具有l(wèi)c濾波器的電氣轉換器的控制方法
【專利摘要】電氣轉換器(12)經(jīng)由濾波器(14)與電氣負載(16)或電源(20)互連。用于控制轉換器(12)的方法包括步驟：接收用于電氣轉換器(12)的參考通量(ψ*i)；確定輸出信號(y)，輸出信號(y)包括在濾波器(14)中測量的電流和/或電壓；從輸出信號(y)確定估計通量(ψi)；基于濾波器(14)的數(shù)學模型和二次代價函數(shù)從輸出信號(y)確定校正通量(ψi，damp)；基于估計通量(ψi)和校正通量(ψi，damp)的和確定用于電氣轉換器(12)的控制輸入信號(u)；用控制輸入信號(u)對轉換器(12)進行控制；以及通過對至少一個輸出信號應用信號濾波(32)來對該至少一個輸出信號(y)進行算法濾波，該算法濾波設計為對濾波器(14)的諧振頻率(40)處的至少一個輸出信號進行放大，由此從濾波后的輸出信號確定校正通量(ψi，damp)。
【專利說明】
具有LC濾波器的電氣轉換器的控制方法
技術領域
[0001] 本發(fā)明設及一種用于控制電氣轉換器和轉換器系統(tǒng)的方法。
【背景技術】
[0002] 電氣轉換器，例如有源整流器和逆變器，被用于將第一電流轉換成具有不同頻率 的第二電流，從而例如為負載供電、將電源連接至電網(wǎng)或者將兩個電氣網(wǎng)絡互連。
[0003] 特定的中壓轉換器與低通輸入或輸出濾波器鏈接，該濾波器通過大電阻進行無源 衰減。典型地，該濾波器包括與阻尼電阻串聯(lián)連接的濾波器電感和濾波器電容。運種濾波器 被稱作LCR濾波器。然而，運樣的結構可能在電阻上會具有相當大的功率損耗，并且由于在 更高的頻率下其衰減能力的衰減率緩慢，可能不能在輸出提供適當?shù)碾娏髑€。
[0004] 由于轉換器需要具有一定的、通過低電流全諧波失真(THD)表現(xiàn)出的機器友好行 為，W及需要滿足通過低電流和/或電壓THDW及單諧波約束滿意度所表現(xiàn)出的電網(wǎng)規(guī)程要 求，因此，不包括電阻的濾波器(稱為LC濾波器)從輸入輸出的角度來看是非常吸引人的。
[0005] 從控制的觀點來看，僅有LC濾波器可能難W確保閉環(huán)系統(tǒng)(轉換器、附連電纜、變 壓器、電機等）的穩(wěn)定性。由于LC濾波器存在共振峰值，因此系統(tǒng)中的更高階諧振可能會被 放大，并且該系統(tǒng)可能會發(fā)生振蕩。
[0006] 用于控制該轉換器的可能的控制方法可W為模型預測控制方法。例如， EP2469692A1描述了模型預測脈沖模式控制(MP3C)，其例如可提供具有N電平電壓源逆變器 的AC機器的快速閉環(huán)控制。MP3C依賴于具有在線計算出的低總諧波失真因子的最優(yōu)化脈沖 模式(OPP) dOPP被用來產(chǎn)生需要跟隨的參考通量軌跡。MP3C包括在線計算級，其在OPP中調 節(jié)切換時刻，W便W閉環(huán)模式將通量保持于參考軌跡上。
[0007] US5,734,249公開了一種用于控制電氣轉換器的一般方法，該電氣轉換器用于電 驅動。
[000引 此外，在"State of the Art of Finite Control Set Model Predictive Control in Power Electronics(功率電子中有限控制集模型預測控制的當前發(fā)展狀 況）"，20121 邸E IYansactions on Industrial InformaticsdE邸工業(yè)信息匯刊）中公開 了使用代價函數(shù)來控制具有包括無源輸出濾波器的電壓源逆變器的電力系統(tǒng)從而來抑制 該濾波器阻尼諧振的可能性。

【發(fā)明內容】

[0009] 本發(fā)明的目的是提供一種具有低功率損耗的電氣轉換器。本發(fā)明的目的可還在于 提供一種電氣轉換器，其適于有效抑制LC濾波器引起的振蕩。
[0010] 運些目的由獨立權利要求的主題來實現(xiàn)。通過從屬權利要求和下面的說明將使得 另外的示例性實施例變得更加明顯。
[0011] 本發(fā)明的一個方面設及一種用于控制通過濾波器與電氣負載或電源互連的電氣 轉換器的方法。電氣轉換器可W分別為用于將DC電流轉換為AC電流或者相反的有源整流器 或逆變器。通常，該轉換器可W是N電平轉換器，即，該轉換器在AC側具有N電平輸出電壓。電 氣轉換器可包括由控制器控制的半導體開關，W用于控制流經(jīng)該轉換器的電流。
[0012] 需要注意的是，該轉換器可W是大功率轉換器，其適于處理大于IOOA和/或大于 1000 V的電流。
[0013] 根據(jù)本發(fā)明的實施例，該方法包括步驟:確定輸出信號，該輸出信號包括在濾波器 中測量的電流和/或電壓;從輸出信號中確定估計通量;基于濾波器的數(shù)學模型和二次型代 價函數(shù)，從輸出信號中確定校正通量，該數(shù)學模型模擬輸出信號W及校正通量;基于用作校 正估計通量的該校正通量和該估計通量的總和，確定用于該電氣轉換器的控制輸入信號； W及采用該控制輸入信號來控制該轉換器。具體地，可確定或接收用于電氣轉換器的參考 通量，并且通量誤差可W被設置為參考通量與該估計通量和該校正通量總和的差。然后可 W從通量誤差來確定控制輸入信號。
[0014] 通常，基于濾波器模型的校正通量的確定可W被看作是被加入到(傳統(tǒng)的)控制方 法的外控制環(huán)，（傳統(tǒng)的)控制方法作為內控制環(huán)，可W不考慮濾波器。該外控制環(huán)將該校正 加到由內控制環(huán)使用的參考通量上W用于控制轉換器。
[0015] 外控制環(huán)可W被看作為基于濾波器（W及可選擇的系統(tǒng)的其他組件，例如該轉換 器、電網(wǎng)、負載、電源等)的數(shù)學模型從輸出信號確定校正通量的附加抑制方法，W使得由諧 振濾波器引起的激勵被抑制。需要注意的是，并非內控制環(huán)有源抑制該振蕩，而是外控制環(huán) 已經(jīng)對參考通量進行了調節(jié)。
[0016] 數(shù)學模型可包含差分方程。通過在滿足運些方程的等式約束下最小化代價函數(shù)來 確定校正通量。對于不隨時間變化的方程，其可W離線完成，從而產(chǎn)生校正通量相關于輸出 信號的線性方程。
[0017] 通過該控制方法，由（另外的)轉換器的未抑制的輸出或輸入濾波器產(chǎn)生的振蕩被 有源抑制。
[0018] 由于選定或選擇數(shù)學模型和/或代價函數(shù)的普遍性，并且隨著對其進行自然地設 計W用來處理多輸入多輸出(MIMO)類型的系統(tǒng)，該控制方法可適用于較高階系統(tǒng)(濾波器、 變壓器、長電纜等）。
[0019] 濾波器可W是電氣濾波器和/或LC濾波器。
[0020] 根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，該數(shù)學模型基于模擬濾波器（W及可選的轉換器)行為 的差分方程。該差分方程可W是線性(時不變)狀態(tài)空間方程和/或該模型可W是諧波模型。 運些公式可W被離線確定并且其是基于濾波器和/或轉換器的拓撲結構的。
[0021] 通常，該代價函數(shù)可W是輸出信號(其可W是在系統(tǒng)的各時刻確定的時間相關值/ 矢量)的二次函數(shù)并且可具有線性項。
[0022] 根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，離線進行求解和/或使用濾波器的數(shù)學模型，并且通過 對濾波器電壓的積分來確定校正通量，該濾波器電壓是通過線性方程從該輸出信號計算得 到的，輸出信號是從該數(shù)學模型中導出的。
[0023] 根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，輸出信號包括至少W下之一:轉換器和濾波器之間的 轉換器電流，濾波器和負載之間的負載電流，在轉換器側的濾波器兩端的轉換器側濾波器 電壓，W及在負載側的濾波器兩端的負載側濾波器電壓。并不需要對運些值的所有值都進 行測量。運些值的一個或者多個可W從其他值中計算得到或者估算得到。
[0024] 此外，必須理解，在本公開中提及的所有通量、電流和電壓可W為矢量(在多相系 統(tǒng)中），也可W為標量(在單相系統(tǒng)中）。
[0025] 根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，該濾波器包括與轉換器和負載連接的電感器和與該負 載和轉換器并聯(lián)的電容器。特別地，該濾波器可W不包括電阻元件，即，可W是諧振或正弦 濾波器(即，LC濾波器）。
[0026] 該方法進一步包括步驟:通過在至少一個輸出信號上施加信號濾波器(例如帶通 濾波器)來對至少一個輸出信號進行濾波，其被設計為放大處于濾波器諧振頻率(或者位于 諧振峰值范圍內）處的該至少一個輸出信號，并且從該至少一個濾波后的輸出信號中確定 校正通量。該濾波器可W例如通過軟件模塊被在算法上執(zhí)行。
[0027] 通過帶通信號濾波器、特別是通過相同的帶通濾波器對用于確定該校正通量的所 有輸出信號進行濾波是可能的。
[0028] LC濾波器通常被調諧為使其諧振頻率高于AC電流的頻率。例如，諧振頻率可高于 lOOHz，并且轉換器、旋轉電機和/或電網(wǎng)的額定頻率可約為50化。通常，濾波器的傳遞函數(shù) 在諧振頻率附近的范圍最大，由系統(tǒng)轉換器/負載或轉換器/電源產(chǎn)生的電流中較高階頻率 分量可在諧振頻率附近被放大。
[0029] 根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，信號濾波器被設計為相比于處于諧振頻率處的至少一 個輸出信號，其對于處在不同于諧振頻率的頻率處的至少一個輸出信號具有更強的相移作 用。
[0030] -般來說，信號濾波器可W被用于抽取輸出信號中處于諧振頻率附近范圍內的分 量(頻率和在運些頻率處的任選的相位偏移）。
[0031] 必須理解，信號濾波器可W被實現(xiàn)為軟件模塊和/或校正通量的確定可W由另一 軟件模塊來實現(xiàn)。
[0032] 總之，外控制環(huán)可由通量校正模塊W及可選的信號濾波器模塊來提供，其提供將 被提供至內控制環(huán)的校正通量，內控制環(huán)可W實施為不需要意識到濾波器的控制器。
[0033] 關于內控制環(huán)，執(zhí)行內控制環(huán)的控制器還可包括多個模塊。估計通量可由狀態(tài)估 計器來提供，狀態(tài)估計器用于從該輸入信號中估計該估計通量和其它與轉換器系統(tǒng)狀態(tài)相 關的變量。例如，該估計器還可W估計參考轉矩和/或參考速度。例如，參考通量可基于該參 考轉矩由轉矩控制器提供，和/或該參考轉矩可基于該參考速度由速度控制器提供。
[0034] 特別地，該內控制環(huán)可基于模型預測控制。
[0035] 根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，該控制輸入信號由模型預測控制方法基于轉換器和/ 或濾波器的（第二)數(shù)學模型W及第二代價函數(shù)(其在線求解)來確定。例如，該第二代價函 數(shù)限制該通量誤差，其取決于由外控制環(huán)確定的校正通量。
[0036] 根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，該控制輸入信號通過移動和/或改變轉換器所選定的 脈沖模式的時刻來確定，W最小化第二代價函數(shù)。內控制環(huán)的控制方法可W為MP3C，其可W 提供關于處在諧振頻率附近的輸出信號的相關分量信息。由此，控制器可W對運樣的信息 作出反應并且可有源抑制濾波器引起的振蕩。
[0037] 根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，該控制輸入信號包括轉換器的開關狀態(tài)。例如，運些開 關狀態(tài)可由脈沖模式(pulse pattern)來提供，該脈沖模式是相關于通量誤差來確定的，而 通量誤差是借助于該校正通量來計算的。
[0038] 本發(fā)明的另一個方面設及一種計算機程序，當該計算機程序在處理器上執(zhí)行時， 其適用于實施該方法的步驟，并且本發(fā)明的另一個方面設及一種計算機可讀介質，計算機 程序被存儲在該計算機可讀介質上。計算機可讀介質可W是軟盤、硬盤、USB(通用串行總 線）存儲裝置、RAM(隨機存取存儲器）、R0M(只讀存儲器)和EPROM(可擦除可編程只讀存儲 器）。計算機可讀介質還可W是數(shù)據(jù)通信網(wǎng)絡，例如因特網(wǎng)，其允許下載程序代碼。
[0039] 然而，控制方法也可至少部分地由硬件來實現(xiàn)。
[0040] 例如，該控制方法可W實現(xiàn)在任何計算硬件上，計算硬件包括DSP、FPGA、微控制 器、CPU、GPU、多核平臺W及它們的組合。
[0041] 本發(fā)明的另一方面設及一種用于控制電氣轉換器的控制器，其中該控制器適于執(zhí) 行在上文和下文中描述的方法的步驟。例如，該控制器可W包括一個或多個上述處理器。
[0042] 本發(fā)明的另一方面設及一種轉換器系統(tǒng)，其包括用于轉換第一電流至第二電流的 轉換器，連接該轉換器的濾波器W及適用于執(zhí)行如上所述和如下所述的控制方法的控制 器。
[0043] 根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，該電氣轉換器包括逆變器和有源整流器中的至少一 個，W及/或者該轉換器通過濾波器連接至負載或者電源。
[0044] 例如，轉換器系統(tǒng)可W是具有逆變器的電驅動，該逆變器適于為電機提供從DC鏈 路產(chǎn)生的AC電流。濾波器也可W互連在逆變器和電動機之間。在運種情況下，在濾波器和電 動機之間可連接(具有大電感)的長電纜。
[0045] 在另一示例中，可用發(fā)電機代替電動機，并且轉換器系統(tǒng)可W包括向DC鏈路提供 由發(fā)電機產(chǎn)生的電力的逆變器。
[0046] 此外，轉換器系統(tǒng)包括通過濾波器與電網(wǎng)連接的整流器也是可能的。
[0047] 應當理解，如上所述W及如下所述的控制方法的特征也可W為如上所述和如下所 述的計算機程序、計算機可讀介質、控制器W及轉換器系統(tǒng)的特征，反之亦然。
[004引總之，本公開的主要方面可W概括如下：
[0049] 獲得準確的整體轉換器系統(tǒng)的模型(可稱為諧波或數(shù)學模型）。該模型可編碼轉換 器、濾波器、變壓器、長電纜、電機和/或電網(wǎng)。該模型基于轉換器系統(tǒng)的輸出信號。
[0050] 不考慮轉換器系統(tǒng)的階數(shù)(狀態(tài)的數(shù)量），相關信號分量（即，濾波后的輸出信號） 可相關于濾波器的諧振頻率被抽取出來。運可由信號濾波器來實現(xiàn)。
[0051] 使用該數(shù)學模型和（任選地濾波后的）輸出信號，控制器被設計為產(chǎn)生校正信號 (特別是校正通量），其被加到一些或所有估計信號上(特別是估計參考通量）。運是通過實 現(xiàn)數(shù)學模型和相應求解的控制器的有源抑制實體或單元來實現(xiàn)的。
[0052] 參考下文中描述的實施例，本發(fā)明的運些和其它方面將變得顯而易見并且被闡 明。
【附圖說明】
[0053] 本發(fā)明的主題將參考由附圖中示出的示例性實施例在下文中進行詳細說明。
[0054] 圖1示意性地示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的轉換器系統(tǒng)。
[0055] 圖2示意性示出了根據(jù)本發(fā)明另一個實施例的轉換器系統(tǒng)。
[0056] 圖3示意性示出了根據(jù)本發(fā)明另一個實施例的轉換器系統(tǒng)。
[0057]圖4示出了根據(jù)本發(fā)明另一個實施例的轉換器系統(tǒng)的諧波模型。
[005引圖5示意性示出了根據(jù)本發(fā)明另一個實施例的轉換器系統(tǒng)。
[0059] 圖6示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的用于控制轉換器的方法的流程圖。
[0060] 圖7示出了根據(jù)本發(fā)明另一個實施例的用于轉換器系統(tǒng)的信號濾波器的屬性描述 圖。
[0061] 圖8示意性示出了根據(jù)本發(fā)明另一個實施例的轉換器系統(tǒng)。
[0062] 圖9示出了根據(jù)本發(fā)明另一個實施例的用于控制轉換器的方法的流程圖。
[0063] 圖10示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的用于控制轉換器的脈沖模式的示圖。
[0064] 圖IlA和IlB示出了在轉矩瞬變期間轉換器系統(tǒng)的轉矩和電流的示圖。
[0065] 圖12A和12B示出了根據(jù)本發(fā)明一個實施例的轉換器系統(tǒng)轉矩瞬變期間的轉矩和 電流的示圖。
[0066] 在附圖中使用的參考標記W及它們的含義在參考標記列表中概括性地列出。理論 上，在附圖中相同的部件具有相同的附圖標記。
【具體實施方式】
[0067] 圖1示出了具有通過LC濾波器14在輸出側連接旋轉電機16的逆變器(DC至AC轉換 器）12的轉換器系統(tǒng)10,旋轉電機16例如為發(fā)電機或電動機。如圖所示，該轉換器12可W具 有S相輸出。然而，轉換器系統(tǒng)10還可W是單相系統(tǒng)。
[0068] 逆變器12產(chǎn)生N電平輸出電壓，其由LC濾波器14進行平滑，LC濾波器14包括連接在 轉換器12和旋轉電機16之間的濾波電感Lf。濾波電容Cf與轉換器12和/或旋轉電機16并聯(lián)。 應當理解，在多相系統(tǒng)中，濾波電感Lf和濾波電容Cf( W及下面描述的部件)包括與相數(shù)對應 的多個物理電感和電容。
[0069] 圖2示出了另一個轉換器系統(tǒng)10,其額外具有LC濾波器14和旋轉電機16之間的長 電纜18。長電纜18的電感作為電感以被集成在該LC濾波器14中。
[0070] 圖3示出了具有在輸入側連接至電網(wǎng)20的有源整流器(AC至DC轉換器）12的轉換器 系統(tǒng)10,電網(wǎng)20具有阻抗Lg。在轉換器12和電網(wǎng)20之間任選的變壓器被示出為電感以。
[0071] 圖1或2中示出的設置與具有DC鏈路的圖3的設置相組合也是有可能的，由此轉換 器系統(tǒng)10具有一個在輸入側的輸入LC濾波器14和在輸出側的輸出LC濾波器14。該系統(tǒng)也可 由將參考圖5進行說明的控制器進行控制。
[0072] 圖4示出了可視化轉換器系統(tǒng)10的諧波/數(shù)學模型22的圖表:LC濾波器14通過阻抗 Z(j CO)連接到機器16的總泄漏電感L或電網(wǎng)20的阻抗。
[0073] 如圖4中所示，圖1至3的所有情況可被建模為一般阻抗Z(Jco)(如阻抗模塊24所 示)和電感LdL可表示感應電機的泄漏電感Lo(例如如圖1和圖2)或者電網(wǎng)阻抗Lg(例如如圖 3)。模型22通常可適用于超過轉換器系統(tǒng)10基頻的頻率，例如小于lOOHz。阻抗塊24可W模 擬一個或多個儲能組件，例如分別具有相關聯(lián)的狀態(tài)、電壓或電流的電容或電感，例如，在 轉換器12和機器16或電網(wǎng)20之間的長電纜。
[0074] 圖4中的變量被指定用于連接至機器16的逆變器12的情況，但是也可適用于如上 文所述的其它情況。圖4示出了逆變器通量如，其是逆變器電壓Vi(在逆變器12的輸出或濾波 器14的輸入）、逆變器電流ii(在逆變器12的輸出或濾波器14的輸入）、通過LC濾波器14的電 容器Cf的電容器電流if、濾波器電壓VKLC濾波器14之后）、定子電壓Vs和定子電流iS的時間 導數(shù)。
[0075] 為了簡單起見，在W下的說明中，其聚焦于圖1及2的情況(具有逆變器)并且L = L 曰，假設阻抗Z(Jco)是恒定的，即，
[0076] Vf = Vs, is = i 廣：Lf
[0077] 然而，所呈現(xiàn)的結果也適用于圖4的一般情況。電容器/濾波器電壓Vf關聯(lián)至逆變 器電壓Vi的傳遞函數(shù)由下式給出：
[007引
[0079]
[0080]
[0081] 如上所述，增加 LC濾波器14W便衰減轉換器12(整流器或逆變器)輸出電流（W及 依賴于所使用的電網(wǎng)規(guī)程類型的可能的電壓）中不期望的諧波含量。隨著多電平轉換器12 操作在離散的、可為整個DC鏈路電壓分壓的電壓電平下，其可產(chǎn)生基頻fO(例如50Hz) W外 的頻率諧波。
[0082] 一方面，LC濾波器14對于超過諧振頻率fres(例如大于IOOHz)的諧波含量可具有睹 峭的衰減速率；由此，可基本上消除非常高頻的諧波含量。該積極的效果伴隨著在諧波頻率 附近的諧波含量卻具有相當大的放大倍數(shù)。具體地，由于LC濾波器14沒有無源電阻元件，其 可在轉換器系統(tǒng)10中產(chǎn)生振蕩，將對穩(wěn)定性和性能產(chǎn)生不利影響。該諧振還會引起使用中 的任意底層控制器的性能急劇惡化。運是因為控制依賴于所測量的信號來產(chǎn)生校正動作， 如果濾波器不衰減該諧振，運些信號可能被不希望的振蕩所污染。
[0083] 由此，如將參考圖5W及后面的附圖詳細說明的，增加考慮運些振蕩的外控制環(huán)并 且將人工衰減引入到閉環(huán)系統(tǒng)中。
[0084] 圖5示出了一種具有轉換器12和LC濾波器14的轉換器系統(tǒng)10。塊26可W被看做系 統(tǒng)10的電氣驅動。系統(tǒng)10還包括控制器28,其還可用于圖1至3所示的系統(tǒng)中。
[0085] 控制器28接收輸出信號y(例如系統(tǒng)10中電流和/或電壓的測量值），并基于(定子） 參考通量&3*和/或(逆變器)參考轉矩Tl*產(chǎn)生控制輸出信號U(例如用于轉換器12的切換時 刻）。注意，如下面所述，定子相關量均可替換為更通用的量，例如電網(wǎng)相關量，并且逆變器 相關量也可被替換為更通用的量，例如整流器相關量。
[0086] 控制器28包括衰減（damping)塊/衰減模塊30,其從輸出信號y中產(chǎn)生校正（逆變 器)通量如,damp,校正(逆變器)通量如,damp被加到估計(逆變器)通量如。更具體地，該衰減模 塊30包括對輸出信號y進行濾波的信號濾波器32W及用于確定校正通量Ikdamp的調節(jié)器34。
[0087] 估計通量如由估計器36提供并且從控制輸入信號U和輸出信號y中計算得到。
[008引校正估計通量，即，校正通量恥,damp和估計通量如的和，被輸入到轉換器控制器38 中，轉換器控制器38不需要意識到LC濾波器14。轉換器控制器38基于參考通量恥*和/或參 考轉矩Tl*產(chǎn)生控制輸入信號U。
[0089] 圖6示出了可由控制器28執(zhí)行的控制方法的流程圖。
[0090] 在步驟Sio中，確定輸出信號y，其可W包括電流ii、is、if和/或電壓乂1、乂:、乂3，其在 LC濾波器14中測得和/或源自運樣的電流和/或電壓。
[0091] 在步驟S12中，至少一個輸出信號y由信號濾波器32進行濾波，信號濾波器32可W 被設計成對處于LC濾波器14的諧振頻率處的至少一個輸出信號進行放大。
[0092] 在步驟S14中，由調節(jié)器34從濾波后的輸出信號y中確定校正通量如,damp,其可W使 用將在下面進行說明的LC濾波器14的數(shù)學模型22和二次代價函數(shù)。
[0093] 在步驟S16中，由估計器36從輸出信號中確定估計通量如。
[0094] 在步驟S18中，基于作為校正后的估計通量的估計通量扣和校正通量扣,damp的總 和，由轉換器控制器38為電氣轉換器12確定控制輸入信號U。
[00M]在步驟S20中，轉換器12采用控制輸入信號U來進行控制。例如，切換時刻可W被應 用于轉換器12的半導體開關。
[0096] 模塊/塊32、34、36和38的實施例將在下面進行描述。
[0097] 信號濾波器
[009引信號濾波器模塊32接收輸出信號y，特別是所測得的輸出信號[ii Vf is]T。更準確 地，提取出所有檢測信號在LC濾波器14諧振頻率附近的頻率含量是很重要的。采用運樣的 信號濾波器32,可W實現(xiàn)對圍繞LC濾波器14諧振頻率fres的特定頻帶之外的期望衰減。
[0099] 圖7示出了LC濾波器14和信號濾波器32的信號衰減(上圖）和相移(下圖）的兩個示 圖。信號頻率如右方所示。信號濾波器32被設計成使得輸出信號y在諧振頻率處fres和/或LC 濾波器14的峰值40處得到最強的衰減。此外，信號濾波器可補償LC濾波器14的相移。
[0100] 信號濾波器模塊32可基于n階帶通濾波器，其提取出LC濾波器14諧振峰值40附近 的內容。具有增益C、零點mW及極點n的該濾波器的選擇由下述傳遞函數(shù)給出：
[0101]
[0102] 常數(shù)1/Tz指示了零點的位置，其通常應遠低于諧振頻率fres。常數(shù)1/Tp指示了極點 的位置，其通常應選擇成使得在諧振頻率fres處實現(xiàn)特定相移。常數(shù)C提供了 DC縮放調整的 一定程度的自由度。零點的數(shù)目應當小于或等于極點的數(shù)目，即m ^ n。例如，所有的參數(shù)可 W被選為在諧振頻率f res附近具有幾乎為零的相角。
[0103] 調節(jié)器
[0104] 調節(jié)器模塊34基于圖4中所示的數(shù)學模型22,其可依賴于由信號濾波器模塊32提 供的濾波后的該測量到的輸出[ii Vf is]T。
[0105] 該模型22可僅對于遠高于系統(tǒng)10基頻的頻率有效，包括LC濾波器14的諧振頻率 fres。在數(shù)學公式中，模型22可由在連續(xù)時間域中的線性時不變狀態(tài)空間模型來描述
[0106]
[010 引
[0107]系統(tǒng)矩陣A和B可從轉換器系統(tǒng)10的下層電路中獲得。例如，描述了圖4所示的沒有 阻抗Z( j CO )的電路的數(shù)學模型由下式給出：
[0109]
[0110] 該模型基于作為狀態(tài)的（濾波后)輸出信號[ii Vf is]T和校正通量IKdamp的差分方 程。該數(shù)學模型可在計算單元上進行模擬，由此我們可W獲得該校正通量4i,damp。
[0111] 使用上述數(shù)學模型，我們定義了相關聯(lián)的二次目標或代價函數(shù)J = J(xTQx+ViTRvi) dt
[0112] 其中Q = CTC，其對于校正通量如,damp的大小沒有任何限制。R可選擇為單位矩陣。由 該數(shù)學模型和代價函數(shù)提出的問題可W看作為線性二次調節(jié)器化QR)控制的問題。
[0113] 在運種情況下，矩陣A、B、C、Q和R不依賴于時間，該問題可W離線解決（用于最小化 W上述方程為約束的代價函數(shù)的二次問題）。在運種情況下，（相關于該問題而不是控制器 28的)最優(yōu)控制輸入由下式給出：
[0114] Vi = -Klqrx = -R-IbTPx
[0115] 其中矩陣P為正定對稱，并求解了代數(shù)Riccati方程
[0116] 0=ATp+PA+Q-PBR-iRTp
[0117] 由轉換器控制器38使用的最終得到的校正通量如,damp,其為電壓Vi的積分，將在下 面進行詳細說明。
[011引估計器
[0119] 估計器模塊36可基于轉換器中儲能元件的狀態(tài)來獲得測量得到的或計算得到的 量:直流鏈路電壓、相電容器電壓、濾波器電感電流等。
[0120] 特別地，該估計器模塊32接收或計算逆變器輸出電壓Vi(其可W基于DC鏈路電壓 和控制輸入U的切換時刻得W重構）。此外，其可W接收測量得到的逆變器電流ii和濾波器 電容電流if。
[0121] ?估計器模塊36可W產(chǎn)生至少一個或多個下列量：
[0122] .位于逆變器1的輸出和/或位于LC濾波器12的輸入的估計逆變器通量如。
[0123] ?位于LC濾波器12的輸出的和/或位于電機16的輸入的估計定子和/或濾波器輸 出通量恥。
[0124] .位于逆變器12的輸出的和/或位于LC濾波器12的輸入的估計虛擬濾波器和/或 逆變器轉矩Ti。轉矩Tl可基于估計逆變器通量如和逆變器電流ii的叉積、或基于估計逆變器 通量如和估計濾波器電容器通量的叉積進行計算。該計算相差一個取決于濾波器電感Lf的 常數(shù)。
[0125] ?估計定子或濾波器輸出速度《s。
[01%]轉換器控制器
[0127] 通常，轉換器控制器38可W基于任意控制方法，例如DTC(直接轉矩控制)和/或PWM (脈沖寬度調制）。
[0128] 轉換器控制器38可W基于模型預測控制，即，可W包括另一數(shù)學模型和另一代價 函數(shù)，該另一代價函數(shù)可W該數(shù)學模型方程為約束而被進一步優(yōu)化。例如，轉換器控制器38 可W基于MPDTC(模型預測直接轉矩控制）和/或MP3C(模型預測脈沖模式控制（model predicted pulse pattern control))。
[0129] 在下文中，將更詳細描述基于MP3C的轉換器控制器38。
[0130] MP3C是一種對具有使用離散電壓電平的電壓源逆變器12的旋轉電機16實現(xiàn)快速 閉環(huán)控制的方法。MP3C依賴于具有離線計算出的低全諧波失真因子的優(yōu)化后的脈沖模式 (OPP) dOPP被用來產(chǎn)生需要被跟隨的參考通量軌跡。MP3C的核屯、在于在線計算級，其在OPP 中調整切換時刻，從而W閉環(huán)的形式保持通量處在參考軌跡上?？煞謩e基于估計定子和轉 子通量對定子通量進行控制。
[0131] 如圖2所示，旋轉電機16通過LC濾波器14W及可能的長電纜18和升壓變壓器連接 到逆變器12。因此，在本公開中，MP3C方法適用于處理該整個系統(tǒng)諧振產(chǎn)生的振蕩。
[0132] 核屯、在線功能是MP3C結構所固有的，其將估計通量與從在線計算OPP中產(chǎn)生的參 考通量進行比較。例如，估計定子通量可W與參考定子通量進行比較。在本公開中，將聚焦 在逆變器通量的控制上。
[0133] 圖8示出了作為內控制環(huán)的MP3C轉換器控制器38,其具有如上所述作為外控制環(huán) 的有源衰減模塊30。
[0134] MP3C控制器38包括速度控制器（模塊)42、轉矩控制器(模塊)44、通量控制器(模 塊)46、模式選擇器(模塊)48、通量參考控制器(模塊)5〇W及模式控制器(模塊)52。
[0135] 運些模塊的操作將參考圖9進行描述，其示出了由圖8的控制器28執(zhí)行的方法的通 量圖。
[0136] 控制器28可W工作在離散時間域和/或可W在等間隔的時刻kTs被激活，自然數(shù)k 是離散時間步長并且Ts表示采樣時間間隔。可W在靜止正交坐標系中用公式表達并且解決 該控制問題。該算法包括W下六個步驟，其在時刻kTs被執(zhí)行。
[0137] 在步驟S30中，估計器36在靜止坐標系中估計該估計逆變器通量(矢量HiW及估 計定子通量(矢量)恥。
[0138] 使得<4表示通量矢量的角位置及為其幅值。注意，在逆變器12的輸出具有 長電纜18的情況下，恥將被替換為與濾波器電壓Vf相對應的估計濾波器通量(矢量)恥。
[0139] 在步驟S32中，通量控制器46和模式選擇器48選擇脈沖模式P(m，d)，其中m是調制 索引，d是脈沖數(shù)，即每基頻的四分之一周期切換的次數(shù)。
[0140] 在步驟S34中，確定參考逆變器通量(矢量)如*。
[0141] 速度控制器42從參考速度CO S*和估計器36提供的估計速度CO S的差值確定所謂的 參考逆變器轉矩Ti*。
[0142] 由此，轉矩控制器44接著確定參考逆變器通量如*的角度或相位 <如*。逆變器轉矩
Tl可被描述為 其中Lf是諧振濾波器電感，丫是逆變器通量矢量之 5 間的角度。對于給定通量大小和給定轉矩參考，定子和轉子通量矢量之間的期望角度為
[0143]
[0144] 接著由通量參考控制器50通過對所選擇的S相脈沖模式標稱值進行積分 (integrating)來獲得參考通量矢量如*，所選擇的=相脈沖模式由模式選擇器48產(chǎn)生（見 下文）。參考角度<恥+丫 *構成了積分的上限。所得到的瞬時參考通量矢量通常具有大小和 角度，該大小和角度與其在單位圓上的各值具有很小的差別。
[0145] 在步驟S36中，計算逆變器通量誤差如,err，其是逆變器參考通量矢量如*和估計逆 變器通量矢量之間的差，其具有從如上所述的有源衰減模塊30得到的進一步校正項 古 i, damp D
[01 46]如，err 二如*-如-如，damp
[0147]在步驟S38中，由模式控制器52從選擇的模式P(m，d)確定優(yōu)化脈沖模式。優(yōu)化脈沖 模式與相應的切換時刻是用于轉換器12的控制輸入U。
[014引 MP3C控制問題可W用公式表達為二次代價函數(shù)和線性約束的最優(yōu)化問題，即所謂 的二次問題(QP)。代價函數(shù)采用分量非常小的對角線權重矩陣Q來限制校正通量誤差4i,err (被控變量)和切換時刻的改變(可操控變量）。具體地，QP被公式化為：
[0149]
[0150]
[0151]
[0152]
[0153]
[0154]
[01對例如，對于a化第i個轉換時刻的校正由Atai = tai-t*ai給出，其中t*a康示第i個 轉換Uai的標稱切換時刻。同樣，后者被定義為A化ai = Ua(tai)-Ua(tai*-化），其中化是無限 小的時間步長。此外，na表示在預測時域內相a中切換轉換的次數(shù)，是指超過該時域的 第一標稱切換轉換。用于相b和C的量也相應地定義。
[0156] 切換時刻不能任意修改。對于=相，提出了一組約束W在兩種方式約束該切換時 亥IJ。首先，通過當前時刻kTs，即，轉換不能回到過去。其次，通過同一相中兩個相鄰的切換轉 換，確保了切換轉換的正確次序。
[0157] 圖10設及用于S相S電平脈沖模式的模型預測脈沖模式控制(MP3C)問題，其提供 了一個示例W示出該情況。在時域Tp中包括具有固定時長的六個切換轉換。由箭頭繪出了 標稱切換時刻的上界和下界。
[0158] 例如，在相b中的第一切換轉換被約束在kTs和相b中第二轉換的標稱切換時刻巧b2 之間。相b中的第二切換轉換最多能延遲到同相中第=轉換的標稱切換時刻t*b3。在該示例 中，處于預測時域中的轉換次數(shù)為na = 2，nb = 3W及nc=l。注意，在給定相中的轉換可獨立 于其他相中的轉換進行調節(jié)。
[0159] 水平長度Tp是設計參數(shù)。如果需要的話，Tp可W增加 W確保至少兩個相中的切換轉 換都包括在該水平中。再次參考圖10。在Tp小于t*b2-kTs的情況下，該時域可W被增加到該 值。
[0160] 最后，模式控制器52從QP中移除將發(fā)生在采樣時間間隔期間的切換轉換。運可通 過更新指向存儲OPP切換角度和各個=相電勢值的查找表的指針來實現(xiàn)。
[0161] 在步驟40中，模式控制器53在采樣時間間隔之外獲得切換命令，即，切換時刻和相 關的開關位置。該切換命令被發(fā)送至逆變器12中半導體開關的柵極單元。
[0162] 注意，同樣的有源衰減方法也適用于無差拍(Dea地eat)版的MP3C方法。
[0163] 仿真結果
[0164] 對于中壓驅動系統(tǒng)10進行了仿真，中壓驅動系統(tǒng)10包括五電平有源中點巧位型 (ANPC)逆變器12、LC濾波器14、短電纜18和額定值為IMVA并且具有總泄漏電感Lo = O. ISpu 的6kV鼠籠式感應機器16。
[0165]機器16的額定值總結在下表中。
[niMl
[0167] PU系統(tǒng)采用基準量
^及fB = fR = 50Hz 來構建。
[0168] 該機器、濾波器和逆變器參數(shù)作為SI量和PU值與其各自的符號一起被總結在表2 中。
[01691
[0170]
[0171] 應當注意的是，dc鏈路電容值是指一半的dc鏈路的值，一半即上半部或下半部。電 纜18為非常短的100m，因此可W被忽略。
[0172] LC濾波器14具有與濾波器電感和電容相關的、非常小的可W被忽略的電阻。由此， 由電路提供的無源衰減僅由于機器的定子電阻。由于在中壓設置中定子電阻非常小，由系 統(tǒng)中電阻總和所提供的無源阻尼幾乎為0。運實際上在圖IlA和IlB的仿真結果中被突出顯 示，其示出了 Wpu表示的電磁轉矩和定子電流。在標稱速度下，在IOms內實施從巧IjOpu的轉 矩參考斜坡。MP3C轉換器控制器28 (無衰減模塊30)操控逆變器通量矢量使得轉矩準確跟隨 該斜坡。該斜坡激勵濾波器在320Hz諧振。當使用基礎的沒有有源衰減模塊30提供的外衰減 環(huán)的MP3別寸，該諧振沒有有源衰減。無源衰減意圖減小該振蕩的幅值，可W從圖IlA中看出， 但是衰減速率非常低，需要幾秒鐘的時間。
[0173] 圖12A和12B示出了相應的圖示，其中具有由衰減模塊30提供的有源衰減環(huán)的MP3C 控制器28的組合?？蒞看出，振蕩迅速并且有效地在IOms左右被消除。其余的微量波動是由 于優(yōu)化脈沖模式中的5次和7次諧波所帶來的。
[0174] 當使用長達幾 km或甚至幾十km長度的長電纜時，該大歐姆電阻被添加到系統(tǒng)中， 其提供了無源衰減。運樣，LC濾波器14不具有很長的電纜時可W構成最壞的情況，在運種設 置至少提供了無源衰減的意義上說。
[0175] 盡管在附圖中和前述說明書中圖示并詳細地描述了本發(fā)明，但運些圖示和描述應 當被認為是說明性的或示例性的，而非限制性的;本發(fā)明不局限于所公開的實施方式。對所 公開的實施方式的其他變型可W由本領域技術人員在通過研讀附圖、說明書和所附權利要 求來實施要求保護的發(fā)明時得到理解和實現(xiàn)。在權利要求中，措辭"包括"不排除其他元件 或步驟，并且不定冠詞"一"不排除多個。單一處理器或控制器或其它單元可W實現(xiàn)在權利 要求中引用的若干項的功能。在彼此不同的從屬權利要求中限定特定方案的事實不是指運 些方案的組合不能夠被有利地使用。權利要求中的任何參考標記都不應當理解為限制保護 范圍。
[0176] 附圖標記列表
[0177] 10轉換器系統(tǒng) [017引12電氣轉換器
[0179] 14 LC 濾波器
[0180] 16 電氣負載
[0181] 18 電纜
[0182] 20 電網(wǎng)
[018引 22 模型
[0184] 24衰減塊
[0185] 26 電氣驅動
[01化]28控制器
[0187] 30衰減模塊
[0188] 32信號濾波器模塊
[0189] 34調節(jié)器模塊
[0190] 36估計器模塊
[0191] 38轉換器控制模塊
[0192] 40諧振峰值
[0193] 42速度控制器模塊
[0194] 44轉矩控制器模塊 [01巧]46通量控制器模塊
[0196] 48模式選擇器模塊
[0197] 50通量參考控制器模塊 [〇19引52模式控制器模塊。
【主權項】
1. 一種用于控制經(jīng)由濾波器（14)與電氣負載（16)或電源（20)互連的電氣轉換器（12) 的方法，所述方法包括步驟： 確定輸出信號(y)，所述輸出信號(y)包括在所述濾波器（14)中所測量的電流和/或電 壓； 從所述輸出信號(y)確定估計通量(機）； 基于所述濾波器（14)的數(shù)學模型（22)和二次代價函數(shù)從所述輸出信號(y)確定校正通 量(lti,damp); 基于所述估計通量(機）和所述校正通量(隊,<1_)的和確定用于所述電氣轉換器（12)的 控制輸入信號(u); 用所述控制輸入信號(u)對所述轉換器(12)進行控制； 通過對至少一個輸出信號應用信號濾波器(32)來對所述輸出信號(y)中的至少一個進 行算法濾波，所述算法濾波被設計為對所述濾波器(14)的諧振頻率(40)處的所述至少一個 輸出信號進行放大，由此從濾波后的輸出信號確定所述校正通量(隊,<1_)。2. 如權利要求1所述的方法， 接收用于所述電氣轉換器(12)的參考通量(Φ，）； 將通量誤差(Ih,err)設置為所述參考通量(屯，與所述估計通量(ΦΟ和所述校正通量 (ikdamp)的所述和之間的差； 基于所述通量誤差(機,^)確定用于所述電氣轉換器(12)的控制輸入信號(U)。3. 如權利要求1或2所述的方法， 其中，所述數(shù)學模型基于模擬所述濾波器(14)的行為的差分方程;和/或 其中，所述代價函數(shù)不是所述校正通量(機,<1_)的二次型。4. 如前述權利要求中的任一項所述的方法， 其中所述濾波器（14)的所述數(shù)學模型被離線求解，并且通過對濾波器電壓(Vl)積分來 確定所述校正通量(h,damp)，所述濾波器電壓(Vl)是經(jīng)由最小化遵循所述數(shù)學模型的所述 二次代價函數(shù)計算得到的，結果是所述輸出信號(y)的線性方程。5. 如前述權利要求中的任一項所述的方法，其中所述輸出信號至少包括以下之一： 在所述轉換器（12)和所述濾波器（14)之間的轉換器電流(i〇， 在所述濾波器(14)和所述負載或電源（16、20)之間的負載電流(is)， 在所述轉換器側的所述濾波器(14)兩端的轉換器側濾波器電壓(Vl)，以及 在負載側或電源側的所述濾波器(14)兩端的負載側濾波器電壓(vf)。6. 如前述權利要求中的任一項所述的方法， 其中，所述濾波器（14)包括連接所述轉換器（12)和所述負載（16)或電源（20)的電感 (Lf)，以及連接至所述負載（16)或電源(20)和所述轉換器（12)的電容(Cf)。7. 如權利要求1所述的方法， 其中，所述信號濾波器(32)被設計為對與所述諧振頻率(40)不同的頻率處的至少一個 輸出信號(y)進行不同的相移。8. 如前述權利要求中的任一項所述的方法， 其中，所述控制輸入信號(u)由模型預測控制方法和第二代價函數(shù)來確定； 其中，所述第二代價函數(shù)限制所述通量誤差(機,^)。9. 如權利要求8所述的方法， 其中，通過更改用于所述轉換器（12)的選定脈沖模式的切換時刻以最小化所述第二代 價函數(shù)來確定所述控制輸入信號(u)。10. 如前述權利要求中的任一項所述的方法， 其中，所述控制輸入信號(u)包括所述轉換器的切換狀態(tài)。11. 一種用于控制電氣轉換器（12)的控制器（28)，其中所述控制器適用于執(zhí)行權利要 求1-10中的任一項所述的方法的步驟。12. -種轉換器系統(tǒng)（10)，包括： 用于將第一電流變換為第二電流的轉換器(12); 與所述轉換器（12)連接的濾波器（14);以及 根據(jù)權利要求11所述的控制器(28)，用于控制所述轉換器(12)。13. 如權利要求12所述的轉換器系統(tǒng)（10)， 其中，所述電氣轉換器（12)包括至少一個逆變器和至少一個有源整流器。14. 如權利要求12或13所述的轉換器系統(tǒng)（10)， 其中，所述轉換器（12)經(jīng)由所述濾波器（14)連接至負載（16)和/或電源(20)。
【文檔編號】H02M1/12GK105850015SQ201480057358
【公開日】2016年8月10日
【申請日】2014年10月3日
【發(fā)明人】P·阿-霍卡耶姆, T·格耶, N·奧伊科諾莫
【申請人】Abb技術有限公司