點(diǎn)的第一輸出電極和連接至所述開關(guān)裝置的第一開關(guān)電極；第二電壓-電流變換器，其具有第二控制電極和第二主傳導(dǎo)路徑，其中所述第二控制電極連接至所述輸入節(jié)點(diǎn)，所述第二主傳導(dǎo)路徑具有連接至所述第二輸出節(jié)點(diǎn)的第二輸出電極和連接至所述開關(guān)裝置的第二開關(guān)電極；以及所述開關(guān)裝置被設(shè)置成在所述振蕩器信號(hào)的第一相位期間，將所述第一開關(guān)電極連接至第一電源電壓以及將所述第二開關(guān)電極連接至第二電源電壓，以及在所述振蕩器信號(hào)的第二相位期間，將所述第一開關(guān)電極連接至所述第二電源電壓以及將所述第二開關(guān)電極連接至所述第一電源電壓。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種混頻電路，包括用于接收輸入信號(hào)的輸入節(jié)點(diǎn)、第一輸出節(jié)點(diǎn)202、第二輸出節(jié)點(diǎn)203，電壓－電流變換裝置和開關(guān)裝置，該電壓－電流變換裝置和開關(guān)裝置彼此連接且連接至輸入節(jié)點(diǎn)、第一輸出節(jié)點(diǎn)和第二輸出節(jié)點(diǎn)，以響應(yīng)于振蕩器信號(hào)在第一輸出節(jié)點(diǎn)和第二輸出節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生混頻的輸入信號(hào)。在一實(shí)施例中，電壓－電流變換裝置包括由N－MOSFET M2和M3實(shí)現(xiàn)的第一和第二電壓－電流變換器，它們的柵極連接至輸入節(jié)點(diǎn)。M2的漏極連接至第一輸出節(jié)點(diǎn)202，M3的漏極連接至第二輸出節(jié)點(diǎn)M3。M2的源極連接至開關(guān)節(jié)點(diǎn)221，M3的源極連接至第二開關(guān)節(jié)點(diǎn)222。開關(guān)SW被設(shè)置成，在振蕩器信號(hào)的第一相位期間，將第一開關(guān)節(jié)點(diǎn)221連接至第一電源電壓VDD，將第二開關(guān)節(jié)點(diǎn)222連接至第二電源電壓VSS，在振蕩器信號(hào)的第二相位期間，將第一開關(guān)節(jié)點(diǎn)221連接至VSS，將第二開關(guān)節(jié)點(diǎn)222連接至VDD。本發(fā)明的混頻電路可以通過使用只連接至電源電壓VSS和VDD的開關(guān)而在低電源電壓下操作。通過由開關(guān)SW交替激活的電壓－電流變換器GM1和GM2實(shí)現(xiàn)混頻。
文檔編號(hào)H03D7/14GK1802786SQ200480016089
公開日2006年7月12日 申請(qǐng)日期2004年6月1日 優(yōu)先權(quán)日2003年6月10日
發(fā)明者埃里克·A·M·克盧姆佩任克, 西蒙·M·洛斯瑪, 愛德華·F·斯蒂克沃克 申請(qǐng)人:皇家飛利浦電子股份有限公司