專利名稱：自振蕩功率放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種如第一個權(quán)利要求的非特征部分所述的功率放大器。
這種電路的不足之處在于它的操作是基于切換電容器，正如圖2b所清楚示出的，這種切換電容器明顯需要提供時鐘。但是這種高頻抽樣時鐘的存在會嚴(yán)重增加功率消耗。這嚴(yán)重妨礙了這種電路用于特殊的xDSL系統(tǒng)，這種系統(tǒng)中，輸出放大器的功率消耗是一個嚴(yán)重的問題。
根據(jù)本發(fā)明，實現(xiàn)此目的是由于在放大器設(shè)備的反饋環(huán)中存在低通濾波器，所述緩沖器輸出端(BOUT)經(jīng)所述放大器設(shè)備(AS)的反饋低通濾波器(LPFB)連接到所述比較器(COMP)的所述第二輸入端(Cin2)。
通過這種方式，在反饋路徑中插入一低通濾波器，可以生成一不穩(wěn)定的反饋環(huán)，它的振蕩頻率與此低通濾波器的帶寬有關(guān)。環(huán)路內(nèi)的這種有限周期的振蕩在輸出生成一種具有此振蕩頻率的方波。當(dāng)在比較器的輸入給此不穩(wěn)定的系統(tǒng)施加一外部信號Vin時，該信號的頻率低于此自振蕩頻率，此自振蕩或有限周期的振蕩充當(dāng)高頻振動并線性化該系統(tǒng)，只要比較器輸入之間的差別或誤差信號小于在比較器輸入的有限周期的幅度。該輸出是一包含自振蕩頻率和放大的施加信號的方波。有限周期的幅度是指不存在外部輸入信號的情況下比較器輸入之間的幅度。
因為這種放大器是切換型放大器，所以可以獲得高頻，即使是在緩沖xDSL系統(tǒng)中具有高波峰因數(shù)的信號時。因為，相比較現(xiàn)有技術(shù)的系統(tǒng)，不使用時鐘，顯著改進(jìn)了功率效率。
本發(fā)明的另一個特性特征在于所述緩沖器輸出端(BOUT)經(jīng)所述放大器設(shè)備(AS)的第二低通濾波器(LPS)連接到所述輸出端(OUT)。
通過這種方式，在放大器設(shè)備的輸出和負(fù)載之間插入另外一個低通濾波器，濾除高頻調(diào)制成分。
本發(fā)明的再一個特性特征在于所述輸入信號(vin)的帶寬至少比所述放大器設(shè)備的自振蕩頻率小三倍。
這表示最大自振蕩頻率只需要比要放大的輸入信號的帶寬大3倍，主要通過反饋路徑的低通濾波器的截止頻率確定最大自振蕩頻率。在已經(jīng)提到的現(xiàn)有技術(shù)系統(tǒng)中，切換或時鐘頻率通常比輸入信號的帶寬大10倍以上，以便足以抑制量化噪聲。這是因為在現(xiàn)有技術(shù)的系統(tǒng)中，信號由幅度離散、時間離散的信號表示，而在本放大器中，它是幅度離散、時間連續(xù)的信號。這表示了本放大器關(guān)于更高可獲得帶寬的另一個優(yōu)點。
下面描述輸出放大器設(shè)備的差動形式差動功率放大器設(shè)備(AD)，包括一對可以應(yīng)用差動輸入電壓(vdiff)的差動輸入端(IN1，IN2)和一對與負(fù)載(Rload)相連的差動輸出端(OUT1，OUT2)，所述差動功率放大器設(shè)備包括第一自振蕩環(huán)路，其輸入端連接到所述一對差動輸入端的第一輸入端(IN1)，所述第一自振蕩環(huán)路包括與第一數(shù)字緩沖器(BUF1)相連的第一比較器(COMP1)，第一緩沖器的輸出端經(jīng)第一低通濾波器(LPFB1)連接到所述第一比較器的第二輸入端，所述差動功率放大器設(shè)備包括第二自振蕩環(huán)路，其輸入端連接到所述一對差動輸入端的第二輸入端(IN2)，所述第二自振蕩環(huán)路包括與第二緩沖器(BUF2)相連的第二比較器(COMP2)，第二緩沖器的輸出端經(jīng)第二低通濾波器(LPFB2)連接到所述第二比較器的第二輸入端。
相比較單端的形式，這種差動結(jié)構(gòu)提供電源調(diào)制抑制和更好的噪聲免疫。這加大了本放大器可以獲得的最大信噪比。
因為兩個振蕩環(huán)路彼此連接，所以可以獲得效率的增加。主切換頻率不轉(zhuǎn)移到負(fù)載，因為對于負(fù)載來說它變成共模。這也進(jìn)一步增加了功率效率。
本發(fā)明進(jìn)一步的特性特征在于所述負(fù)載經(jīng)變壓器連接到所述一對差動輸出端，變壓器的主繞組連接在所述一對差動輸出端(OUT1，OUT2)之間，變壓器的次繞組與所述負(fù)載并聯(lián)。
通過經(jīng)變壓器連接到負(fù)載，高頻共模成分可以完全被濾除，而且負(fù)載與放大器電隔離。
本發(fā)明進(jìn)一步的特性特征在于所述負(fù)載與電容(C)并聯(lián)，電容(C)連接在所述一對差動輸出端(OUT1，OUT2)之間。
電容的存在改進(jìn)了兩個振蕩環(huán)路的連接并導(dǎo)致更好的信號完整性。此外，此電容器和變壓器的組合可以降低變壓器線圈繞組的串聯(lián)阻抗，也改進(jìn)了放大器的效率。
圖1表示本發(fā)明的單端放大器設(shè)備AS的示意圖，圖2表示本發(fā)明的差動放大器設(shè)備AD的示意圖，和圖3給出圖1和圖2所示的不同部件的晶體管級的實施例，和圖4表示利用圖3的標(biāo)準(zhǔn)部件實施例在圖2的差動結(jié)構(gòu)測量的輸出頻譜。
反饋低通環(huán)路濾波器LPFB以這樣一種方式構(gòu)造，即該環(huán)路在出現(xiàn)輸入信號時也不穩(wěn)定。這可以通過仔細(xì)的選擇低通濾波器的截止頻率和階數(shù)來實現(xiàn)，因此自振蕩頻率，即該系統(tǒng)在沒有外部輸入信號存在的情況下振蕩的頻率至少比該系統(tǒng)輸入頻率帶寬大3倍。這種考慮例如可以在由Mc-Graw-Hill Book公司的A.Gelb和W.Vander Velde在1968年撰寫的指導(dǎo)手冊“多輸入描述函數(shù)和非線性系統(tǒng)設(shè)計”中找到。在這種情況下，這種不穩(wěn)定在出現(xiàn)輸入信號時也會保持。因此在出現(xiàn)輸入信號vin時，該環(huán)路也以自振蕩頻率振蕩，該自振蕩頻率以下稱為有限周期的頻率。在這種情況下，此有限或振蕩周期充當(dāng)高頻振動并線性化該系統(tǒng)，只要比較器COMP的兩個輸入之間的誤差信號小于在比較器輸入的有限周期的幅度。在這種情況下，該輸出是一包含有限周期頻率和激勵輸入信號的方波。有限周期的幅度是指不存在外部輸入信號的情況下比較器輸入之間的幅度。
為了濾除這些高頻振蕩成分，第二低通濾波器可以連接在緩沖器輸出端Bout和放大器設(shè)備的輸出端OUT之間。
線性化系統(tǒng)的傳遞函數(shù)依賴有限周期的幅度。這可以從下面的數(shù)學(xué)考慮中得以理解包括比較器COMP、緩沖器BUF和反饋濾波器LPFB的系統(tǒng)可以通過利用描述函數(shù)方案來分析。在這種方案中，后面跟著數(shù)字緩沖器BUF的比較器COMP可以用下面的描述函數(shù)N’(A)模擬。N′(A)=N(A)p1s+p1]]>這里p1是比較器的第一階極點，N(A)是依賴于輸入幅度A的復(fù)數(shù)增益。此增益可以利用下面的等式計算N(A)=jπA∫02πy(Asinψ)e-jψdψ]]>它導(dǎo)致N(A)=2VDDπA]]>對于一理想的比較器COMP，只有一個頻率ω0出現(xiàn)在環(huán)路上幅度為A。從此公式通過求解下面的復(fù)數(shù)等式可以計算有限周期的幅度和頻率1+N′(A)LPFB(s)＝0因為這是一種相干非線性系統(tǒng)，這些系統(tǒng)無法用于計算系統(tǒng)對在輸入IN的輸入信號vin的響應(yīng)。這是因為疊加原理不再保持。為了分析它，已經(jīng)計算了雙正弦描述函數(shù)。N2′(A,e)=N2(A,e)p1s+p1]]>N’2表示比較器COMP，主極點p1和復(fù)數(shù)增益N2依賴于有限周期幅度A和cin1與cin2之間誤差信號e幅度，誤差信號e在輸入信號vin用于輸入IN時出現(xiàn)。此復(fù)數(shù)幅度可以按照如下計算N2(A,e)=jπe∫-∞∞F(y(x))J0(A,u)J1(e,u)du]]>F(y(x)是比較器的DC轉(zhuǎn)移特性y(x)的傅里葉變換，J0是第一種階0的貝塞爾函數(shù)。J1是第一種階1的貝塞爾函數(shù)。利用理想比較器的傅里葉變換求解此等式。F(y(x))=VDDju]]>得出N2(A,e)=∫2VDDπe2F1(12,-12;1;(Ae)2)for0<A<eVDDπe(eA)2F1(12,12;2;(eA)2)for0<e<A]]>≈N(A)/2 當(dāng)0＜e＜＜＜A2F1是具有二階分母和一階分母的超幾何函數(shù)。當(dāng)e＜A時，2F1變成1，使得傳遞函數(shù)與輸入信號無關(guān)，因此減少失真。當(dāng)需要特定的失真程度時，此等式限制了最大輸出電壓。因此包括COMP、BUF和LPFB的整個系統(tǒng)的傳遞函數(shù)變成T(s)=N2′(A,e)1+N2′(A,e)LPFB(s)]]>從此，可以建議對系統(tǒng)的自適應(yīng)。因為變化的負(fù)載狀態(tài)影響數(shù)字驅(qū)動器的輸入輸出特性，所以有限周期的幅度和頻率發(fā)生改變。但是因為LPFB的傳遞函數(shù)不受整個系統(tǒng)傳遞函數(shù)的影響，因為施加的信號沒有改變。
因為也很顯然有限周期的幅度依賴于與數(shù)字緩沖器連接的負(fù)載，所以整個系統(tǒng)變得自適應(yīng)于負(fù)載變化。這種影響在出現(xiàn)額外的用于濾除自振蕩頻率的低通濾波器LPS時變得不那么明確。
圖2表示本發(fā)明的放大器設(shè)備的差動形式。此實施例主要包括兩個類似于第一實施例所述的環(huán)路第一環(huán)路包括比較器COMP1、數(shù)字緩沖器BUF1和低通濾波器LPFB1，第二環(huán)路包括比較器COMP2、數(shù)字緩沖器BUF2和低通濾波器LPFB2。第一環(huán)路連接到該差動放大器設(shè)備AD的第一差動輸入端IN1，而第二環(huán)路連接到該差動放大器設(shè)備AD的第二差動輸入端IN2。在兩個差動輸入端IN1和IN2之間可以應(yīng)用差動輸入信號vdiff。該差動功率放大器設(shè)備AD包括一對差動輸出端OUT1和OUT2。負(fù)載阻抗RLOAD的兩端可以連接到兩個輸出端OUT1和OUT2。兩個環(huán)路包含類似的組建，因此兩個環(huán)路的有限周期的振蕩頻率相同。
差動形式的AD的操作在某種意義上類似于單端形式的AS的操作，即兩個單獨的環(huán)路將以相同的有限周期振蕩頻率振蕩。而且在這種情況下，輸入信號的帶寬至少比環(huán)路自振蕩頻率小3倍。
通過經(jīng)負(fù)載連接兩個振蕩環(huán)路，這兩個振蕩器彼此吸引，使得該有限周期同相振蕩。因此只有放大的輸入信號傳遞到負(fù)載，而高頻振蕩避開此負(fù)載。因此該差動結(jié)構(gòu)提供電源調(diào)制抑制。因為有限周期頻率沒有傳遞到負(fù)載，所以不需要增加額外的串聯(lián)低通濾波器，正如圖1的單端實施例的情況。
由于電感連接的存在可以加強(qiáng)兩個振蕩環(huán)路的吸引，可以通過與負(fù)載并聯(lián)的變壓器T實現(xiàn)該電感連接，也如圖2所示。通過這種方式，有限周期將變成變壓器主繞組的共模。因為這通過變壓器自身解耦負(fù)載，所以可以改進(jìn)共模抑制率。由此改進(jìn)噪聲免疫。需要注意的是對于DSL輸出放大器的應(yīng)用，這種變壓器用來解耦線路，因此它們不需要單獨提供。
電容C也可以連接在兩個差動輸出終端之間，也如圖2所示。電容器具有提供低阻抗的優(yōu)點，這幫助兩個環(huán)路相互吸引。結(jié)合上述的變壓器T，此電容器可以降低變壓器較高的固有阻抗。
圖3表示圖1和2不同組件的晶體管級的詳細(xì)實施例。環(huán)路濾波器LPFB、LPFB1和LPFB2實現(xiàn)為三階RC濾波器，圖3表示為“反饋濾波器”，用于保持反饋電路的高線性。為了降低通過比較器的傳遞時間，選擇了3級結(jié)構(gòu)COMP、COMP1和COMP2，利用正反饋確保之后是自偏置后置放大器的快速比較。這都包含在圖3中表示為“比較器”的方框中。為了防止切換期間較大的擊穿電流，增加了一非重疊的切換電路。這種非重疊信號的延遲方案與數(shù)字緩沖器結(jié)合來降低大輸出驅(qū)動器的上升時間。包含在表示為“結(jié)合了非直流電路的數(shù)字緩沖器”方框中的晶體管和包含在方框“輸出驅(qū)動器”中的晶體管一起形成圖1的數(shù)字緩沖器BUF和圖2的BUF1和BUF2的實施例。
從圖3可以看出，利用CMOS技術(shù)可以實現(xiàn)這種放大器。在實現(xiàn)圖2方案的特殊實施例中，利用通過0.35μmCMOS技術(shù)實現(xiàn)的圖3的電路、標(biāo)準(zhǔn)的變壓器T和標(biāo)準(zhǔn)的耦合電容器C。整個電路已經(jīng)證明用來驅(qū)動直到2.4Ohm的任何負(fù)載是可行的。比例換算技術(shù)是重要的。實際上，當(dāng)用作DSL輸出放大器時，線路上的信號電平傾向保持在同一幅度(15V)，而電源電壓隨著每項技術(shù)的產(chǎn)生而下降。變壓器用于克服此問題并進(jìn)行電流隔離。而電阻隨著變壓比的平方而下降。
對于電源電壓為3.3V，電阻負(fù)載為2.4Ohm，線性音頻電容為40nF，ADTTI1-6變壓器比率為1∶1，輸出電壓的峰-峰值為1.2V，電壓增益為0.9，對于輸入信號峰-峰值為1.3V可以得到48％的效率。值得注意的是此效率包括使用的變壓器的損耗。如果變壓器的損耗排除不計，可以實現(xiàn)61％的效率。很值得注意的是該效率會亞線性下降，對于波峰因數(shù)大于1.2的輸入信號導(dǎo)致比理想B類放大器更好的效率。
圖4表示利用變壓器和并聯(lián)的電容器實現(xiàn)的差動放大器結(jié)構(gòu)的直到20MHz的輸出頻譜。應(yīng)用200kHz的輸入信號。自振蕩頻率等于3.8MHz。從此圖中很明顯由于兩個環(huán)路的耦合自振蕩頻率及其諧波得以抑制。此圖對于直到約1MHz的高信號頻率難以改變。對于800kHz的輸入信號來說，可測量到縮寫為SFDR的54.4dB偽空閑動態(tài)范圍。對于900kHz的輸入信號來說，SFDR減小為51.2dB。對于更高的信號頻率，線性化效果急劇下降，因為在這種情況下不必滿足輸入信號的帶寬至少比自振蕩頻率小三倍的情況。
雖然已經(jīng)結(jié)合具體的裝置描述了本發(fā)明的原理，明顯可以理解此說明只是通過實例作出的并不是對所附權(quán)利要求書現(xiàn)定的本發(fā)明的范圍的限制。
權(quán)利要求
1.功率放大器設(shè)備(AS)，包括用于連接輸入信號(vin)源的輸入端(IN)，所述放大器設(shè)備進(jìn)一步包括比較器(COMP)，它的第一輸入端(Cin)連接到所述放大器設(shè)備的所述輸入端(IN)，它的輸出端(Cout)連接到所述放大器設(shè)備的數(shù)字緩沖器(BUF)的輸入端(Bin)，所述數(shù)字緩沖器的緩沖輸出終端(Bout)連接到所述放大器設(shè)備(AS)的輸出端(OUT)和所述比較器(COMP)的第二輸入端(Cin2)，其特征在于所述緩沖器輸出端(BOUT)經(jīng)所述放大器設(shè)備(AS)的反饋低通濾波器(LPFB)連接到所述比較器(COMP)的所述第二輸入端(Cin2)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的功率放大器設(shè)備(AS)其特征在于所述緩沖器輸出端(BOUT)經(jīng)所述放大器設(shè)備(AS)的第二低通濾波器(LPS)連接到所述輸出端(OUT)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的功率放大器設(shè)備(AS)其特征在于所述輸入信號(vin)的帶寬至少比所述放大器設(shè)備的自振蕩頻率小三倍。
4.差動功率放大器設(shè)備(AD)，包括一對可以應(yīng)用差動輸入電壓(vdiff)的差動輸入端(IN1，IN2)和一對與負(fù)載(Rload)相連的差動輸出端(OUT1，OUT2)，所述差動功率放大器設(shè)備包括第一自振蕩環(huán)路，其輸入端連接到所述一對差動輸入端的第一輸入端(IN1)，所述第一自振蕩環(huán)路包括與第一數(shù)字緩沖器(BUF1)相連的第一比較器(COMP1)，第一緩沖器的輸出端經(jīng)第一低通濾波器(LPFB1)連接到所述第一比較器的第二輸入端，所述差動功率放大器設(shè)備包括第二自振蕩環(huán)路，其輸入端連接到所述一對差動輸入端的第二輸入端(IN2)，所述第二自振蕩環(huán)路包括與第二緩沖器(BUF2)相連的第二比較器(COMP2)，第二緩沖器的輸出端經(jīng)第二低通濾波器(LPFB2)連接到所述第二比較器的第二輸入端。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的差動功率放大器設(shè)備(AD)其特征在于所述第一自振蕩環(huán)路與所述第二自振蕩環(huán)路大致相同。
6.根據(jù)權(quán)利要求5的差動功率放大器設(shè)備(AD)其特征在于所述差動輸入信號(vdiff)的帶寬至少比所述差動功率放大器設(shè)備(AD)的自振蕩頻率小三倍。
7.根據(jù)權(quán)利要求4的差動功率放大器設(shè)備(AD)其特征在于所述負(fù)載經(jīng)變壓器連接到所述一對差動輸出端，變壓器的主繞組連接在所述一對差動輸出端(OUT1，OUT2)之間，變壓器的次繞組與所述負(fù)載并聯(lián)。
8.根據(jù)權(quán)利要求4或7的差動功率放大器設(shè)備(AD)其特征在于所述負(fù)載與電容(C)并聯(lián)，電容(C)連接在所述一對差動輸出端(OUT1，OUT2)之間。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種自振蕩功率放大器。一種功率放大器包括應(yīng)用輸入信號的比較器(COMP),數(shù)字緩沖器(BUF)經(jīng)反饋低通濾波器(LPFB)連接到所述比較器(COMP)連接到第二輸入端(Cin2)。由此產(chǎn)生不穩(wěn)定的環(huán)路,其振蕩頻率與反饋低通濾波器的帶寬有關(guān)。在存在輸入信號的情況下,該自振蕩頻率線性化該系統(tǒng),導(dǎo)致具有較佳功率效率的功率放大器。在差動形式中,提供兩個這種自振蕩環(huán)路。兩個環(huán)路的耦合由此阻止高頻自振蕩通過負(fù)載。
文檔編號H03F3/20GK1375927SQ0210316
公開日2002年10月23日 申請日期2002年2月1日 優(yōu)先權(quán)日2001年2月1日
發(fā)明者蒂姆·皮森斯, 米歇爾·斯特伊爾特 申請人:阿爾卡塔爾公司