開關電源裝置的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明提供開關電源裝置，能夠實現(xiàn)變壓器的小型化和重負載時的高效化。開關電源裝置對變壓器(T)的一次繞組(P)施加直流電壓，使連接于一次繞組的開關元件(Q1)進行開關，由此在變壓器的二次繞組(S)上產生脈沖電壓，利用整流平滑電路(D1、C1)對該脈沖電壓進行整流平滑得到輸出電壓，將得到的輸出電壓輸出到負載，該開關電源裝置具有：誤差放大器(8)，其將輸出電壓和基準電壓之間的誤差電壓作為反饋信號輸出到一次側；振蕩器(11)，其在輕負載時根據(jù)來自誤差放大器的反饋信號降低開關元件的開關頻率；頻率校正電路(10)，其根據(jù)反饋信號的值，使頻率校正率按照變壓器不飽和的近似線而變化，對振蕩器的開關頻率進行校正。
【專利說明】
開關電源裝置
技術領域
[0001 ]本發(fā)明涉及開關電源裝置。
【背景技術】
[0002]作為現(xiàn)有的開關電源裝置，例如已知有專利文獻I所記載的裝置。專利文獻I所記載的開關電源裝置具有第I?第3占空比控制模式，基于反饋信號的值ICl，進入第I占空比控制模式(重負載時模式)。在第I占空比控制模式下，開關頻率被調整為平均100%值?；诜答佇盘柕闹礗C2(大于ICl)，控制電路從第I占空比控制模式轉移到第2占空比控制模式(輕負載時模式)。
[0003]在第2占空比控制模式下，控制電路將峰值開關電流調整為固定值，當反饋信號增大時，將開關頻率調整為小于100%。當達到反饋信號的值IC3(大于IC2)時，開關頻率達到100 %值的20 %的閾值。基于反饋信號的值IC3 (大于IC2 )，控制電路從第2占空比控制模式轉移到第3占空比控制模式。
[0004]通過第I和第2占空比控制模式，能夠抑制開關元件的漏極電流。
[0005]【專利文獻I】:日本特開2008-92794號公報
[0006]然而，在整個第I占空比控制模式和一部分第2占空比控制模式中，開關頻率較高，因此開關元件的開關損耗較大，很難實現(xiàn)開關頻率的進一步高頻化。
[0007]另外，在現(xiàn)有的開關電源裝置中，如圖6(b)所示，反饋電壓FB與負載功率PO(負載率)的減小聯(lián)動而直線減小。因此，輕負載時的開關頻率線也與負載功率PO(負載率)的減小聯(lián)動而直線減小。在該直線狀的開關頻率線上，中間負載處的頻率增高，因此，開關損耗增大，從而效率降低。
[0008]另外，要求開關頻率進一步高頻化從而實現(xiàn)變壓器的小型化。但是，在使開關頻率進一步高頻化的情況下，從重負載時到中間負載，由于開關損耗而導致效率降低。
【發(fā)明內容】
[0009]本發(fā)明的課題在于提供能夠實現(xiàn)變壓器的小型化并且從重負載時到中間負載都能實現(xiàn)高效化的開關電源裝置。
[0010]在本發(fā)明的開關電源裝置中，對變壓器的一次繞組施加直流電壓，使連接于所述一次繞組的開關元件進行開關，由此在所述變壓器的二次繞組上產生脈沖電壓，利用整流平滑電路對所述脈沖電壓進行整流平滑得到輸出電壓，將所述輸出電壓輸出到負載，該開關電源裝置的特征在于，具有:誤差放大器，其將所述輸出電壓和基準電壓之間的誤差電壓作為反饋信號輸出到一次側;振蕩器，其在輕負載時，根據(jù)來自所述誤差放大器的所述反饋信號，降低所述開關元件的開關頻率；以及頻率校正電路，其根據(jù)所述反饋信號的值，使頻率校正率按照所述變壓器不飽和的近似線而變化，由此對所述振蕩器的開關頻率進行校正。
[0011]根據(jù)本發(fā)明，頻率校正電路根據(jù)反饋信號的值，使頻率校正率按照變壓器不飽和的近似線而變化，由此對振蕩器的開關頻率進行校正，因此，能夠根據(jù)負載狀態(tài)使開關頻率高頻化，從而能夠提供一種可實現(xiàn)變壓器的小型化并且從重負載時到中間負載都能夠實現(xiàn)高效化的開關電源裝置。
【附圖說明】
[0012]圖1是表示本發(fā)明的實施例1的開關電源裝置的電路結構的圖。
[0013]圖2是表示本發(fā)明的實施例1的開關電源裝置中設置的頻率校正電路的詳細的電路結構的圖。
[0014]圖3是用于說明本發(fā)明的實施例1的開關電源裝置的輕負載模式時的高頻化控制的圖。
[0015]圖4是表示本發(fā)明的實施例1的開關電源裝置在通常控制下進行了高頻控制時的輸出功率和效率之間的關系的圖。
[0016]圖5是用于說明本發(fā)明的實施例1的開關電源裝置的波形損失的圖。
[0017]圖6是用于說明現(xiàn)有的開關電源裝置的輕負載模式時的控制的圖。
[0018]圖7是用于說明在綠色模式下，由實施例2的開關電源裝置執(zhí)行的更高頻率控制的曲線圖。
[0019]圖8是用于說明在綠色模式下，由實施例2的開關電源裝置執(zhí)行的更高頻率控制的曲線圖。
[0020]圖9是表示本發(fā)明的實施例2的開關電源裝置中設置的頻率校正電路的電路結構的圖。
[0021]標號說明
[0022]E:直流電源;Ql:開關元件;Dl?D6: 二極管;Rl?R5、R10?R14:電阻；CO?C2:電容器;T:變壓器;P:—次繞組；S: 二次繞組；PCl:光電耦合器;0R1: OR電路；CP1:0CP比較器；CP2:電流感應比較器;CP3?CP5:頻率校正檢測比較器;OPI:運算放大器;Trl?Tr3:晶體管；8:誤差放大器；10:頻率fe正電路；11:振湯器；12:觸發(fā)器電路；13: NOR電路；14:驅動電路；15:遲滯比較器;16:調節(jié)器。
【具體實施方式】
[0023]以下，參照附圖對本發(fā)明的實施方式詳細進行說明。圖1是表示本發(fā)明的實施例1的開關電源裝置的電路結構的圖。實施例1的開關電源裝置對變壓器T的一次繞組P施加平滑電容器CO的直流電壓，使連接于一次繞組P的一端的開關元件Ql進行開關，由此在變壓器T的二次繞組S上產生脈沖電壓，利用由二極管Dl和輸出電容器Cl構成的整流平滑電路對該脈沖電壓進行整流平滑得到輸出電壓Vout，并將得到的輸出電壓Vout輸出到未圖示的負載。
[0024]另外，雖然未圖示，但直流電源E的直流電壓可以是利用二極管對交流電源的輸入電壓進行整流后的電壓。
[0025]輸出電容器Cl的兩端連接有誤差放大器(error amplifier)8。在輸出電容器Cl的一端和誤差放大器8之間連接有光電親合器PCl的光電二極管與電阻R2的串聯(lián)電路，在光電二極管的兩端連接有電阻Rl。
[0026]誤差放大器8經由光電親合器PCl的光電二極管，將輸出電容器Cl的輸出電壓和基準電壓之間的誤差電壓作為反饋信號輸出到一次側的光電耦合器PCl的光電晶體管。在光電耦合器PCl的光電晶體管的集電極上設置有輸出反饋電壓FB的反饋端子FB。
[0027]開關元件Ql由MOSFET構成，其漏極連接于一次繞組P的一端，源極連接于電阻R3的一端，電阻R3的另一端接地。
[0028]電阻R3的一端設置有過電流保護端子0CP，當來自過電流保護端子OCP的電壓為基準電壓Vref以上的情況下，OCP比較器CPl將H電平(高電平)輸出到OR電路ORl，當來自過電流保護端子OCP的電壓小于基準電壓Vref的情況下，OCP比較器CPl將L電平(低電平)輸出到OR電路ORl。
[0029]OR電路ORl將來自OR電路ORl的輸出(例如H電平)輸出到觸發(fā)器電路12的復位端子。觸發(fā)器電路12根據(jù)來自OR電路ORl的輸出(例如H電平)，將H電平從反轉輸出端子Qb輸出到NOR電路13。
[0030]NOR電路13經由驅動電路14將L電平輸出到開關元件Ql的柵極從而使開關元件Ql截止。即，在過電流流過開關元件Ql的情況下，通過使開關元件Ql截止來進行過電流保護。
[0031]當來自過電流保護端子OCP的電壓為反饋電壓FB以上的情況下，電流感應比較器CP2將H電平輸出到OR電路ORI，當來自過電流保護端子OCP的電壓小于反饋電壓FB的情況下，電流感應比較器CP2將L電平輸出到OR電路ORl。從OR電路ORl到觸發(fā)器電路12、N0R電路13的處理與OCP比較器CPl的上述處理相同，因此這里省略其說明。
[0032]接著，對實施例1的開關電源裝置的特征性結構進行說明。在反饋端子FB和地之間連接有電容器C2。電容器C2經由頻率校正檢測比較器CP3?CP5、頻率校正電路10連接于振蕩器11。
[0033]雖然未圖示，但振蕩器11在內部具有電容器和開關，振蕩器11利用來自頻率校正電路10的電流，對電容器進行充電，并且在電容器的充電電壓達到規(guī)定的電壓后，利用開關對電容器的電荷進行放電，通過這種充放電循環(huán)來設定開關頻率。振蕩器11在輕負載時，根據(jù)反饋電壓FB(電容器C2的電壓)使開關元件Ql的開關頻率降低。
[0034]頻率校正檢測比較器CP3?CP5和頻率校正電路10根據(jù)反饋電壓FB(電容器C2的電壓)的值，使頻率校正率按照變壓器不飽和的近似線而變化，由此對振蕩器11的開關頻率進行校正。
[0035]頻率校正檢測比較器CP3?CP5和頻率校正電路10針對被振蕩器11降低后的開關頻率，改變頻率校正率，從而進一步降低開關頻率。
[0036]當電容器C2的反饋電壓FB達到基準電壓Vl(例如2V)以上時，頻率校正檢測比較器CP3的輸出成為L電平，因此，經由二極管D2從頻率校正電路10引入電流。
[0037]當電容器C2的反饋電壓FB達到比基準電壓Vl大的基準電壓V2(例如3V)以上時，頻率校正檢測比較器CP4的輸出成為L電平，因此，經由二極管D3從頻率校正電路10引入電流。
[0038]當電容器C2的反饋電壓FB達到比基準電壓V2大的基準電壓V3 (例如4V)以上時，頻率校正檢測比較器CP5的輸出成為L電平，因此，經由二極管D4從頻率校正電路10引入電流。
[0039]圖2是表示本發(fā)明的實施例1的開關電源裝置中設置的頻率校正電路的詳細的電路結構的圖。頻率校正電路是用于將電壓轉換為電流的電路，其具有晶體管Trl、Tr2、Tr3，電阻RlO?R13，以及運算放大器OPl。
[0040]電阻Rll的一端連接于二極管D2的正極，電阻R12的一端連接于二極管D3的正極，電阻Rl 3的一端連接于二極管D4的正極。
[0041]電阻Rll的另一端、電阻R12的另一端以及電阻R13的另一端連接于運算放大器OPl的反轉端子、電阻RlO的一端以及晶體管Tr3的發(fā)射極，電阻RlO的另一端接地。
[0042]運算放大器OPl對反饋電壓FB和電阻RlO的電壓之間的差電壓進行放大，并將差電壓輸出到晶體管Tr3的基極。晶體管Trl的發(fā)射極和晶體管Tr2的發(fā)射極連接于未圖示的電源，晶體管Trl的基極和晶體管Tr2的基極連接于晶體管Tr3的集電極。晶體管Tr2的集電極連接于振蕩器11，對未圖示的振蕩器11的電容器供給電流。
[0043]頻率校正檢測比較器CP3?CP5的基準電壓Vl?V3、頻率校正電路10的電阻Rll?R13使得被振蕩器11降低后的開關頻率的頻率校正率變化。
[0044]另外，實施例1的開關電源裝置通過進行峰值負載處的高頻控制，能夠改善重負載時的功率。這里，峰值負載是指比基礎負載(連續(xù)且變動較小的負載)大，并且連續(xù)一定時間的負載。
[0045]接著，對這樣構成的實施例1的開關電源裝置的動作進行說明。
[0046]在實施例1的開關電源裝置中，在輕負載模式時，頻率校正檢測比較器CP3?CP5以及頻率校正電路10根據(jù)反饋電壓FB(電容器C2的電壓)的值，使頻率校正率按照變壓器T不飽和的近似線而變化，由此對振蕩器11的開關頻率進行校正。
[0047]以下，對頻率校正檢測比較器CP3?CP5以及頻率校正電路10的動作進行說明。
[0048]首先，當圖3示出的負載率處于小于負載率40%?50%的范圍內時，反饋電壓FB，即電容器C2的電壓沒有超過基準電壓VI，因此，頻率校正檢測比較器CP3?CP5的輸出為H電平，不對頻率校正電路10產生任何作用。頻率校正電路10的運算放大器OPl以反轉端子產生與非反轉端子的電壓(電容器C2的電壓)同等的電壓的方式，向晶體管Tr 3流過極小的電流。因此，流過晶體管Tr3的極小的電流經由晶體管Trl流向晶體管Tr2，對振蕩器11的電容器進行充電。這里，流過振蕩器11的電容器的電流極小，因此，振蕩頻率低。
[0049 ] 接著，當圖3示出的負載率處于負載率40%?50%的范圍LI時，反饋電壓FB，即電容器C2的電壓超過基準電壓VI (2 V )，因此，頻率校正檢測比較器CP3的輸出為L電平，經由二極管D2從頻率校正電路10引入電流。因此，頻率校正檢測比較器CP3的輸出接地。這樣，電阻Rll與電阻RlO并聯(lián)連接。
[0050]這里，反饋電壓FB被施加了比基準電壓V1(2V)略高的電壓，例如2.1V，在運算放大器OPl的反轉端子上也必須施加同等的電壓。因此，運算放大器OPl對反饋電壓FB和例如
2.1V之間的誤差電壓進行放大后施加到晶體管Tr3的基極。因此，在晶體管Tr3中，除了流過電阻RlO的電流之外，還有流過電阻Rll的增加的電流流過，因此，經由晶體管Trl，在晶體管Tr2處，電阻RlO和電阻Rll的較小的電流流向振蕩器11的電容器。因此，通過振蕩器11的電容器的充電和放電，使得開關頻率按照頻率校正率FAl而變化。
[0051 ] 接著，當負載率處于負載率80 %?90 %的范圍L2時，反饋電壓FB，即電容器C2的電壓超過基準電壓V1、V2，因此，頻率校正檢測比較器CP3、CP4的輸出為L電平，經由二極管D2、D3從頻率校正電路10引入電流。因此，頻率校正檢測比較器CP3、CP4的輸出接地。這樣，形成電阻R10、電阻Rll以及電阻R12的合成電阻，與運算放大器OPl的反轉端子相連接。因此，運算放大器OPl對反饋電壓FB(例如3.1V)和運算放大器OPl的反轉端子電壓之間的誤差電壓進行放大后施加到晶體管Tr3的基極。因此，中等的電流流過晶體管Tr3，由此，經由晶體管Trl而流過晶體管Tr2的中等的電流流向振蕩器11的電容器。因此，通過振蕩器11的電容器的充電和放電，使得開關頻率按照比頻率校正率FAl的斜率大的頻率校正率FA2而變化。
[0052]接著，當負載率處于負載率90%?100%的范圍L3時，反饋電壓FB，即電容器C2的電壓超過基準電壓￥1、￥2、￥3，因此，頻率校正檢測比較器0?3、0?4、0?5的輸出為1^電平，經由二極管D2、D3、D4從頻率校正電路10引入電流。因此，頻率校正檢測比較器CP3、CP4、CP5的輸出接地。這樣，形成電阻R10、電阻Rll、電阻R12以及電阻R13的合成電阻，與運算放大器OPl的反轉端子相連接。因此，運算放大器OPl對反饋電壓FB和例如4.1V之間的誤差電壓進行放大后施加到晶體管Tr3的基極。因此，在晶體管Tr3中流過比流過電阻RlO?R13的合成電阻的電流大的電流，由此，經由晶體管Tr I，在晶體管Tr2中流過的較大的電流流向振蕩器11的電容器。因此，通過振蕩器11的電容器的充電和放電，使得開關頻率按照比頻率校正率FA2的斜率大的頻率校正率FA3而變化。
[0053]這樣，根據(jù)實施例1的開關電源裝置，頻率校正電路10和頻率校正檢測比較器CP3?CP5根據(jù)反饋信號的值，使頻率校正率按照變壓器T不飽和的近似線而變化，由此對振蕩器11的開關頻率進行校正，因此，能夠使得開關頻率進一步高頻化，從而，能夠提供一種可實現(xiàn)變壓器T的小型化和重負載時的高效化的開關電源裝置。
[0054]另外，通過使用頻率校正檢測比較器CP3?CP5和頻率校正電路10，與圖6(a)示出的現(xiàn)有的輕負載模式的直線狀的開關頻率線相比，如圖3(a)所示地使頻率校正率變化，從而進一步降低了開關頻率。即，由于降低了中間負載處的頻率，因此能夠降低開關損耗，能夠實現(xiàn)高效化。
[0055]另外，實施例1的開關電源裝置通過進行峰值負載處的高頻控制，能夠抑制開關電流的最大值而改善重負載時的功率。圖4是表示本發(fā)明的實施例1的開關電源裝置在通常控制下進彳丁了尚頻控制時的輸出功率和效率之間的關系的圖。圖4(a)表不在交流電壓為100V且開關頻率f為65kHz、160kHz、160kHz (對應峰值負載)時相對于輸出功率的效率，圖4 (b)表示在交流電壓為230V且開關頻率f為65kHz、160kHz、160kHz (對應峰值負載)時相對于輸出功率的效率。
[0056]在圖4(a)示出的交流電壓10V的情況下，將開關頻率f設為160kHz (高頻化后的頻率)時，導通電阻損耗減少，由此，效率提高。然而，在圖4(b)示出的交流電壓230V的情況下，將開關頻率f設為160kHz時，開關損耗增加，由此，中間負載時的效率降低。
[0057]與之相對，通過將開關頻率f例如設為160kHz并且進行峰值負載頻率控制(圖4(a)(b)的對應峰值負載)，能夠改善重負載時和中間負載時的交流電壓100V系、200V系的效率。
[0058]圖5是用于說明本發(fā)明的實施例1的開關電源裝置的波形損失的圖。圖5(a)表示交流電壓(AC)為10V系的時候的波形，圖5 (b)表示交流電壓(AC)為230V系的時候的波形。其中，VDS表示開關元件Ql的漏極-源極間電壓、ID表示在開關元件Ql中流過漏極-源極間的電流。
[0059]在圖5(a)示出的交流電壓為100V系的時候的波形中，開關元件Ql的導通期間的導通損失占主導。在圖5(b)示出的交流電壓為230V系的時候的波形中，開關元件Ql的開關損失占主導。
[0060]另外，實施例1的開關電源裝置具有連接于振蕩器11的頻率限制調整端子P1。該頻率限制調整端子Pl是用于調整振蕩器11的上限頻率和下限頻率的端子。能夠從設置于外部的頻率限制調整端子PI，調整振蕩器11的頻率限制即上限頻率和下限頻率。
[0061]作為一例，圖2表示用于設定上限頻率的二極管D6和基準電壓VMAX、用于設定下限頻率的二極管D5和基準電壓VMIN的連接圖。例如，通過將基準電壓VMIN設為IV，將基準電壓VMAX設為5V，來限制運算放大器OPl的被輸入反饋電壓FB的非反轉端子的電壓的下限和上限的值，由此，能夠對頻率的限制進行調整。
[0062]圖7和圖8是用于說明在綠色模式下，由實施例2的開關電源裝置執(zhí)行的更高頻率控制的曲線圖。
[0063]作為馬達等的峰值負載的應對措施，通過增加進一步的高頻控制，能夠在馬達負載的短時間內響應于大電流的峰值負載。當能夠短期間地提供峰值負載時，不需要變壓器的大型化、以及輸出電容器容量的提高等措施，能夠實現(xiàn)電源整體的小型化。
[0064]作為綠色模式(GreenMode)特性(根據(jù)負載電流改變振蕩頻率的特性)的延伸，在根據(jù)負載使振蕩頻率線性上升的特性中，可以認為:在超過100%負載區(qū)域的過負載區(qū)域內，與馬達等的峰值負載電流同步而成為被固定于高頻的狀態(tài)。
[0065]馬達等的峰值負載的對應措施是通過以下方式實現(xiàn)的:在該峰值負載的負載區(qū)域內，設置事先確定的時間限制，使振蕩頻率階段性地上升。即，當成為超過100%負載區(qū)域的過負載區(qū)域時，反饋電壓FB超出可控電壓的范圍而上升至控制電路固有的電壓Vmax(圖7(b)的OCP控制以后的區(qū)域)。檢測到反饋電壓FB達到控制電路固有的電壓Vmax而使振蕩頻率上升I級(例如1 % )。只要反饋電壓FB不變動，就能夠通過使振蕩頻率上升，來增加與頻率上升相應的電力。即，通過使頻率上升，開關周期變短，開關電流的直流疊加相應上升。由此，開關電流的有效電流值增加，蓄積于變壓器T的一次繞組P的電力增加，因此對負載的供電增加。
[0066]在即使從成為該狀態(tài)起經過了規(guī)定的時間，反饋電壓FB也未從控制電路固有的電壓Vmax下降到可控電壓的范圍內的情況下，使振蕩頻率從100 %負載區(qū)域的頻率上升2級(例如2 O % )。由此，只要反饋電壓F B不變動，就能夠增加與頻率上升相應的電力(例如20%)0
[0067]這里，在即使經過事先設定的時間，反饋電壓FB也未從控制電路固有的電壓Vmax下降到可控電壓的范圍內的情況下，通過使振蕩頻率恢復到100%負載區(qū)域的頻率，能夠將開關元件的溫度上升限制為瞬態(tài)的溫度上升。
[0068]另外，在電源啟動時，由于輸出電壓還沒有輸出穩(wěn)定電壓，因此反饋電壓處于不在可控電壓區(qū)域內的狀態(tài)。因此，在啟動時，禁止上升至高于上限頻率的振蕩頻率(上述的
10%,20%)o
[0069]另外，在連續(xù)多次產生峰值負載的情況下，可以對反饋電壓FB從控制電路固有的電壓Vmax到解除至可控電壓的范圍為止的時間進行計測，由此禁止使振蕩頻率從100%負載區(qū)域的頻率上升I級或2級。
[0070]由上所述，根據(jù)設置狀態(tài)下的馬達負載(由小到大)以最佳頻率進行控制，無需向2次側過度地輸送功率，而能進行與馬達負載對應的最佳控制，因此，能夠防止在正常動作區(qū)域和馬達峰值負載之間的區(qū)域內發(fā)生不穩(wěn)定動作。另外，通過在啟動時的軟啟動期間內使上述功能無效，能夠對啟動時和馬達峰值負載時進行區(qū)分而進行控制。
[0071]圖9是表示本發(fā)明的實施例2的開關電源裝置中設置的頻率校正電路的電路結構的圖。頻率校正電路是用于將電壓轉換為電流的電路，在實施例1的頻率校正電路的基礎上，還具有開關SWl?SW3、電阻Rl 5?R16、比較器CP6、以及計時器Timer 1、Timer2。
[0072]電阻R15?R16的一端連接于晶體管Trl的基極/集電極端子，電阻R15?R16的另一端經由各個開關SW2、SW3連接于GND。通過開關SW2、SW3的導通，能夠使實施例1的振蕩器的上限振蕩頻率進一步上升10%?20 %。
[0073]這里，比較器CP6的非反轉端子上經由電阻R14連接有反饋電壓FB，反轉端子上連接有基準電壓V4(初始狀態(tài)為6V，當比較器CP6的輸出成為H電平時，變?yōu)?V)。比較器CP6的輸出端子經由開關SWl連接于計時器Timerl的輸入端子和開關SW2的導通/截止端子。當比較器CP6的輸出為H電平時，開關SW2導通。計時器Timerl的輸出端子連接于開關SW3的導通/截止端子和計時器T imer2的輸入端子。當計時器T imer I的輸出為H電平時，開關SW3導通。計時器Timer2的輸出端子連接于開關SWl的導通/截止端子。
[0074]S卩，在計時器Timerl的第I規(guī)定時間中，使實施例1的振蕩器的上限振蕩頻率進一步上升10%。之后，根據(jù)計時器Timerl的向上計時而輸出H電平，在使實施例1的振蕩器的上限振蕩頻率進一步上升20%的同時開始計時器Timer2的計時，開關SWl在第2規(guī)定時間后截止。由此，振蕩器恢復到實施例1的上限振蕩頻率。
[0075]另外，雖然未圖示，但頻率校正電路還可以具有計時器Timer3，將計時器Timer2的輸出連接到計時器Timer3的輸入端子，利用計時器Timer3的輸出使各計時器Timer I和計時器Timer2的計時復位。由此，能夠利用計時器Timer3，在上述振蕩器的上限振蕩頻率上升20%后，在一定期間內禁止再次啟動。
【主權項】
1.一種開關電源裝置，其對變壓器的一次繞組施加直流電壓，使連接于所述一次繞組的開關元件進行開關，由此在所述變壓器的二次繞組上產生脈沖電壓，利用整流平滑電路對所述脈沖電壓進行整流平滑得到輸出電壓，將得到的所述輸出電壓輸出到負載， 該開關電源裝置的特征在于，具有: 誤差放大器，其將所述輸出電壓和基準電壓之間的誤差電壓作為反饋信號輸出到一次側； 振蕩器，其在輕負載時，根據(jù)來自所述誤差放大器的所述反饋信號，降低所述開關元件的開關頻率;以及 頻率校正電路，其根據(jù)所述反饋信號的值，使頻率校正率按照所述變壓器不飽和的近似線而變化，由此對所述振蕩器的開關頻率進行校正。2.根據(jù)權利要求1所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述頻率校正電路針對已經降低后的開關頻率，改變所述頻率校正率，由此進一步降低所述開關頻率。3.根據(jù)權利要求1或2所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述近似線由具有相互不同的斜率的多個線構成。4.根據(jù)權利要求1或2所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述開關頻率具有上限頻率和下限頻率。5.根據(jù)權利要求4所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述開關電源裝置具有頻率調整端子，該頻率調整端子用于對所述振蕩器的所述上限頻率和所述下限頻率進行調整。6.根據(jù)權利要求4所述的開關電源裝置，其特征在于， 當達到無法得到基于來自所述誤差放大器的所述反饋信號的所述輸出電壓的過負載狀態(tài)時，在經過規(guī)定時間后，階段地變化為高于所述上限頻率的振蕩頻率。7.根據(jù)權利要求6所述的開關電源裝置，其特征在于， 每經過所述規(guī)定時間，使振蕩頻率從所述上限頻率進一步階段性地變化，當達到最終的頻率后，恢復到所述上限頻率。8.根據(jù)權利要求6所述的開關電源裝置，其特征在于， 在啟動時，不變化為高于所述上限頻率的振蕩頻率。9.根據(jù)權利要求7所述的開關電源裝置，其特征在于， 在啟動時，不變化為高于所述上限頻率的振蕩頻率。
【文檔編號】H02M3/335GK105846681SQ201510939395
【公開日】2016年8月10日
【申請日】2015年12月16日
【發(fā)明人】早川章, 島田雅章
【申請人】三墾電氣株式會社