專利名稱：高功率因數(shù)DCM Boost PFC變換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種的高功率因數(shù)DCM Boost PFC變換器，屬電能變換裝置的交流-直流變換器。

背景技術(shù)：
隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，對(duì)電能變換裝置的要求越來(lái)越高，特別是對(duì)輸入功率因數(shù)(PF)和輸入電流諧波的要求越來(lái)越高。Boost變換器是最常用的幾種功率因數(shù)校正(PFC)電路之一。通常可將其分為三種電感電流連續(xù)模式(CCM)，電感電流臨界連續(xù)模式(CRM)，電感電流斷續(xù)模式(DCM)。由于DCM Boost PFC變換器具有開(kāi)關(guān)管零電流開(kāi)通、二極管無(wú)反向恢復(fù)和開(kāi)關(guān)頻率恒定、控制簡(jiǎn)單、低成本等優(yōu)點(diǎn)，在中低功率場(chǎng)合獲得了廣泛的應(yīng)用。但是當(dāng)在半個(gè)輸入電壓周期內(nèi)占空比恒定時(shí)，其輸入功率因數(shù)較低，尤其在高壓輸入時(shí)。在一些對(duì)PF值和輸入電流諧波要求較高的場(chǎng)合，傳統(tǒng)的DCMBoost PFC(電感電流斷續(xù)模式功率因數(shù)校正)變換器很難滿足需要。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是為了克服上述傳統(tǒng)的DCM Boost PFC變換器的不足之處，設(shè)計(jì)一種可以有效地降低輸入電流的高次諧波，在整個(gè)90V～264V AC輸入電壓范圍內(nèi)將PF值提高至接近于1的高功率因數(shù)DCM Boost PFC變換器。
本發(fā)明的高功率因數(shù)DCM Boost PFC變換器，包括主功率電路(1)和控制電路，所述主功率電路(1)包括輸入電壓源vin、EMI濾波器、二極管整流電路RB、Boost電感Lb、開(kāi)關(guān)管Qb、二極管Db、輸出電容Co、負(fù)載RLd，其特征在于控制電路采用變化規(guī)律為

的占空比的輸出信號(hào)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管Qb，其中Vo為主功率電路(1)的輸出電壓，Vm為主功率電路(1)的輸入電壓峰值，y0由Vm的最大值和輸出電壓Vo之比決定，a由電源的功率決定；例如，若Vm的最大值為

在輸出電壓Vo分別為380V、385V、390V、400V的情況下，y0的取值分別為0.923、0.902、0.888、0.869；若Vm的最大值為

在輸出電壓Vo分別為380V、385V、390V、400V的情況下，y0的取值分別為0.917、0.898、0.885、0.866。
所述控制電路包括輸出電壓反饋控制電路(2)、輸入電壓前饋電路(3)、乘法器(4)、鋸齒波比較及開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路(5)，所述輸出電壓反饋控制電路(2)的反向輸入端經(jīng)分壓電阻與主功率電路(1)的輸出電壓Vo連接，輸出電壓反饋控制電路(2)的同向輸入端與基準(zhǔn)電壓Vref連接，輸出電壓反饋控制電路(2)的輸出端G與乘法器(4)的一個(gè)輸入端Vy相連；輸入電壓前饋電路(3)的兩個(gè)信號(hào)輸入端A和D分別與主功率電路(1)的二極管整流電路RB整流后的電壓Vg和主功率電路(1)的輸出電壓Vo連接，輸入電壓前饋電路(3)的兩個(gè)信號(hào)輸出端F和E分別與乘法器(4)的兩個(gè)輸入端VX和VZ連接，乘法器(4)的輸出端與鋸齒波比較及開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路(5)的輸入端連接，鋸齒波比較及開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路(5)的輸出端的信號(hào)為控制電路的輸出信號(hào)與主功率電路(1)中的開(kāi)關(guān)管Qb的門極相連而驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管Qb工作。
上述的輸入電壓前饋電路(3)包括兩個(gè)射極跟隨器IC1、IC2和兩個(gè)減法電路IC3、IC4，所述第一個(gè)射極跟隨器IC1的同相輸入端為輸入電壓前饋電路(3)的第一個(gè)信號(hào)輸入端A與主功率電路(1)的二極管整流電路RB整流后的電壓Vg經(jīng)分壓電阻連接，第一個(gè)射極跟隨器IC1的輸出信號(hào)經(jīng)峰值采樣后的采樣電壓峰值信號(hào)與第二個(gè)射極跟隨器IC2的同相輸入端連接，第二個(gè)射極跟隨器IC2的輸出端與第一個(gè)減法電路IC3的反向輸入端連接，第一個(gè)減法電路IC3的同相輸入端為輸入電壓前饋電路(3)的第二個(gè)信號(hào)輸入端D點(diǎn)與主功率電路(1)的輸出電壓Vo連接，第一個(gè)射極跟隨器IC1的輸出信號(hào)還與第二個(gè)減法電路IC4的反向輸入端連接，第二個(gè)減法電路IC4的同向輸入端與第一個(gè)減法電路IC3的輸出端連接，第一個(gè)減法電路IC3的輸出端還作為輸入電壓前饋電路(3)的一個(gè)信號(hào)輸出端E與乘法器(4)的一個(gè)輸入端VZ連接，第二個(gè)減法電路IC4的輸出端作為輸入電壓前饋電路(3)的另一個(gè)信號(hào)輸出端F與乘法器(4)的另個(gè)輸入端VX連接。
本發(fā)明的高功率因數(shù)DCM Boost PFC變換器，由于采用變占空比控制后，可以在整個(gè)90V～265V AC輸入電壓范圍內(nèi)將PF值提高至接近于1，明顯具有輸入功率因數(shù)高，輸入電流諧波含量小，輸出電壓紋波小等優(yōu)點(diǎn)，還由于采用變占空比控制后，可使電感量增大，電感電流紋波明顯減小，電感電流有效值明顯降低，還會(huì)使開(kāi)關(guān)管的電流有效值相應(yīng)降低，變換器的導(dǎo)通損耗減小，變換器的效率提高。



圖1是Boost PFC變換器主電路圖； 圖2是DCM Boost PFC變換器Boost電感在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的電流波形； 圖3是半個(gè)工頻周期內(nèi)DCM Boost PFC的電感電流波形； 圖4是半個(gè)工頻周期內(nèi)標(biāo)幺化后的輸入電流波形； 圖5是PF值與Vm/Vo的關(guān)系曲線； 圖6是PF值與a和y0的關(guān)系曲面圖； 圖7是本發(fā)明的功率因數(shù)近似為1的DCM Boost PFC變換器主功率電路結(jié)構(gòu)及控制結(jié)構(gòu)圖； 圖8是兩種控制方式下的PF值對(duì)比； 圖9是兩種控制方式下的輸入電流各次諧波與基波之比； 圖10是兩種控制方式下的瞬時(shí)輸入功率標(biāo)幺值； 圖11是兩種控制方式下的輸出電壓紋波之比； 圖12是不同輸入電壓下的臨界電感值； 圖13是輸入電壓為90V時(shí)輸入電壓、輸入電流、電感電流仿真波形； 圖14是輸入電壓為264V時(shí)輸入電壓、輸入電流、電感電流仿真波形； 圖15是兩種控制方式下的電感電流有效值之比； 上述附圖中的主要符號(hào)名稱vin、電源電壓。iin、輸入電流。BR、整流橋。vg、整流后的輸入電壓。iLb、Boost電感電流。Lb、Boost電感。Qb、開(kāi)關(guān)管。Db、二極管。Co、輸出濾波電容。Io、輸出電流。RLd、負(fù)載。Vo、輸出電壓。Vref、輸出電壓反饋控制的基準(zhǔn)電壓。vEA、輸出電壓反饋控制的誤差電壓信號(hào)輸出。t、時(shí)間。m、分壓系數(shù)。ω、輸入電壓角頻率。Vm、輸入電壓峰值。vgs、開(kāi)關(guān)管Qb的驅(qū)動(dòng)電壓。Dy、占空比。Dy_fit、擬合占空比。Ts、變換器開(kāi)關(guān)周期。PF、功率因數(shù)。a、輸入電壓峰值Vm與輸出電壓Vo之比。

具體實(shí)施例方式 1 DCM Boost PFC變換器的工作原理 附圖1是Boost PFC變換器主電路。為了分析方便，先作如下假設(shè)1.所有器件均為理想元件；2.輸出電壓紋波與其直流量相比很?。?.開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)高于輸入電壓頻率。
附圖2給出了DCM時(shí)一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的電感電流波形。當(dāng)Qb導(dǎo)通時(shí)，Db截止，升壓電感Lb兩端的電壓為vg，其電流iLb由零開(kāi)始以vg/Lb的斜率線性上升。當(dāng)Qb關(guān)斷時(shí)，iLb通過(guò)Db續(xù)流，此時(shí)Lb兩端的電壓為vg-Vo，iLb以(Vo-vg)/Lb的斜率下降。由于Boost變換器工作在DCM模式，因此在開(kāi)關(guān)周期結(jié)束前，iLb下降到零。
不失一般性，令輸入交流電壓的表達(dá)式為 vin(t)＝Vm·sinωt (1) 其中Vm和ω分別為輸入交流電壓的幅值和角頻率。
那么輸入電壓整流后的電壓為 vg＝Vm·|sinωt| (2) 在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，電感電流峰值iLb_pk為 其中Dy為占空比，Ts為開(kāi)關(guān)周期。
在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，Lb兩端的伏秒面積平衡，即 vg·Dy·Ts＝(Vo-vg)·DR·Ts (4) 其中Vo為輸出電壓，DR為電感電流下降到零所對(duì)應(yīng)的占空比。
由式(4)可得 根據(jù)式(3)和式(5)，可以得到一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電感電流的平均值iLb_av為
其中fs為開(kāi)關(guān)頻率。
那么，輸入電流iin為 當(dāng)占空比Dy固定時(shí)，根據(jù)式(3)和式(6)可以畫(huà)出半個(gè)工頻周期內(nèi)電感電流的瞬時(shí)值、峰值包絡(luò)線和平均值的波形，如附圖3所示。從圖中可以看出，雖然此時(shí)電感電流峰值的包絡(luò)線是呈正弦的，但其平均值已不再是正弦形狀，而是發(fā)生了畸變。
為了便于分析輸入電流的形狀，將輸入電流進(jìn)行標(biāo)幺化，其基準(zhǔn)值為

根據(jù)式(7)可以得到標(biāo)幺化后的輸入電流表達(dá)式為 根據(jù)式(8)可以畫(huà)出不同輸入電壓峰值與輸出電壓之比時(shí)，半個(gè)工頻周期內(nèi)輸入電流標(biāo)幺值的波形，如附圖4所示。從圖中可以看出，輸入電流的形狀只和Vm/Vo有關(guān)，Vm/Vo越小，輸入電流越接近于正弦。這是因?yàn)殡姼须娏魃仙A段，其平均值為正弦形式；而在電感電流下降階段，下降斜率與Vm/Vo有關(guān)，Vm/Vo越小，電感電流下降越快，此階段電感電流的平均值越接近于0，從而在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電流的平均值越接近于正弦形式。
由式(1)和式(7)可求出輸入功率為
假設(shè)變換器的效率為100％，那么輸入功率等于輸出功率，即Pin＝Po，那么由式(9)可得占空比Dy為
由式(7)和式(9)可得輸入功率因數(shù)PF值為
其中Iin_rms為輸入電流有效值。
根據(jù)式(11)可以作出PF的曲線，如附圖5所示。從圖中可以看出，Vm/Vo越大，PF值越低。當(dāng)Vm/Vo大于0.9時(shí)，PF值將低于0.9。在90V-264V AC輸入電壓范圍內(nèi)，當(dāng)輸入電壓為264VAC、輸出電壓為400V時(shí)，PF值只有0.865。因此，需要提出新的方法來(lái)提高輸入電壓較高時(shí)的PF值。
2 提高PF值的變占空比控制 2.1 使PF＝1的占空比表達(dá)式 觀察式(7)，如果取 其中a＝Vm/Vo，D0為一個(gè)常數(shù)，其大小后面將會(huì)解釋。
那么式(7)為 從式(13)可以看出，如果在一個(gè)工頻周期內(nèi)，使占空比按照式(12)變化，則可以使輸入電流為正弦波，并與輸入電壓同相位，也就是可以使PF＝1。由式(1)和式(13)可推出變換器的輸入功率為 由上式可得 將a＝Vm/Vo和式(15)代入式(12)中，可得
從式(16)可以看出，如果占空比Dy是關(guān)于輸入電壓vg的函數(shù)，則可以使PF值達(dá)到1。
2.2 占空比的擬合函數(shù) 式(16)給出的占空比實(shí)現(xiàn)起來(lái)比較復(fù)雜，需要采用乘法器、除法器和開(kāi)方電路，因此有必要將其簡(jiǎn)化。
對(duì)于一個(gè)函數(shù)f(x)，可以在x＝x0處進(jìn)行泰勒展開(kāi)，得到如下形式
其中，f(n)(x0)為函數(shù)f(x)在x0處的n階導(dǎo)數(shù)。
合理選取展開(kāi)點(diǎn)x0，就可以用有限的幾項(xiàng)來(lái)逼近函數(shù)f(x)。為方便起見(jiàn)，令y＝|sinωt|，則式(12)為 將該函數(shù)在y＝y(tǒng)0處進(jìn)行泰勒展開(kāi)，有
取上式的前兩項(xiàng)來(lái)進(jìn)行擬合，即擬合的占空比表達(dá)式為
式中 將式(20)代入式(7)和式(9)，可得輸入電流和輸入功率分別為

由式(21)和式(22)，可得
從上式可以看出，PF值除了和a有關(guān)外，還和展開(kāi)點(diǎn)y0的選取有關(guān)。下面討論如何選擇合適的y0，以使得PF值最大程度地接近1。
根據(jù)式(23)作出PF與a和y0的關(guān)系曲面，如附圖6所示。從圖中可以看出當(dāng)a較小，即輸入電壓較低時(shí)，y0在0到1范圍內(nèi)變化，PF值變化不大，且都接近于1；當(dāng)a逐漸增大，即輸入電壓升高時(shí)，y0對(duì)PF值的影響逐漸增大。因此可以選擇在輸入電壓最高時(shí)，能使得PF值取最大值的y0作為在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)的展開(kāi)點(diǎn)。以輸入電壓的變化范圍是90-264VAC，輸出電壓為400V為例，將代入式(23)中，令其對(duì)y0的導(dǎo)數(shù)為0，可得y0＝0.866。同理，若Vm的最大值為

在輸出電壓Vo分別為380V、385V、390V、400V的情況下，y0的取值分別為0.923、0.902、0.888、0.869。若Vm的最大值為

在輸出電壓Vo分別為380V、385V、390V的情況下，y0的取值分別為0.917、0.898、0.885。
將y0＝0.866代入式(20)，可得占空比的表達(dá)式
2.3 控制電路 根據(jù)式(24)可以設(shè)計(jì)控制電路，如附圖7所示。合理設(shè)計(jì)分壓電阻及運(yùn)放外圍電阻，經(jīng)過(guò)加減法運(yùn)算后，可使E點(diǎn)和F點(diǎn)電位分別為m·(2·Vo-0.866·Vm)和m·(2·Vo-0.866·Vm-Vm|sinωt|)，其中m為輸入交流電壓采樣系數(shù)。E點(diǎn)和F點(diǎn)的信號(hào)及誤差放大器的輸出信號(hào)vEA經(jīng)模擬乘法器后，得到P點(diǎn)電位為 將P點(diǎn)電壓與鋸齒波進(jìn)行交截，便可以獲得式(24)所示的占空比。
上述鋸齒波比較及開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路(5)可以選用UC3843、UC3844或UC3525等型號(hào)的集成IC電路，射極跟隨器、減法器和輸出電壓反饋控制電路(2)中使用的放大器IC1-IC5選用TL074、TL072、LM358、LM324等型號(hào)的運(yùn)算放大器，乘法器(4)采用集成IC電路或分立器件組成。
3 變占空比控制的優(yōu)點(diǎn) 3.1 功率因數(shù)的提高 根據(jù)式(11)和式(23)可以分別作出采用定占空比控制和變占空比控制時(shí)的PF值變化曲線，如附圖8所示。從圖中可以看出，采用變占空比控制后，PF值得到了大幅提高，當(dāng)輸入電壓為264VAC時(shí)，PF值從0.865提高為0.994。
為了分析輸入電流的諧波，可以對(duì)其進(jìn)行傅里葉分解。輸入電流的傅立葉分解形式為 其中 式中Tline是輸入電壓周期。
將式(7)和式(21)分別代入式(27)，經(jīng)計(jì)算可得定占空比控制和變占空比控制下輸入電流所含的各次諧波。其中，余弦成分和偶次正弦成分均為0，即 an＝0(n＝0，1，2，...) bn＝0(n＝2，4，6，...) (28) 附圖9給出了兩種控制方式下輸入電流中3、5、7、9次諧波與基波的比值隨輸入電壓變化而變化的曲線(若比值為負(fù)，表明計(jì)算所得的bn為負(fù)，即該次諧波的初始相位為180°)?？梢?jiàn)，采用變占空比控制后，輸入電流諧波含量大幅減小。
3.2 輸出電壓紋波的減小 采用定占空比控制時(shí)，由式(1)、式(7)和式(10)可得變換器的瞬時(shí)輸入功率標(biāo)幺值(基準(zhǔn)值為輸出功率)為
采用變占空比控制時(shí)，由式(1)、式(21)和式(22)可得變換器的瞬時(shí)輸入功率標(biāo)幺值(基準(zhǔn)值為輸出功率)為
由式(29)和式(30)可以作出兩種控制方式下的瞬時(shí)輸入功率標(biāo)幺值在半個(gè)工頻周期內(nèi)的變化曲線，如附圖10所示。
當(dāng)時(shí)，儲(chǔ)能電容Co充電；當(dāng)時(shí)，Co放電。假設(shè)從ωt＝0開(kāi)始，定占空比控制和變占空比控制下的pin*(t)的波形與1的第一個(gè)交點(diǎn)對(duì)應(yīng)的時(shí)間軸坐標(biāo)分別為ωt1和ωt2，則儲(chǔ)能電容Co在半個(gè)工頻周期中儲(chǔ)存的最大能量差分別為 儲(chǔ)能電容電壓紋波即輸出電壓紋波與該能量成正比。那么，輸出電壓紋波之比為
由式(33)可作出附圖11，從圖中可以看出，采用變占空比控制后，當(dāng)輸入電壓為90VAC時(shí)，輸出電壓紋波減小為原來(lái)的94％，當(dāng)輸入電壓為264VAC時(shí)，輸出電壓紋波減小為原來(lái)的62％。
3.3 電感電流紋波的減小 從附圖2可以看出，為使電感電流斷續(xù)，必須滿足Dy+DR ≤1 (34) 將式(5)代入式(34)，可得 由上式可見(jiàn)，電感電流在輸入電壓峰值處最容易連續(xù)，由此可得 將式(10)代入式(36)，可得DCM Boost PFC變換器在定占空比控制下的臨界電感值為
由式(22)可得，
將式(38)代入式(24)，得擬合占空比的表達(dá)式為
將式(39)代入式(36)，可得DCM Boost PFC變換器在變占空比控制下的臨界電感值為
以輸入交流電壓為90-264V，頻率為50Hz，輸出電壓Vo為400V，輸出功率Po為120W，開(kāi)關(guān)頻率fs為100kHz為例，由式(37)和式(40)可得到附圖12。從圖中可以看出，定占空比控制和變占空比控制下的臨界電感值分別為80μH和180μH。
附圖13和附圖14分別為DCM Boost PFC變換器在90V和264V輸入時(shí)，不同電感值和控制方式下，整流后的輸入電壓及輸入電流、電感電流仿真波形(輸入側(cè)有濾波器)。從圖中可以看出，采用變占空比控制后，由于電感量可以增大，電感電流紋波明顯減小。
一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，電感電流有效值iLb_rms為
因此，工頻周期內(nèi)電感電流有效值ILb_rms為
將式(10)和Lb1＝80μH代入上式，可得定占空比控制下的電感電流有效值ILb1_rms。采用變占空比控制后，將式(39)和Lb2＝180μH代入上式，可得變占空比控制下的電感電流有效值ILb2_rms，兩者之比與輸入電壓峰值Vm的關(guān)系曲線如附圖15所示。從圖中可以看出，采用變占空比控制后，電感電流有效值明顯降低，因此開(kāi)關(guān)管的電流有效值也相應(yīng)降低，變換器的導(dǎo)通損耗減小。
權(quán)利要求
1.一種高功率因數(shù)DCM Boost PFC變換器，包括主功率電路(1)和控制電路，所述主功率電路(1)包括輸入電壓源vin、EMI濾波器、二極管整流電路RB、Boost電感Lb、開(kāi)關(guān)管Qb、二極管Db、輸出電容Co、負(fù)載RLd，其特征在于控制電路采用變化規(guī)律為
的占空比的輸出信號(hào)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管Qb，其中Vo為主功率電路(1)的輸出電壓，Vm為主功率電路(1)的輸入電壓峰值，y0由Vm的最大值和輸出電壓Vo之比決定，a由電源的功率決定；例如，若Vm的最大值為
在輸出電壓Vo分別為380V、385V、390V、400V的情況下，y0的取值分別為0.923、0.902、0.888、0.869；若Vm的最大值為
在輸出電壓Vo分別為380V、385V、390V、400V的情況下，y0的取值分別為0.917、0.898、0.885、0.866。
2.如權(quán)利要求1所述的高功率因數(shù)DCM Boost PFC變換器，其特征在于控制電路包括輸出電壓反饋控制電路(2)、輸入電壓前饋電路(3)、乘法器(4)、鋸齒波比較及開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路(5)，所述輸出電壓反饋控制電路(2)的反向輸入端經(jīng)分壓電阻與主功率電路(1)的輸出電壓Vo連接，輸出電壓反饋控制電路(2)的同向輸入端與基準(zhǔn)電壓Vref連接，輸出電壓反饋控制電路(2)的輸出端G與乘法器(4)的一個(gè)輸入端Vy相連；輸入電壓前饋電路(3)的兩個(gè)信號(hào)輸入端A和D分別與主功率電路(1)的二極管整流電路RB整流后的電壓Vg和主功率電路(1)的輸出電壓Vo連接，輸入電壓前饋電路(3)的兩個(gè)信號(hào)輸出端F和E分別與乘法器(4)的兩個(gè)輸入端VX和VZ連接，乘法器(4)的輸出端與鋸齒波比較及開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路(5)的輸入端連接，鋸齒波比較及開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路(5)的輸出端的信號(hào)為控制電路的輸出信號(hào)與主功率電路(1)中的開(kāi)關(guān)管Qb的門極相連而驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管Qb工作。
3.如權(quán)利要求2所述的高功率因數(shù)DCM Boost PFC變換器，其特征在于所述輸入電壓前饋電路(3)包括兩個(gè)射極跟隨器IC1、IC2和兩個(gè)減法電路IC3、IC4，所述第一個(gè)射極跟隨器IC1的同相輸入端為輸入電壓前饋電路(3)的第一個(gè)信號(hào)輸入端A與主功率電路(1)的二極管整流電路RB整流后的電壓Vg經(jīng)分壓電阻連接，第一個(gè)射極跟隨器IC1的輸出信號(hào)經(jīng)峰值采樣后的采樣電壓峰值信號(hào)與第二個(gè)射極跟隨器IC2的同相輸入端連接，第二個(gè)射極跟隨器IC2的輸出端與第一個(gè)減法電路IC3的反向輸入端連接，第一個(gè)減法電路IC3的同相輸入端為輸入電壓前饋電路(3)的第二個(gè)信號(hào)輸入端D點(diǎn)與主功率電路(1)的輸出電壓Vo連接，第一個(gè)射極跟隨器IC1的輸出信號(hào)還與第二個(gè)減法電路IC4的反向輸入端連接，第二個(gè)減法電路IC4的同向輸入端與第一個(gè)減法電路IC3的輸出端連接，第一個(gè)減法電路IC3的輸出端還作為輸入電壓前饋電路(3)的一個(gè)信號(hào)輸出端E與乘法器(4)的一個(gè)輸入端VZ連接，第二個(gè)減法電路IC4的輸出端作為輸入電壓前饋電路(3)的另一個(gè)信號(hào)輸出端F與乘法器(4)的另個(gè)輸入端VX連接。
4.如權(quán)利要求3所述的高功率因數(shù)DCM Boost PFC變換器，其特征在于所述鋸齒波比較及開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路(5)可以選用UC3843、UC3844或UC3525等型號(hào)的集成IC電路，射極跟隨器、減法器和輸出電壓反饋控制電路(2)中使用的放大器IC1-IC5選用TL074、TL072、LM358、LM324等型號(hào)的運(yùn)算放大器，乘法器(4)采用集成IC電路或分立器件組成。
全文摘要
本發(fā)明的高功率因數(shù)DCM Boost PFC變換器，包括主功率電路和控制電路，所述主功率電路包括輸入電壓源vin、EMI濾波器、二極管整流電路RB、Boost電感Lb、開(kāi)關(guān)管Qb、二極管Db、輸出電容Co、負(fù)載RLd，其特征在于控制電路采用變化規(guī)律為的占空比的輸出信號(hào)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管Qb。由于采用變占空比控制后，可以在整個(gè)90V～265V AC輸入電壓范圍內(nèi)將PF值提高至接近于1，具有輸入功率因數(shù)高，輸入電流諧波含量小，輸出電壓紋波小等優(yōu)點(diǎn)，還由于采用變占空比控制后，可使電感量增大，電感電流紋波明顯減小，電感電流有效值明顯降低，還會(huì)使開(kāi)關(guān)管的電流有效值相應(yīng)降低，變換器的導(dǎo)通損耗減小，變換器的效率提高。
文檔編號(hào)H02M1/42GK101764528SQ201010017289
公開(kāi)日2010年6月30日 申請(qǐng)日期2010年1月8日 優(yōu)先權(quán)日2010年1月8日
發(fā)明者姚凱, 阮新波, 冒小晶 申請(qǐng)人:南京航空航天大學(xué)