一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制裝置制造方法
【專利摘要】本實(shí)用新型公開了一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制裝置，用于控制工作在臨界連續(xù)模式的反激變換器實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)?？刂齐娐钒ㄝ敵鲭妷翰蓸优c誤差放大器電路、電流過零檢測電路、PWM產(chǎn)生電路、峰值包絡(luò)運(yùn)算電路、驅(qū)動(dòng)電路與開關(guān)管Q；其中PWM產(chǎn)生電路由比較器和RS-觸發(fā)器組成。本實(shí)用新型可以提高傳統(tǒng)峰值電流控制臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器的功率因數(shù)，可以使臨界連續(xù)模式反激變換器在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)獲得單位功率因數(shù)。
【專利說明】一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制裝置

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本實(shí)用新型涉及一種電力控制設(shè)備，尤其是一種反激功率因數(shù)校正的控制方法及其裝置。

【背景技術(shù)】
[0002]近年來，電力電子技術(shù)迅速發(fā)展，作為電力電子領(lǐng)域重要組成部分的電源技術(shù)逐漸成為應(yīng)用和研宄的熱點(diǎn)。開關(guān)電源以其效率高、功率密度高的特點(diǎn)而確立了其在電源領(lǐng)域中的主流地位，但其通過整流器接入電網(wǎng)時(shí)會(huì)存在一個(gè)致命的弱點(diǎn):功率因數(shù)較低(一般僅為0.45?0.75)，且在電網(wǎng)中會(huì)產(chǎn)生大量的電流諧波和無功功率而污染電網(wǎng)。抑制開關(guān)電源產(chǎn)生諧波的方法主要有兩種:一是被動(dòng)法，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或消除諧波；二是主動(dòng)法，即設(shè)計(jì)新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低以及功率因數(shù)高等特點(diǎn)，即具有功率因數(shù)校正功能。開關(guān)電源功率因數(shù)校正研宄的重點(diǎn)主要是功率因數(shù)校正電路拓?fù)涞难绣澈凸β室驍?shù)校正控制集成電路的開發(fā)。傳統(tǒng)的有源功率因數(shù)校正電路一般采用Boost-升壓拓?fù)?，這是因?yàn)锽oost變換器具有控制容易、驅(qū)動(dòng)簡單以及功率因數(shù)可以接近于I等優(yōu)點(diǎn)，但是Boost功率因數(shù)校正變換器在低輸出電壓時(shí)，其功率因數(shù)卻很低。在小功率的應(yīng)用場合中，主要采用Buck-降壓拓?fù)浜头醇ぷ儞Q器，但是在Buck電路實(shí)現(xiàn)PFC時(shí)，由于當(dāng)輸入電壓低于輸出電壓時(shí)，不傳遞能量，輸入電流為0，交越失真嚴(yán)重；而反激變換器在整個(gè)工頻周期內(nèi)都可以傳遞能量，功率因數(shù)和總諧波畸變都優(yōu)于Buck變換器，因此更加適用于PFC領(lǐng)域當(dāng)中。反激功率因數(shù)校正變換器通常有斷續(xù)模式和臨界連續(xù)模式兩種工作模式。斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器可以自動(dòng)獲得單位功率因數(shù)，但是由于其較大的峰值電流，使得開關(guān)管的導(dǎo)通損耗很大從而影響變換器的效率。傳統(tǒng)的臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器，其控制方式如圖1所示，圖2為其原邊電流、副邊電流和輸入電流的波形，其原邊開關(guān)管電流的峰值包絡(luò)為標(biāo)準(zhǔn)正弦波，雖然效率比斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器高，但是不能獲得單位功率因數(shù)，功率因數(shù)和總諧波畸變都比斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器差。
[0003]本實(shí)用新型所采用的技術(shù)方案是基于與本 申請人:在本專利申請同時(shí)提出的方法專利申請一一一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制方法而設(shè)立的，所述控制方法的具體作法是:
[0004]在主要包括輸出電壓采樣與誤差放大器電路、電流過零檢測電路、PWM產(chǎn)生電路、峰值包絡(luò)運(yùn)算電路的硬件平臺(tái)上，通過控制電路使反激變換器工作在臨界連續(xù)模式，反激變換器原邊開關(guān)管的電流峰值包絡(luò)由峰值包絡(luò)運(yùn)算電路控制，原邊開關(guān)管的電流峰值在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓和輸出電壓的變化而變化；通過對輔助繞組電壓的檢測，當(dāng)變壓器副邊電流過零時(shí)，導(dǎo)通開關(guān)管Q，控制反激變換器始終工作在臨界連續(xù)模式；所述的峰值包絡(luò)運(yùn)算電路的運(yùn)算方法是:西比N與輸出電壓相乘后的值N*V。，與輸入電壓Vin(t)的瞬時(shí)值相加，相加的結(jié)果再與輸入電壓Vin(t)的瞬時(shí)值和誤差放大器的輸出電壓Vranip相乘，經(jīng)過峰值包絡(luò)運(yùn)算電路運(yùn)算后，臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器的原邊開關(guān)管電流峰值在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓、輸出電壓的變化而變化，從而獲得單位功率因數(shù)；其中匝比N為反激變換器變壓器原邊繞組匝數(shù)與副邊繞組匝數(shù)的比值；所述PWM產(chǎn)生電路中，當(dāng)變壓器副邊電流過零時(shí)刻，電流過零檢測電路控制RS-觸發(fā)器，使開關(guān)管Q導(dǎo)通，控制反激變換器工作在臨界連續(xù)模式；當(dāng)原邊開關(guān)管電流檢測電阻1^兩端電壓V。3大于峰值包絡(luò)運(yùn)算電路產(chǎn)生的Vsro(t)信號(hào)時(shí)，使開關(guān)管Q關(guān)斷，反激變換器原邊開關(guān)管的電流峰值受誤差放大器輸出電壓V。-、輸入電壓Vin(t)和輸出電壓Vo的控制；設(shè)定誤差放大器電路的補(bǔ)償使整個(gè)環(huán)路的截止頻率遠(yuǎn)小于工頻(一般為10?20Hz)，誤差放大器輸出信號(hào)Vramp在半個(gè)工頻周期內(nèi)維持不變。
實(shí)用新型內(nèi)容
[0005]本實(shí)用新型的目的是提供一種新穎的反激功率因數(shù)校正變換器，采用上述控制方法使得反激功率因數(shù)校正變換器獲得單位功率因數(shù)。
[0006]本實(shí)用新型實(shí)現(xiàn)其目的的手段是:
[0007]一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制裝置，包括整流橋D3、變壓器1\、控制電路、開關(guān)管Q、輸出整流二極管D1,以及反激變換器的控制電路。所述反激變換器的控制電路包含輸出電壓采樣電路、誤差放大器電路、電流過零檢測電路、PWM產(chǎn)生電路、峰值包絡(luò)運(yùn)算電路；所述PWM產(chǎn)生電路由比較器和RS-觸發(fā)器組成，誤差放大器的負(fù)向輸入端為由1?3和R4分壓電阻網(wǎng)絡(luò)米樣的輸出電壓，誤差放大器的正向輸入端為基準(zhǔn)電壓V raf，米樣的輸出信號(hào)與基準(zhǔn)電壓相比較產(chǎn)生誤差放大器的輸出信號(hào)V_p;峰值包絡(luò)運(yùn)算電路的輸出Vmo⑴連接到PWM產(chǎn)生電路中比較器的負(fù)端，原邊開關(guān)管電流檢測電阻Res兩端電壓V。3連接到PWM產(chǎn)生電路中比較器的正端，PWM產(chǎn)生電路中比較器的輸出端連接到RS-觸發(fā)器的復(fù)位端-R端；過零檢測電路的輸入信號(hào)為輔助繞組的電壓，過零檢測電路的輸出信號(hào)連接到RS-觸發(fā)器的置位端-S端。
[0008]與現(xiàn)有技術(shù)相比，本的有益效果是:
[0009]1、相對于傳統(tǒng)峰值電流控制臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器，采用本的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控的制方式，可以獲得單位功率因數(shù)和更小的總諧波畸變，同時(shí)可以保留傳統(tǒng)臨界連續(xù)模式工作方式高效率的特征；
[0010]2、相對于傳統(tǒng)峰值電流控制斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器，采用本的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的控制方式可以適用于更大功率的功率因數(shù)校正變換器。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0011]圖1為傳統(tǒng)峰值電流控制臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。
[0012]圖2為圖1所示電路框圖的主要波形圖。
[0013]圖3為本的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。
[0014]圖4為圖3所示電路框圖的主要波形圖。
[0015]圖5為本實(shí)施例子的電路結(jié)構(gòu)示意圖。
[0016]圖6為圖1所示電路結(jié)構(gòu)圖的仿真結(jié)果。
[0017]圖7為圖5所示電路結(jié)構(gòu)圖的仿真結(jié)果。
[0018]圖8為圖1傳統(tǒng)統(tǒng)峰值電流控制臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器和圖3本的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的原邊開關(guān)管電流峰值包絡(luò)的對比波形圖。
[0019]圖9為圖1傳統(tǒng)統(tǒng)峰值電流控制臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器和圖3本的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的輸入電流的對比波形圖。

【具體實(shí)施方式】
[0020]下面通過具體的實(shí)例并結(jié)合附圖對本做進(jìn)一步詳細(xì)的描述。
[0021 ] 圖3為本的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，圖4為圖3所示電路框圖的主要波形圖，從波形圖中可以得知，反激變換器工作于臨界連續(xù)模式，本的原邊開關(guān)管電流峰值包絡(luò)不再是標(biāo)準(zhǔn)正弦波，并且相比傳統(tǒng)峰值電流控制方法，本的原邊開關(guān)管電流峰值包絡(luò)還增加了輸出電壓和變壓器原副邊匝數(shù)比信息。
[0022]圖5為本的一種【具體實(shí)施方式】，一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方法，其具體作法是:
[0023]反激變換器控制電路包括輸出電壓采樣與誤差放大器電路、電流過零檢測電路、PWM產(chǎn)生電路、峰值包絡(luò)運(yùn)算電路以及驅(qū)動(dòng)電路。誤差放大器的負(fù)向輸入端為由RjPR4分壓電阻網(wǎng)絡(luò)采樣的輸出電壓，誤差放大器的正向輸入端為基準(zhǔn)電壓VMf，采樣的輸出信號(hào)與基準(zhǔn)電壓相比較產(chǎn)生誤差放大器的輸出信號(hào)V_p。電流峰值包絡(luò)運(yùn)算電路有輸入電壓Vin(t)、輸出電壓V。和誤差放大器的輸出信號(hào)V。_三路輸入信號(hào)，電流峰值包絡(luò)運(yùn)算電路包括3個(gè)運(yùn)算放大器、I個(gè)乘法器和若干電阻網(wǎng)絡(luò)；整流后的輸入電壓Vin(t)經(jīng)過R1A2分壓，再經(jīng)過由運(yùn)算放大器2組成的電壓跟隨器后，得到Va= K ^Vin(t)，&為R 1、R2電壓網(wǎng)絡(luò)的分壓系數(shù)；采集原邊輔助繞組上的電壓V。。代替輸出電壓V。，Vcc= Na*V0/Ns, V。。經(jīng)過R 13、R12分壓，再經(jīng)過運(yùn)算放大器I跟隨后得到Vb= K2*NA*VyNs，乂為變壓器原邊輔助繞組匝數(shù)，Ns為變壓器副邊繞組匝數(shù)，1(2為R 13、R12電壓網(wǎng)絡(luò)的分壓系數(shù)，R 7、R8, R9, R10, R11和運(yùn)算放大器3共同構(gòu)成加法器，^和Vb同時(shí)作為加法器的輸入端，設(shè)定R7= R8= R10= R11= 2R9，則可以得到 Vc= V A+VB= K !*Vin(t) +K2*NA*VQ/NS;使 K p K2、Na、Ns和 N P滿足如下關(guān)系:(K 2*NA*/NS) /K1=NP/NS，即 R12/ (Rn+R12) = R2*Np/ [ (R1+R2) *NA]，Np為變壓器原邊繞組匝數(shù)。V C、VA和 V。_分別連接到乘法器的輸入端，乘法器的輸出信號(hào)為電流峰值包絡(luò)運(yùn)算電路的輸出信號(hào)VM(t);峰值包絡(luò)運(yùn)算電路的輸出VM()(t)信號(hào)連接到PWM產(chǎn)生電路中比較器的負(fù)端，采樣電阻Rcis兩端電壓VJ^接到PWM產(chǎn)生電路中比較器的正端，PWM產(chǎn)生電路中比較器的輸出端連接到RS-觸發(fā)器的復(fù)位端-R端，每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)刻，變壓器原邊開關(guān)管電流線性上升，當(dāng)采樣電阻1^兩端電壓V。3也線性上升，當(dāng)其大于峰值包絡(luò)運(yùn)算電路的輸出Vhj(t)信號(hào)時(shí)，PWM產(chǎn)生電路的比較器輸出高電平，控制RS-觸發(fā)器輸出低電平，從而控制反激變換器的開關(guān)管Q關(guān)斷；過零檢測電路的輸入信號(hào)為原邊輔助繞組的電壓，過零檢測電路的輸出信號(hào)連接到RS-觸發(fā)器的置位端-S端，當(dāng)開關(guān)管Q關(guān)斷時(shí)，原邊輔助繞組為高電平，變壓器副邊電流過零時(shí)，輔助繞組會(huì)從高電平跳變到低電平，電流過零檢測電路檢測到輔助繞組的電壓從高電平變?yōu)榈碗娖綍r(shí)，使RS-觸發(fā)器的置位端-S端輸出高電平，從而控制反激變換器的開關(guān)管Q導(dǎo)通，使反激變換器始終工作在臨界連續(xù)模式。設(shè)定誤差放大器的補(bǔ)償電路使整個(gè)環(huán)路的截止頻率遠(yuǎn)小于工頻(一般為10?20Hz)，控制誤差放大器的輸出信號(hào)Vramp在半個(gè)工頻周期內(nèi)維持不變。
[0024]圖6、圖7、圖8和圖9是利用PSnH方真軟件得到的仿真波形。從圖6可以看出傳統(tǒng)臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器的輸入電流失真嚴(yán)重，電源具有較低的功率因數(shù)。從圖7可以看出單位功率因數(shù)反激變換器的輸入電流很好地跟蹤了輸入電壓的波形，該電源具有很高的功率因數(shù)。從圖8中可以看出傳統(tǒng)臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器的原邊開關(guān)管電流峰值包絡(luò)為標(biāo)準(zhǔn)正弦波，而通過采用新的控制方法的單位功率因數(shù)反激變換器的開關(guān)管電流峰值包絡(luò)不是標(biāo)準(zhǔn)正弦波并且其波形要比傳統(tǒng)變換器的峰值包絡(luò)更加陡峭。圖9為圖1傳統(tǒng)臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器和圖3臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的輸入電流的對比波形圖。從圖9可以看出:在兩種反激功率因數(shù)校正器仿真參數(shù)完全一樣的條件下，本的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器輸入電流比傳統(tǒng)的恒定導(dǎo)通時(shí)間臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器的輸入電流更接近正弦波，即具有更高的PF值。
【權(quán)利要求】
1.一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制裝置，包括整流橋D 3、變壓器T1、控制電路、開關(guān)管Q、輸出整流二極管D1，以及反激變換器的控制電路，其特征在于，所述反激變換器的控制電路包含輸出電壓采樣電路、誤差放大器電路、電流過零檢測電路、PWM產(chǎn)生電路、峰值包絡(luò)運(yùn)算電路；所述PWM產(chǎn)生電路由比較器和RS-觸發(fā)器組成，誤差放大器的負(fù)向輸入端為由&和1?4分壓電阻網(wǎng)絡(luò)采樣的輸出電壓，誤差放大器的正向輸入端為基準(zhǔn)電壓VMf，采樣的輸出信號(hào)與基準(zhǔn)電壓相比較產(chǎn)生誤差放大器的輸出信號(hào)V_p;峰值包絡(luò)運(yùn)算電路的輸出Vsb⑴連接到PWM產(chǎn)生電路中比較器的負(fù)端，原邊開關(guān)管電流檢測電阻Res兩端電壓接到PWM產(chǎn)生電路中比較器的正端，PWM產(chǎn)生電路中比較器的輸出端連接到RS-觸發(fā)器的復(fù)位端-R端；過零檢測電路的輸入信號(hào)為輔助繞組的電壓，過零檢測電路的輸出信號(hào)連接到RS-觸發(fā)器的置位端-S端。
【文檔編號(hào)】H02M1/42GK204231200SQ201420697269
【公開日】2015年3月25日 申請日期:2014年11月18日 優(yōu)先權(quán)日:2014年11月18日
【發(fā)明者】許建平, 何俊鵬, 高旭, 閻鐵生, 高建龍 申請人:西南交通大學(xué)