專利名稱：開關(guān)模式電源系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般地涉及用于感測開關(guān)模式電源(SMPS)中的輸出電 流的方法和裝置，特別地，涉及使用初級側(cè)感測的方法和裝置。
背景技術(shù)：
我們將描述改進的技術(shù)，該技術(shù)能夠設(shè)計具有相對精確控制的輸 出電流限制的開關(guān)模式電源，在實施例中，該電源不需要電源次級側(cè) 的電流感測組件。
許多SMPS應(yīng)用要求輸出電流被限制在或維持在特定值。 一種實 現(xiàn)這一點的方法包括位于轉(zhuǎn)換器次級側(cè)的某種形式的輸出電流感測， 將此信息傳送回位于初級側(cè)的電源轉(zhuǎn)換器控制器。這種方法提供了精 確的電流感測方法，但是產(chǎn)生了附加的次級側(cè)組件的成本。
可以通過監(jiān)控并將初級側(cè)開關(guān)電流限制為特定值來實現(xiàn)相對粗 糙的電流限制。通過感測經(jīng)過初級開關(guān)的電流并對其進行積分，將積 分器的時間常數(shù)和切換時間相關(guān)聯(lián)，以這種方式來估計輸出電流，可 以提高精確度。然而，以這種方式進行的輸出電流感測的精確度依賴 于電源轉(zhuǎn)換的效率、開關(guān)的切換時間等等。
可以在以下文獻中找到關(guān)于SMPS輸出電流控制的
背景技術(shù)：
US 6,833,692: Method and apparatus for maintaining an approximate constant current output characteristic in a switched mode power supply; US 6,781,357: Method and apparatus for maintaining a constant load current with line voltage in a Swtich Mode Power Supply; US 6，977，824: Control circuit for controlling output current at the primary side of a power converter; US 6,862,194: Flyback power converter having a constant voltage and a constant current output under primary-side PWM control; US 6,853,563: Primary-side controlled flyback power converter; 以及US 6,625,042: Power supply arrangement comprising a DC/DC converter with primary-side control loop; US 7,016,204: dose-loop PWM controller or primary-side controlled power converters; 以及EP 0 636 889A。后一 文獻表明，在(SMPS的)電源開關(guān)傳導(dǎo)期間流經(jīng)該電源開關(guān)的平均 電流實質(zhì)上與電源的輸出電流成比例，其比例因子已經(jīng)準確地知道并 且是恒定的，然而，事實上當且僅當對SMPS的輸入電壓恒定的情況 下才是如此。
發(fā)明內(nèi)容
我們將描述改進的技術(shù)，用于感測SMPS的輸出電流，并用于通 過初級側(cè)感測來測量輸出電流。
因此，根據(jù)本發(fā)明提供了一種用于估計開關(guān)模式電源(SMPS) 的輸出電流的模塊，所述SMPS包括變壓器，所述變壓器至少具有耦 合到SMPS的輸入的初級繞組和耦合到SMPS的輸出的次級繞組，所 述SMPS具有電源切換器件，用于響應(yīng)于驅(qū)動信號，將電源切換到所 述變壓器的所述初級繞組，所述模塊包括電流感測輸入，用于接收 感測所述變壓器的所述初級繞組中的電流的電流感測信號；電壓感測 輸入，用于從所述變壓器的所述初級繞組或輔助繞組接收電壓感測信 號；驅(qū)動信號輸入，用于接收所述驅(qū)動信號；信號平均器，耦合到所 述驅(qū)動信號輸入以及所述電流感測輸入，以在所述驅(qū)動信號控制所述 電源切換器件對所述初級繞組施加電源的時間段上對所述電流感測信 號進行平均，并提供平均的電流感測信號；定時信號產(chǎn)生器，耦合到 所述電壓感測輸入，以產(chǎn)生定時信號，所述定時信號指示所述次級繞 組向所述SMPS輸出提供電源的時間段的持續(xù)時間；乘法器，耦合到 所述信號平均器的輸出，并耦合到所述定時信號產(chǎn)生器的輸出，以將 所述平均的電流感測信號與由所述定時信號指示的、所述次級繞組向 所述SMPS輸出提供電源的時間段占所述SMPS的總循環(huán)周期的分數(shù) 相乘；以及輸出，耦合到所述乘法器的輸出，以提供估計所述SMPS 的所述輸出電流的信號。
一般而言，在實施例中，所述模塊確定在變壓器"充電"期間流入變壓器初級側(cè)或類似的磁場能量存儲設(shè)備中的平均電流，這是在次級 側(cè)放電之前磁場中存儲的建立能量。然后，該結(jié)果與次級側(cè)的放電時 間相乘，該放電時間表示為占SMPS的總循環(huán)時間的分數(shù)，即將該結(jié) 果與Tdisdmge/Tt。tal相乘。在一些優(yōu)選實施例中，使用低通濾波器來實 現(xiàn)平均器，以對電流感測輸入信號進行平均，例如，以一些其他方式 (例如使用電流感測變壓器)來對跨過電流感測電阻器的電壓進行平 均。在實施例中，也可以使用低通濾波器來執(zhí)行乘法，特別是通過使 用開關(guān)來選擇性地將低通濾波器的輸入耦合到要乘的值或耦合到參考 電平(如地電平)。通過使用具有與次級側(cè)放電時間成比例的接通時間 段(將低通濾波器的輸入耦合到將要縮放的信號)的控制信號來驅(qū)動
該開關(guān)，即提供工作時間實質(zhì)上等于TdisehMge/Tt。tal的控制信號，如上
所述，可以由放電時間來對變壓器充電期間的平均初級側(cè)電流進行縮 放。
在所述模塊使用一個或更多低通濾波器的實施例中，低通濾波器
的時間常數(shù)優(yōu)選地比濾波器進行平均的時間段更大，例如更大10倍。
因此，對初級側(cè)充電電流進行平均的低通濾波器具有的時間常數(shù)應(yīng)優(yōu) 選地大于開關(guān)驅(qū)動信號的接通時間，實現(xiàn)乘法功能的低通濾波器的時
間常數(shù)應(yīng)大于SMPS的(最大)總循環(huán)時間。因此，在一些優(yōu)選實施 例中，這些低通濾波器中的一個或兩個均可以使用開關(guān)電容電路來實 現(xiàn)。在一些尤為優(yōu)選的實施例中，這些低通濾波器中的一個或兩個均
包括時間分割的電阻性組件，以有效地使低通濾波器的電阻器呈現(xiàn)出 比其實際具有的值更大的值。這樣有利于實現(xiàn)本電路中低通濾波器時
間常數(shù)的期望長度。
可以使用多種方法中的一種來確定次級側(cè)放電時間，其示例在以 后描述。然而，在實施例中，可以通過定時信號產(chǎn)生器來確定該放電 時間，該定時產(chǎn)生器包括比較器，該比較器將從變壓器的初級繞組或 輔助繞組感測到的電壓與參考值進行比較來產(chǎn)生定時信號。該參考值 可以是固定參考值，例如過零點，或可以包括來自SMPS的輸出電壓 模型的參考值，或其它一些參考值。
本發(fā)明還提供了一種SMPS控制器，包括如上所述的輸出電流估計模塊。在優(yōu)選實施例中，所述控制器包括控制模塊，將估計的輸出 電流與目標或參考輸出電流進行比較，以響應(yīng)于這兩個值之差來控制 SMP。例如，SMPS可以包括用于驅(qū)動電源切換器件的振蕩器，所述 控制器可以控制振蕩器的脈沖寬度和脈沖頻率之一或兩者。在一些優(yōu) 選實施例中，所述控制模塊具有零點，所述零點被配置為抑制輸出電 流估計模塊的極點，更具體地，是估計模塊中低通濾波器的極點。在
實施例中，這有助于簡化控制環(huán)路并因此便于實現(xiàn)改進的SMPS控制。 本發(fā)明還提供了一種SMPS，包括如上所述的模塊和/或控制器。 可以通過多種SMPS拓撲來使用本發(fā)明的實施例，SMPS拓撲包
括但不限于反激式轉(zhuǎn)換器以及直接耦合的升壓轉(zhuǎn)換器。變壓器可以
包括傳統(tǒng)變壓器或自動變壓器，可以在初級繞組上感測次級側(cè)電壓(例 如當該電壓較高時使用分壓器)或使用變壓器上的輔助繞組來感測次 級側(cè)電壓。
SMPS可以在不連續(xù)傳導(dǎo)模式(DCM)下操作，或在連續(xù)傳導(dǎo)模 式(CCM)下操作，或在兩者的邊界上，即在臨界傳導(dǎo)模式下操作。
在相關(guān)方面，本發(fā)明提供了一種估計SMPS的輸出電流的方法， 所述SMPS包括變壓器，所述變壓器至少具有耦合到SMPS的輸入的 初級繞組和耦合到SMPS的輸出的次級繞組，所述方法包括感測所 述變壓器的所述初級繞組中的電流；在電流在所述初級繞組中流動的 時間段上對從所述感測的電流獲得的信號進行平均，以提供平均電流 信號；確定通過所述變壓器的所述次級繞組的電流的放電時間的估計； 以及使用所述放電時間來對所述平均電流信號進行縮放以估計所述 SMPS的輸出電流。
本發(fā)明還提供了一種用于估計SMPS的輸出電流的系統(tǒng)，所述 SMPS包括變壓器，所述變壓器至少具有耦合到SMPS的輸入的初級 繞組和耦合到SMPS的輸出的次級繞組，所述系統(tǒng)包括輸入，用于 感測所述變壓器的所述初級繞組中的電流；平均器，用于在電流在所 述初級繞組中流動的時間段上對從所述感測的電流獲得的信號進行平 均，以提供平均電流信號；用于確定通過所述變壓器的所述次級繞組 的電流的放電時間的估計的系統(tǒng)；以及用于使用所述放電時間來對所
9述平均電流信號進行縮放以估計所述SMPS的輸出電流的系統(tǒng)。
本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將理解，可以使用數(shù)字或模擬硬件或兩者的
組合來實現(xiàn)本發(fā)明的上述方面和實施例。然而， 一些優(yōu)選實施例特別
便于實質(zhì)上模擬的實現(xiàn)方式。
在另一方面，本發(fā)明提供了一種開關(guān)電容電阻器，所述開關(guān)電容
電阻器包括第一或第二開關(guān)電容電阻器端子；公共端子；中間端子； 耦合在所述中間端子和所述公共端子之間的電容器；以及耦合在所述 第一端子和所述中間端子之間的第一可控開關(guān)；耦合在所述第二端子 和所述中間端子之間的第二可控開關(guān)；以及至少一個電阻器，與所述 第一和第二端子之一與所述中間端子之間的所述第一和第二開關(guān)之一 串聯(lián)連接。
一般而言，提供了控制器來為這兩個開關(guān)提供非重疊的控制信 號，以控制第一開關(guān)，使得電流通過第一電阻器從第一端子流至電容 器，然后通過第二電阻器從電容器流出至第二端子。優(yōu)選地，控制信 號實質(zhì)上不重疊，使得可以禁止電荷從第一端子直接流至第二端子。
本發(fā)明的這方面還提供了一種實現(xiàn)開關(guān)電容電阻器的方法，所述 方法包括將至少一個電阻性組件包括在所述開關(guān)電容電阻器中；以 及使用在時間上具有小于100%的占空比的時間分割信號來對所述電 阻性組件進行時間分割，以增大所述電阻性組件的有效值。
跗圖說明
現(xiàn)參考附圖，僅以示例的方式來對本發(fā)明的這些方面和其它方面 進行進一步描述，在附圖中-
圖1示出了使用根據(jù)本發(fā)明的SMPS輸出電流估計模塊的實施例
的開關(guān)模式電源的示例；
圖2示出了用于圖1的SMPS的可選電流感測電路； 圖3示出了用于圖1的SMPS的可選電壓感測電路； 圖4示出了示意圖1的SMPS的操作的波形集合； 圖5示出了圖1的定時信號產(chǎn)生器(定時器)的示例實現(xiàn)方式；. 圖6示出了使用低通濾波器的圖1的電流模型(CM)模塊的示
10例實現(xiàn)方式；
圖7示出了使用開關(guān)電容電路的圖6的基于低通濾波器的電流模
型的示例實現(xiàn)方式；
圖8示出了使用具有時間分割的電阻性組件的開關(guān)電容電路的圖
6的基于低通濾波器的電流模型的優(yōu)選實現(xiàn)方式的示例；
圖9示出了用于圖7和8的定時信號和開關(guān)式控制波形；
圖IO示出了圖1的控制器(CTRL)模塊的示例實現(xiàn)方式；
圖11示出了用于圖1所示的、在不連續(xù)傳導(dǎo)模式(DCM)下操
作的SMPS的初級側(cè)充電和次級側(cè)放電波形，示意了平均的初級側(cè)和
次級側(cè)電流；
圖12示出了開關(guān)電容(SC)電阻器的第一示例；
圖13示出了根據(jù)本發(fā)明的一方面的開關(guān)電容電阻器的實施例；
以及
圖14示出了用于圖12和13的開關(guān)電容(SC)電路的開關(guān)控制 波形的示例。
具體實施例方式
一般而言，我們將描述使用低通濾波器來估計開關(guān)模式電源 (SMPS)中的變壓器的次級側(cè)電流的技術(shù)。我們所描述的技術(shù)在兩 個時間范圍中對初級側(cè)電流進行兩次平均，這兩個時間范圍是(次級 側(cè)的)放電時間和(初級側(cè)的)充電時間。
在優(yōu)選實施例中，電源開關(guān)的驅(qū)動信號用于感測充電時間，初級 側(cè)的電流時間用于感測初級側(cè)電流的平均，來自次級繞組的反射電壓 用于感測次級側(cè)的放電時間。優(yōu)選地，使用修改的開關(guān)電容方案來實 現(xiàn)低通濾波器，以減小無源組件的總體尺寸。
參見圖1，圖1示出了典型的單開關(guān)反激式SMPS的簡化方框圖。 DC源20連接到與初級側(cè)開關(guān)31和電流感測電阻器30串聯(lián)的變壓器 21的初級繞組。變壓器21的次級繞組連接到與電容器23串聯(lián)的輸出 二極管22。負載24跨接在輸出電容器23兩端。變壓器21上的輔助 繞組連接在DC源20的負端子和產(chǎn)生電壓感測信號VS的定時器27
ii之間。初級電流IP產(chǎn)生跨過電阻器30的電壓，產(chǎn)生了電流感測信號
CS。驅(qū)動器25使用DRIVE信號來控制開關(guān)31的接通時間和斷開時 間。
通過感測DRIVE、 VS禾BCS信號，定時器模塊27產(chǎn)生兩個定時 信號T0和T1。 TO表示充電時間，即電流流過變壓器21的初級側(cè) 的時間。Tl表示放電時間，即電流流過變壓器21的次級側(cè)的時間。
在電流模型(CM)模塊28中使用信號TO、 Tl和CS，以產(chǎn)生估 計SMPS的輸出電流的輸出電流模型信號OCM。(恒定的)OCT信號 表示次級繞組的目標輸出電流。以O(shè)CM信號向OCT收斂的方式，在 控制模塊26中使用OCM和OCT來控制驅(qū)動器25。
一種感測電流的可選方式是如圖2所示將電流感測電阻器31放 在返回路徑中。 一種感測電壓的可選方式是如圖3所示在初級側(cè)使用 電阻性分壓器(電阻器32和33)，從而消除了輔助繞組。
定時器模塊
通過感測DRIVE、 VS禾ncS信號，定時器模塊27產(chǎn)生兩個定時 信號T0和T1。 T0表示充電時間，即電流流過變壓器21的初級側(cè) 的時間。Tl表示放電時間，即電流流過變壓器21的次級側(cè)的時間。 信號的波形繪于圖4中。
圖5示出了定時器模塊27的一個示例實現(xiàn)方式。在該示例中， 信號DRIVE直接用于產(chǎn)生T0，變壓器21的輔助(或初級)繞組感測 到的反射的次級側(cè)電壓用于產(chǎn)生放電時間信號T1。優(yōu)選地，使用初級 側(cè)感測用于放電時間，因為這能夠構(gòu)建在其中只使用初級側(cè)感測的 SMPS。然而，在其他實施例中，可以使用次級側(cè)感測來確定放電時 間。
圖5示出了使用具有輸出OV的輸出電壓模型(OVM)模塊40 來確定放電時間的一種方式，OV近似于SMPS的輸出電壓(參見圖4)， 比較器41可以將其與感測到的電壓信號VS進行比較以產(chǎn)生信號T1。 一般而言，使用初級側(cè)感測來進行輸出電壓調(diào)節(jié)的SMPS控制器已經(jīng) 包括一些形式的輸出電壓模型。
對輸出電壓模型的使用的一種簡單替換實質(zhì)上是簡單地將感測
12到的電壓波形與參考電平進行比較，以產(chǎn)生放電時間信號T1。
現(xiàn)在我們概述一些未來可能用于產(chǎn)生Tl的技術(shù)。再次參見圖4
(DCM模式)，可以看出，在VS (輔助繞組電壓)對時間的曲線的 拐點處，OC波形降到零。這也是次級側(cè)電流降到零的時刻。在該點 之后，VS呈現(xiàn)出振蕩(ringing),在該拐點(之后)振蕩的四分之一 循環(huán)處，VS第一次通過零點?？梢允褂美缭赑CT/GB2005/050242
(作為參考并入本申請)中所描述的技術(shù)來識別VS曲線的拐點；或 者可以將過零點以及(例如通過在移位寄存器中保存VC的抽樣值) 識別在此之前四分之一振蕩循環(huán)的點識別為產(chǎn)生Tl的轉(zhuǎn)變(一旦已 經(jīng)測量了振蕩循環(huán)的周期)；或者通過開啟電源開關(guān)(信號T0)來啟 動T1并通過近似真實拐點位置的第一過零點終止T1。 輸出電流模型理論
首先考慮作為本發(fā)明實施例的基礎(chǔ)的一些理論是有幫助的。 可以使用變壓器21的初級繞組和次級繞組之間的關(guān)系來估計輸 出電流。圖ll示出了輸入(IP)和輸出(OP)電流的圖。在to期間， 初級繞組中的電流平均值(IPQ)等于在t,期間次級繞組中的電流平均 值(Od):
";p0 = ,!丄-丄(bo/, -
(等式i)
其中n是次級繞組和初級繞組之間的匝數(shù)比(即初級繞組的匝數(shù)+次 級繞組的匝數(shù))。整個(SMPS循環(huán))周期T的平均輸出電流(OCT) 是
(等式2)
使用如下等式，可以以在周期T上的平均輸入電流IPt的形式來 重寫平均輸出電流
/p0 =丄f脂-丄l f膽丄/ r
。ro乂 ror^！ ro r現(xiàn)在，可以從下面的等式計算平均輸出電流
電流模型模塊
現(xiàn)在返回CM模塊28，用于估計輸出電流的等式為
00/=--CSV/- —
此處通過對cs信號求兩次平均，可以推導(dǎo)出輸出電流模型，并 且將匝數(shù)比歸一化。在TO上的積分計算出IPo;在Tl上的積分乘以 1/T有效地乘以了 Tl/T。在實施例中，根據(jù)所使用的變壓器，匝數(shù)比 是可編程的參數(shù)集。圖6示出了濾波器的實現(xiàn)方式。在TO期間，在 第一低通濾波器12 (由電阻器121和電容器122形成)中對CS信號 求平均。注意，在由于開關(guān)ll的動作使得TO為低時，第一低通濾波 器12的輸入是高阻抗。因此，只有當TO為高時才對CS求平均，否 則保持電容器122上的電壓。第一低通濾波器12的輸出信號由13所 緩沖，以產(chǎn)生信號V1。然后，通過在地和VI之間切換第二低通濾波 器16 (由電阻器161和電容器162形成)，在T上V1乘以T1 (Tl有 效地提供了 Tl和T)。 Tl和Tl的反轉(zhuǎn)分別接通開關(guān)14和15。
為了精確地求平均，低通濾波器12和16的時間常數(shù)應(yīng)比最大積 分時間更長，即
幵關(guān)電容的實現(xiàn)方由于低通濾波器12和16的時間常數(shù)接近毫秒級，如果在集成電 路中實現(xiàn)，電阻器和電容器121、 122、 161、 162的尺寸可能變得不實 際地大。 一個可選方案是使用如圖7所示的開關(guān)電容(SC)電路。圖
(等式3)
(等式4)
Co
7
o
Q9示出了信號T0、 Tl、 Pl以及P2的波形。信號P1和P2是在頻率fs
處操作的非重疊時鐘。
在圖7的電路中，開關(guān)50、 54以及電容器52形成類似圖6的電 阻器121的開關(guān)電容電阻器，電容器55對應(yīng)于圖6中的電容器122。 開關(guān)56和57執(zhí)行與圖6中的開關(guān)14和15類似的功能，電容62器對 應(yīng)于圖6中的電容器162，開關(guān)56、 57和61與電容器59—起執(zhí)行圖 6中的電阻器161的功能。
SC低通濾波器的時間常數(shù)是
然而，在實施例中 進行精確抽樣
<formula>formula see original document page 15</formula>
因為切換頻率應(yīng)足夠高以對最短的cs信號
副
因此這可能仍然不夠。
例如，如果時間常數(shù)選擇為tI2=10T0max， fs=10/T0MIN并且最大 和最小放電時間之比為T0MAX/T0MIN=20，則電容器55和52之間的比 值可以變成2000。
電流模型模塊的優(yōu)選實施例如圖8所示。此處以與開關(guān)串聯(lián)的方 式插入了電阻器51、 53、 58和60。其概念是，通過限制沉積在電容 器52和59上的電荷，能夠減少每一個開關(guān)循環(huán)的電荷，從而減小電 流。因此，增大了等效電阻(以后進一步描述)。時間常數(shù)的一階估計 為<formula>formula see original document page 15</formula>
其中D是在以下假定下的信號Pl和P2的占空比(時間百分比):及SB = "60
在示例實施例中，低通濾波器12和16的時間常數(shù)是lms的數(shù)量 級并且切換頻率fs大于MHz。示例占空比的數(shù)量級是10% (例如針 對10MHz的抽樣信號，對于Pl和P2每100ns提供10ns的脈沖寬度)， 以10為因子來放大電阻器51和53以及電阻器58和60的值。作為示 例，如圖1所示的SMPS的切換周期可以在50KHz到500KHz的范圍 之內(nèi)，例如近似65KHz，在這種情況下，Tl的數(shù)量級為5ps且T0的 數(shù)量級是2到3ps。本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將理解，給出的圖僅作為示 例以幫助理解本發(fā)明的實施方式，不應(yīng)被視為對本發(fā)明的限制。
控制器
圖IO示出了圖1的控制器26的示例實施例?？刂破鞯闹饕δ?是通過電阻器70、電容器72和放大器73的動作來執(zhí)行對OCM與OCT 信號之差的積分。這些組件一起形成了反相積分器。如果輸出電流過 高，OCM-OCT差值將為正，信號CC將減小，從而減小SMPS的輸 出電能(對于過低的輸出電流則相反)。
電阻器71的目的在于通過插入零點來消除來自CM 28的極點。 通過這種方式，從OC到CC的傳遞函數(shù)只在零頻率處具有一個顯著 的極點。緩沖器74的目的在于減小電流模型28中的低通濾波器16 的負載。
驅(qū)動器
圖1中的驅(qū)動器25可以包括控制DRIVE信號的脈沖寬度和/或脈 沖頻率調(diào)制器。DRIVE信號接通和斷開初級側(cè)開關(guān)31。 DRIVE信號 的寬度和頻率控制傳送到變壓器21的次級側(cè)的電能。輸入信號CC優(yōu) 選地控制驅(qū)動器25，使得傳送到次級側(cè)的電能線性依賴于輸入信號 CC (相對于輸入信號CC單調(diào)增加)。進一步的細節(jié)可參考本申請人 的共同待審的申請PCT/GB2005/050244、 PCT/GB2005/050242以及 GB0526118.5 (將所有這些申請全部并入此處作為參考)。
16開關(guān)電容濾波器
使用如圖12所示的開關(guān)電容電路可以實現(xiàn)電阻器。時鐘信號P1
和P2在圖14中示出。對于每一個時鐘周期，圖12中從節(jié)點VI傳輸
到節(jié)點V2的凈電荷等于 因此，等效電阻為
D n癡&
在圖13中的修改的SC電阻器電路中，加入與開關(guān)串聯(lián)的兩個電 阻器。如果RC的時間常數(shù)》丁!>并且信號VI和V2較慢，則電壓VC 收斂于
2
對于每一個時鐘周期，圖13中從節(jié)點VI傳輸?shù)焦?jié)點V2的凈電 流等于
r f卜fc r戶 n—f2 t;
~ 及 & 2及 &
因此，等效電阻為
辨 ip
一般而言，我們己經(jīng)描述了使用低通濾波器來產(chǎn)生開關(guān)模式電源 的輸出電流模型，并因此估計開關(guān)模式電源的輸出電流的方法，特別 是通過初級側(cè)感測方式來執(zhí)行的方法。在一些優(yōu)選實施例中，輸出電 流模型可以使用開關(guān)電容濾波器來實現(xiàn)，在一些特別優(yōu)選的實施例中， 使用與這樣的開關(guān)電路中的開關(guān)串聯(lián)的電阻器來實現(xiàn)。在實施例中，
使用了三個信號以創(chuàng)建輸出電流模型磁場能量存儲設(shè)備(變壓器) 的初級側(cè)充電時間、初級繞組電流信號以及次級側(cè)放電時間?？梢允?br>
17用電壓感測信號來產(chǎn)生這些信號，所述電壓感測信號包括變壓器的次 級的反射電壓、表示初級側(cè)上的電流的電流感測信號以及表示初級(電
源)開關(guān)接通時間的DRIVE信號。在優(yōu)選實施例中，SMPS的控制器 使用該電流模型來控制SMPS的次級側(cè)輸出電流。
然而，也可以結(jié)合電壓控制環(huán)路(優(yōu)選地，初級側(cè)感測電壓控制 環(huán)路)來使用實施例，以實現(xiàn)恒定電壓、恒定電流控制。我們先前已 經(jīng)描述了可以用于使用初級側(cè)反饋來進行輸出電壓調(diào)節(jié)的多種不同技
術(shù)，例如本申請人在2006年5月23日所提交的英國專利申請?zhí)枮?0610206.5、 0610210.7、 0610208.1以及0610211.5的專利申請中所描 述的技術(shù)，其全部并入此處作為參考。例如，在一種技術(shù)中，使用衰 減峰值檢測器來提供與衰減的次級側(cè)波形(反射在初級繞組或輔助繞 組的波形中)的正切相近似的信號，在所反射的次級側(cè)電壓波形的拐 點處對輸出電壓進行抽樣，在該點處抽樣的原因是實質(zhì)上沒有電流正 在流向SMPS的輸出，因此次級側(cè)電壓精確地反映了 SMPS的輸出電 壓。在另一種技術(shù)中，在開啟電源設(shè)備之前，從變壓器中已知的零通 量點(并因此是零電流點)開始對初級(或輔助)電壓波形進行積分， 積分信號再次等于零的點與變壓器中通量(從而次級側(cè)電流)為零的 下一個點相對應(yīng)。這樣就在對輔助(或初級)繞組上的電壓進行抽樣 的點發(fā)出信號，以獲得SMPS輸出電壓的精確指示。
'我們已經(jīng)描述了在不連續(xù)傳導(dǎo)模式(DCM)下操作的SMPS的示 例環(huán)境下上述輸出電流估計技術(shù)的實施例的操作，但是，由于沒有假 設(shè)所涉及的波形具體形狀，這些技術(shù)在臨界傳導(dǎo)模式和連續(xù)傳導(dǎo)模式 (CCM)下同樣有效，只是所述的信號處理代之以使用實際的、感測 到的信號波形。
毫無疑問，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員可想到很多其它有效的可選方 案。應(yīng)理解，本發(fā)明不限于所述的實施例，還包括了對于本領(lǐng)域普通 技術(shù)人員而言顯而易見的修改，這些修改落入所附權(quán)利要求的精神和 范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1. 一種用于估計開關(guān)模式電源SMPS的輸出電流的模塊，所述SMPS包括變壓器，所述變壓器至少具有耦合到SMPS的輸入的初級繞組和耦合到SMPS的輸出的次級繞組，所述SMPS具有電源切換器件，用于響應(yīng)于驅(qū)動信號，將電源切換到所述變壓器的所述初級繞組，所述模塊包括電流感測輸入，用于接收感測所述變壓器的所述初級繞組中的電流的電流感測信號；電壓感測輸入，用于從所述變壓器的所述初級繞組或輔助繞組接收電壓感測信號；驅(qū)動信號輸入，用于接收所述驅(qū)動信號；信號平均器，耦合到所述驅(qū)動信號輸入以及所述電流感測輸入，以在所述驅(qū)動信號控制所述電源切換器件對所述初級繞組施加電源的時間段上對所述電流感測信號進行平均，并提供平均的電流感測信號；定時信號產(chǎn)生器，耦合到所述電壓感測輸入，以產(chǎn)生定時信號，所述定時信號指示所述次級繞組向所述SMPS輸出提供電源的時間段的持續(xù)時間；乘法器，耦合到所述信號平均器的輸出，并耦合到所述定時信號產(chǎn)生器的輸出，以將所述平均的電流感測信號與由所述定時信號指示的、所述次級繞組向所述SMPS輸出提供電源的時間段占所述SMPS的總循環(huán)周期的分數(shù)相乘；以及輸出，耦合到所述乘法器的輸出，以提供估計所述SMPS的所述輸出電流的信號。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的模塊，其中，所述信號平均器包括第一 低通濾波器，經(jīng)由第一開關(guān)耦合到所述電流感測輸入，所述開關(guān)被配 置為由所述驅(qū)動信號來控制。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的模塊，其中，所述乘法器包括第二 低通濾波器，其輸入經(jīng)由第二開關(guān)耦合到所述信號平均器的輸出，所 述乘法器具有第三開電平，所述第二和第三開關(guān)被配置為由所述定時信號來控制，使得當 所述第二和第三開關(guān)中的一個斷開時另一個接通。
4. 根據(jù)權(quán)利要求2或3所述的模塊，其中，所述第一和第二低通 濾波器中的至少一個包括開關(guān)電容濾波器。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的模塊，其中，所述開關(guān)電容濾波器包括 開關(guān)電容電阻器。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的模塊，其中，所述開關(guān)電容電阻器包括第一和第二端子以及中間端子、連接到所述中間端子的電容，在所述 第一和第二端子中的每一個與所述中間端子之間串聯(lián)連接的電阻器和可控開關(guān)。
7. 根據(jù)前述權(quán)利要求中任意一項所述的模塊，其中，所述定時信 號產(chǎn)生器包括比較器，用于將所述電壓感測信號與參考值進行比較， 以產(chǎn)生所述定時信號。
8. —種SMPS控制器，包括根據(jù)權(quán)利要求1至7中任意一項所述 的輸出電流估計模塊。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的SMPS控制器，還包括控制模塊，所述 控制模塊具有第一輸入，用于接收定義目標輸出電流的目標輸出電 流信號；第二輸入，耦合到所述輸出電流估計模塊，用于接收所述輸 出電流估計信號；控制輸出，響應(yīng)于所述估計的輸出電流與所述目標 輸出電流之差，提供用于控制所述SMPS的信號。
10. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的SMPS控制器，其中，所述控制模塊 具有零點，用于抑制所述輸出電流估計模塊的極點。
11. 根據(jù)權(quán)利要求8、 9或IO所述的SMPS控制器，還包括電源 開關(guān)驅(qū)動模塊，響應(yīng)于來自所述輸出電流估計模塊的所述輸出電流估 計信號來提供所述驅(qū)動信號。
12. —種SMPS，包括根據(jù)權(quán)利要求1至7中任意一項所述的模 塊或根據(jù)權(quán)利要求8至11中任意一項所述的SMPS控制器。
13. —種估計SMPS的輸出電流的方法，所述SMPS包括變壓器， 所述變壓器至少具有耦合到SMPS的輸入的初級繞組和耦合到SMPS 的輸出的次級繞組，所述方法包括感測所述變壓器的所述初級繞組中的電流；在電流在所述初級繞組中流動的時間段上對從所述感測的電流獲得的信號進行平均，以提供平均電流信號；確定通過所述變壓器的所述次級繞組的電流的放電時間的估計；以及使用所述放電時間來對所述平均電流信號進行縮放以估計所述 SMPS的輸出電流。
14. 根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其中，所述平均包括低通濾波。
15. 根據(jù)權(quán)利要求13或14所述的方法，其中，所述縮放包括低 通濾波。
16. 根據(jù)權(quán)利要求15所述的方法，其中，所述縮放還包括響應(yīng) 于具有與所述放電時間成比例的占空比的定時信號，選擇性地將所述 平均電流信號耦合到低通濾波器的輸入。
17. 根據(jù)權(quán)利要求14到16中任意一項所述的方法，其中，所述 低通濾波包括開關(guān)電容濾波。
18. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的方法，其中，所述開關(guān)電容濾波包括 對所述濾波的電阻性組件進行時間分割，以增大所述電阻性組件的電 阻。
19. 根據(jù)權(quán)利要求13到18中任意一項所述的方法，其中，所述 確定所述放電時間的估計包括感測所述變壓器的所述次級繞組上的反 射電壓。
20. —種控制SMPS的輸出電流的方法，所述方法包括使用根據(jù) 權(quán)利要求13至19中任意一項所述的方法來估計所述SMPS的輸出電 流。
21. —種用于估計SMPS的輸出電流的系統(tǒng)，所述SMPS包括變 壓器，所述變壓器至少具有耦合到SMPS的輸入的初級繞組和耦合到 SMPS的輸出的次級繞組，所述系統(tǒng)包括輸入，用于感測所述變壓器的所述初級繞組中的電流； 平均器，用于在電流在所述初級繞組中流動的時間段上對從所述 感測的電流獲得的信號進行平均，以提供平均電流信號；用于確定通過所述變壓器的所述次級繞組的電流的放電時間的 估計的系統(tǒng)；以及用于使用所述放電時間來對所述平均電流信號進行縮放以估計所述SMPS的輸出電流的系統(tǒng)。
22. —種開關(guān)電容電阻器，所述開關(guān)電容電阻器包括 第一或第二開關(guān)電容電阻器端子；公共端子； 中間端子；耦合在所述中間端子和所述公共端子之間的電容器；以及 耦合在所述第一端子和所述中間端子之間的第一可控開關(guān)； 耦合在所述第二端子和所述中間端子之間的第二可控開關(guān)；以及 至少一個電阻器，與位于所述第一和第二端子之一與所述中間端 子之間的所述第一和第二開關(guān)之一串聯(lián)連接。
23. 根據(jù)權(quán)利要求22所述的開關(guān)電容電阻器，包括兩個電阻器，每一個電阻器與位于所述第一和第二端子之一與所述中間端子之間的 相應(yīng)的所述第一和第二開關(guān)串聯(lián)連接。
24. 根據(jù)權(quán)利要求22或23所述的開關(guān)電容電阻器，還包括控制 器，用于向所述第一和第二開關(guān)提供控制信號，以控制通過所述至少 一個電阻器從所述第一端子流至所述電容器然后從所述電容器流至所 述第二端子的電荷。
25. —種實現(xiàn)開關(guān)電容電阻器的方法，所述方法包括將至少一 個電阻性組件包括在所述開關(guān)電容電阻器中；以及使用在時間上具有 小于100%的占空比的時間分割信號來對所述電阻性組件進行時間分 割，以增大所述電阻性組件的有效值。
全文摘要
本發(fā)明一般地涉及用于感測開關(guān)模式電源(SMPS)中的輸出電流的方法和裝置，特別地，涉及使用初級側(cè)感測的方法和裝置。本發(fā)明提供了一種用于估計開關(guān)模式電源(SMPS)的輸出電流的模塊，所述SMPS包括變壓器(21)，所述變壓器至少具有耦合到SMPS的輸入的初級繞組和耦合到SMPS的輸出的次級繞組，所述SMPS具有電源切換器件(31)，用于響應(yīng)于驅(qū)動信號(DRIVE)，將電源切換到所述變壓器的所述初級繞組，所述模塊包括電流感測輸入，用于接收感測所述變壓器的所述初級繞組中的電流(IP)的電流感測信號(CS)；電壓感測輸入，用于從所述變壓器的所述初級繞組或輔助繞組接收電壓感測信號(VS)；驅(qū)動信號輸入，用于接收所述驅(qū)動信號；信號平均器，耦合到所述驅(qū)動信號輸入以及所述電流感測輸入，以在所述驅(qū)動信號控制所述電源切換器件對所述初級繞組施加電源的時間段上對所述電流感測信號進行平均，并提供平均的電流感測信號；定時信號產(chǎn)生器(27)，耦合到所述電壓感測輸入，以產(chǎn)生定時信號(To)，所述定時信號指示所述次級繞組向所述SMPS輸出提供電源的時間段的持續(xù)時間；乘法器，耦合到所述信號平均器的輸出，并耦合到所述定時信號產(chǎn)生器的輸出，以將所述平均的電流感測信號與由所述定時信號指示的、所述次級繞組向所述SMPS輸出提供電源的時間段占所述SMPS的總循環(huán)周期的分數(shù)(T1)相乘；以及輸出，耦合到所述乘法器的輸出，以提供估計所述SMPS的所述輸出電流的信號。
文檔編號H02M3/335GK101490938SQ200780025812
公開日2009年7月22日 申請日期2007年7月9日 優(yōu)先權(quán)日2006年7月7日
發(fā)明者戴維·羅伯特·考爾森, 戴維·邁克爾·加德納, 約翰·皮佩 申請人:劍橋半導(dǎo)體有限公司