專利名稱：功率變換裝置的控制裝置及控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種在搭載在車輛上的電動機中使用的功率變換裝置的控制裝置及其控制方法。
背景技術(shù)：
以往，已知如下的步進電動機系統(tǒng)將FET(Field EffectTransistor場效應(yīng)晶體管)構(gòu)成H橋狀，為了降低將它們接通/斷開而產(chǎn)生的EMI(Electromagnetic Interference電磁干擾)噪聲而使PWM控制中的載波信號的頻率(以下，稱為載波頻率)隨時間變化。在該系統(tǒng)中，通過使載波頻率呈正弦波狀隨時間變化，使在規(guī)定的載波頻率的n次高次諧波的頻率中產(chǎn)生的噪聲電平的高頻頻譜成分用載波頻率的隨時間變化的頻帶(例如，5kHz～20kHz)的n次頻帶(例如，n·5kHz～n·20kHz)擴展，由此降低n次高次諧波的頻率中產(chǎn)生的噪聲電平。從而降低對無線電接收、其他電子設(shè)備的干擾。
專利文獻日本特開平7-99795號公報發(fā)明內(nèi)容發(fā)明要解決的問題但是，上述系統(tǒng)通過進一步加寬隨時間變化的載波頻帶，能夠使在規(guī)定的載波頻率的n次高次諧波的頻率中產(chǎn)生的噪聲電平的高頻頻譜成分用上述n次頻帶擴展，因此雖然能夠進一步降低在n次高次諧波的頻率中產(chǎn)生的噪聲電平，但是當(dāng)過度加寬上述n次頻帶時，在規(guī)定的載波頻率的n次高次諧波頻率中產(chǎn)生的噪聲電平用上述n次頻帶擴展后的頻譜、和在(n+1)次高次諧波的頻率中產(chǎn)生的噪聲電平在(n+1)次頻帶中擴展后的頻譜會重疊，存在對于規(guī)定的頻帶的噪聲電平升高的問題。
本發(fā)明是鑒于這樣的問題而提出的，其目的在于提供一種能夠降低寬頻帶內(nèi)的噪聲電平、并且進一步降低對于規(guī)定頻帶的噪聲電平的功率變換裝置的控制裝置和控制方法。
用于解決問題的方案為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明涉及的功率變換裝置的控制裝置根據(jù)在第一頻率范圍fc1～fc2(fc1＜fc2)內(nèi)及第二頻率范圍fc3～fc4(fc3＜fc4)內(nèi)周期性變化的波形使上述控制信號的頻率變化，決定上述頻率fc1及fc4，使得對于規(guī)定的頻帶fs±Δfs，滿足以下不等式n·fc2≤fs-Δfs、fs+Δfs≤n·fc3的整數(shù)n、fc2及fc3滿足(n-1)·fc4≤n·fc2、n·fc3≤(n+1)·fc1。
具體地說，本發(fā)明提供一種功率變換裝置的控制裝置，該功率變換裝置根據(jù)內(nèi)置的開關(guān)的接通/斷開，將輸入的功率變換為期望的形態(tài)而輸出，其特征在于，具備開關(guān)頻率變更單元，該開關(guān)頻率變更單元使用來接通/斷開上述開關(guān)的控制信號的頻率隨時間變化，上述開關(guān)頻率變更單元根據(jù)在第一頻率范圍fc1～fc2(fc1＜fc2)內(nèi)和第二頻率范圍fc3～fc4(fc3＜fc4)內(nèi)周期性變化的波形，使上述控制信號的頻率變化，決定上述頻率fc1及fc4，使得對于規(guī)定的頻帶fs±Δfs，滿足下述不等式n·fc2≤fs-Δfsfs+Δfs≤n·fc3的整數(shù)n、fc2及fc3滿足(n-1)·fc4≤n·fc2n·fc3≤(n+1)·fc1。
本發(fā)明還提供一種功率變換裝置的控制裝置，該功率變換裝置根據(jù)內(nèi)置的開關(guān)的接通/斷開，將輸入的功率變換為期望的形態(tài)而輸出，其特征在于，具備開關(guān)頻率變更單元，該開關(guān)頻率變更單元使用來接通/斷開上述開關(guān)的控制信號的頻率隨時間變化，上述開關(guān)頻率變更單元根據(jù)在第一頻率范圍fc1～fc2(fc1＜fc2)內(nèi)和第二頻率范圍fc3～fc4(fc3＜fc4)內(nèi)周期性變化的波形，使上述控制信號的頻率變化，決定上述頻率fc1及fc4，使得對于規(guī)定的頻帶fs±Δfs，滿足下述不等式n·fc2≤fs-Δfsfs+Δfs≤n·fc3的整數(shù)n、fc2及fc3滿足n·fc4(n+1)·fc1。
本發(fā)明還提供一種功率變換裝置的控制方法，該功率變換裝置根據(jù)內(nèi)置的開關(guān)的接通/斷開，將輸入的功率變換為期望的形態(tài)而輸出，其特征在于，通過使用來接通/斷開上述開關(guān)的控制信號的頻率隨時間變化的開關(guān)頻率變更單元，根據(jù)在第一頻率范圍fc1～fc2(fc1＜fc2)內(nèi)和第二頻率范圍fc3～fc4(fc3＜fc4)內(nèi)周期性變化的波形使上述控制信號的頻率變化，決定上述頻率fc1及fc4，使得對于規(guī)定的頻帶fs±Δfs，滿足下述不等式n·fc2≤fs-Δfsfs+Δfs≤n·fc3的整數(shù)n、fc2及fc3滿足(n-1)·fc4≤n·fc2
n·fc3≤(n+1)·fc1。
本發(fā)明還提供一種功率變換裝置的控制方法，該功率變換裝置根據(jù)內(nèi)置的開關(guān)的接通/斷開，將輸入的功率變換為期望的形態(tài)而輸出，其特征在于，通過使用來接通/斷開上述開關(guān)的控制信號的頻率隨時間變化的開關(guān)頻率變更單元，根據(jù)在第一頻率范圍fc1～fc2(fc1＜fc2)內(nèi)和第二頻率范圍fc3～fc4(fc3＜fc4)內(nèi)周期性變化的波形使上述控制信號的頻率變化，決定上述頻率fc1及fc4，使得對于規(guī)定的頻帶fs±Δfs，滿足下述不等式n·fc2≤fs-Δfsfs+Δfs≤n·fc3的整數(shù)n、fc2及fc3滿足n·fc4(n+1)·fc1。
發(fā)明的效果根據(jù)本發(fā)明，可以降低寬頻帶內(nèi)的噪聲電平，并且可以進一步降低對于規(guī)定頻帶的噪聲電平。


圖1表示逆變器系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)。
圖2表示本發(fā)明第一實施方式的載波頻率的時間變化和高次諧波頻譜。
圖3表示本發(fā)明第二實施方式的載波頻率的時間變化和高次諧波頻譜。
圖4表示本發(fā)明第三實施方式的逆變器系統(tǒng)和接收裝置的結(jié)構(gòu)。
圖5表示本發(fā)明第四實施方式的載波頻率的時間變化和高次諧波頻譜。
圖6表示本發(fā)明第五實施方式的載波頻率的時間變化和高次諧波頻譜。
具體實施例方式
作為本發(fā)明中涉及的功率變換裝置的一個示例，說明具備逆變器的逆變器系統(tǒng)，該逆變器通過對直流電源的輸出進行PWM調(diào)制來向電動機提供正弦波狀的交流功率。以下，參照圖1至圖6來說明本發(fā)明的第一實施方式至第五實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)。
第一實施方式以下，參照圖1說明逆變器系統(tǒng)1的結(jié)構(gòu)和動作。圖1是表示逆變器系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的圖。
如圖1所示，作為主要的構(gòu)成元件，逆變器系統(tǒng)1具備PWM逆變器2、三相無刷直流電動機(以下，稱為電動機)3、電流傳感器4a、4b、4c、控制裝置13、電源B及電容器C。另外，作為主要的構(gòu)成元件，控制裝置13具備電流指令生成部5、PID控制部6a、6b、6c、比較器8a、8b、8c、以及載波頻率可變部12。上述PWM逆變器2具備六個開關(guān)元件Tu+、Tu-、Tv+、Tv-、Tw+、Tw-，這些開關(guān)元件由IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor絕緣柵雙極性晶體管)等半導(dǎo)體元件構(gòu)成，按照比較器8a、8b、8c的控制選擇由電池B及電容器C構(gòu)成的直流電源的正極或負極，將所選擇的電極連接至電動機3的U相、V相、W相各電極。上述電流傳感器4a、4b、4c分別檢測從PWM逆變器2向電動機3提供的U相、V相、W相的電流值，上述電流指令生成部5生成正弦波狀的電流指令值，以將電流傳感器4a、4b、4c的檢測值變換為正弦波狀的交流電流。上述PID控制部6a、6b、6c對電流傳感器4a、4b、4c的檢測值進行PID控制，使電流傳感器4a、4b、4c的檢測值跟隨電流指令生成部5所生成的電流指令值。
另外，載波頻率可變部12，由載波信號生成部7和波形生成部9構(gòu)成。波形生成部9生成為了使后述的載波信號的頻率(以下，稱為載波頻率)可變而輸出的電壓波形。具體地說，由未圖示的第一振蕩器、未圖示的第二振蕩器和未圖示的加法器構(gòu)成。未圖示的第一振蕩器輸出具有規(guī)定頻率的三角波。另外，未圖示的第二振蕩器輸出比上述三角波頻率小的方波。第一振蕩器的輸出和第二振蕩器的輸出形成周期相同、各自呈半周期對稱的形狀。未圖示的加法器生成具有將上述三角波與上述方波相加后的波形的電壓波形，輸出到載波信號生成部7。
載波信號生成部7根據(jù)由波形生成部9輸出的上述電壓波形，通過采用電壓控制振蕩器(VCOVoltage Control Oscillator)等來生成載波信號。載波信號是具有載波頻率fc(參照后述圖2)的三角波。載波信號發(fā)生部7向比較器8a、8b、8c輸出上述載波信號。
上述比較器8a、8b、8c比較PID控制部6a、6b、6c的輸出值與三角波狀的載波信號的大小關(guān)系，根據(jù)該大小關(guān)系向PWM逆變器2輸入用于控制PWM逆變器2的開關(guān)元件Tu+、Tu-、Tv+、Tv-、Tw+、Tw-的開/關(guān)的信號。例如以U相的開關(guān)元件Tu+、Tu-的控制為例具體說明比較器8a的動作，在PID控制部6a的輸出值比三角波狀的載波信號大的情況下，比較器8a分別將Tu+、Tu-控制為開狀態(tài)和關(guān)狀態(tài)，從而將正電壓施加在電動機的U相上，反之，在PID控制部6a的輸出值比三角波狀的載波信號小的情況下，通過分別將Tu+、Tu-控制為關(guān)狀態(tài)和開狀態(tài)，將負電壓施加在電動機的U相上。
此處，說明本發(fā)明中提出的載波頻率fc的變化。圖2是表示本發(fā)明第一實施方式的載波頻率fc的時間變化和高次諧波頻譜的示意圖。此處，圖2(a)是表示載波頻率fc的時間變化的圖，圖2(b)是表示高次諧波頻譜的圖。
如圖2(a)所示，載波頻率fc在第一頻率范圍fc1～fc2(fc1＜fc2)及第二頻率范圍fc3～fc4(fc3＜fc4)中呈三角波狀變化。另外，在第三頻率范圍fc2～fc3(fc2＜fc3)中幾乎垂直地推移。在圖2(a)中示出的載波頻率fc的時間變化的情況下，在第一頻率范圍fc1～fc2及第二頻率范圍fc3～fc4中，三角波的波數(shù)兩兩連續(xù)。在圖2(a)那樣的載波頻率fc的變化中，載波頻率fc的n次高次諧波(n為整數(shù))的頻譜如圖2(b)所示那樣。在圖2(b)中，在n·fc1～n·fc2的n次頻帶中，n次高次諧波的頻譜具有大致平坦的第一噪聲電平21。另外，在n·fc3～n·fc4的n次頻帶中具有大致平坦的第二噪聲電平22。另一方面，在n·fc2～n·fc3的n次頻帶中具有低于第一噪聲電平21及第二噪聲電平22的第三噪聲電平23。由此，可以進一步降低規(guī)定的頻帶、即n·fc2～n·fc3的n次頻帶的EMI噪聲。
另外(n+1)次高次諧波的頻譜也同樣，在(n+1)·fc1～(n+1)·fc2的(n+1)次頻帶內(nèi)具有大致平坦的第一噪聲電平24。另外，在(n+1)·fc3～(n+1)·fc4的(n+1)次頻帶內(nèi)具有大致平坦的第二噪聲電平25。另一方面，在(n+1)·fc2～(n+1)·fc3的(n+1)次頻帶內(nèi)，具有低于第一噪聲電平24及第二噪聲電平25的第三噪聲電平26。而且(n-1)次高次諧波的頻譜也同樣，在(n-1)·fc1～(n-1)·fc2的(n-1)次頻帶內(nèi)具有大致平坦的第一噪聲電平27。另外，在(n-1)·fc3～(n-1)·fc4的(n-1)次頻帶內(nèi)具有大致平坦的第二噪聲電平28。另一方面，在(n-1)·fc2～(n-1)·fc3的(n-1)次頻帶內(nèi)，具有低于第一噪聲電平27及第二噪聲電平28的第三噪聲電平29。
此處，在本發(fā)明中決定fc1、fc2、fc3及fc4，使得(n-1)·fc4≤n·fc2 (1.1)n·fc3≤(n+1)·fc1 (1.2)成立。在這些算式成立的情況下，在載波頻率fc的n次高次諧波的頻譜中，具有第三噪聲電平23的頻帶、即n·fc2～n·fc3的n次頻帶，就不會與具有相鄰的(n-1)次高次諧波的頻譜的第二噪聲電平28的頻帶、即(n-1)·fc3～(n-1)·fc4的n次頻帶重疊。同樣地，在載波頻率fc的n次高次諧波的頻譜中，具有第三噪聲電平23的頻帶、即n·fc2～n·fc3的n次頻帶，就不會與具有相鄰的(n+1)次高次諧波的頻譜的第一噪聲電平24的頻帶、即(n+1)·fc1～(n+1)·fc2的n次頻帶重疊。從而，在載波頻率fc的n次高次諧波的頻譜的n·fc2～n·fc3的n次頻帶內(nèi)，就能夠抑制在第三噪聲電平23上重疊第一噪聲電平24及第二噪聲電平28所造成的噪聲電平的上升。
此處，決定n、fc2、fc3，使得例如廣播頻帶fs±Δfs的無線電廣播波的頻帶被包含在n次高次諧波的頻譜的n·fc2～n·fc3的n次頻帶內(nèi)，從而可以通過由逆變器系統(tǒng)1的動作產(chǎn)生的載波頻率fc所引起的EMI噪聲來抑制收聽由配置在逆變器系統(tǒng)1附近的無線電接收機接收的廣播時的干擾。另外，在廣播頻帶fs±Δfs以外的頻帶中使載波頻率fc發(fā)生時間性變化，因此在載波頻率fc固定的情況下，可以將在載波頻率fc的n次高次諧波的頻率中產(chǎn)生的噪聲電平的高頻譜成分用載波頻率fc隨時間變化的頻帶(fc1～fc4)的n次頻帶(n·fc1～n·fc4)擴展。從而，與載波頻率fc固定的情況相比，更能降低噪聲電平。另外，由于廣播頻帶fs±Δfs與相鄰的含有載波頻率fc的(n+1)次高次諧波的頻譜的第一噪聲電平24的頻帶以及含有(n-1)次高次諧波的頻譜的第二噪聲電平28的頻帶不重疊，因此可以抑制廣播頻帶fs±Δfs內(nèi)的噪聲電平的上升。因而，能夠抑制對其它發(fā)送裝置、機器的干擾。根據(jù)以上所述內(nèi)容，使載波頻率fc隨時間變化，并且決定fc1、fc2、fc3及fc4使得以上算式(1.1)及(1.2)成立，由此既可以降低寬頻帶內(nèi)的噪聲電平，又可以進一步降低對于規(guī)定的頻帶(n·fc2～n·fc3)的噪聲電平。
第二實施方式下面，以與第一實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)的不同點為中心，參照圖3說明第二實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)。另外，關(guān)于第二實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)，對與第一實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)相同的結(jié)構(gòu)賦予相同的標(biāo)記，省略說明。圖3是表示本發(fā)明第二實施方式的載波頻率fc的時間變化和高次諧波頻譜的示意圖。此處，圖3(a)是表示載波頻率fc的時間變化的圖，圖3(b)是表示高次諧波頻譜的圖。第二實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)與第一實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)1完全相同。另外，圖3(a)示出的載波頻率fc的波形也與圖2(a)示出的載波頻率fc的波形相同。而且，圖3(b)示出的載波頻率fc的頻譜也與圖2(b)示出的載波頻率fc的頻譜非常相似。第二實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)與第一實施方式的不同點僅在于載波頻率fc的變化范圍的決定方法有所不同。
此處，在第一實施方式中，決定fc1和fc4使得還要使n·fc4(n+1)·fc1(2)成立。這樣決定fc1和fc4時，n次高次諧波的頻譜和(n+1)次高次諧波的頻譜大致相鄰，即形成最接近但基本不重疊的頻譜。另外，如果滿足該關(guān)系，則n次高次諧波的頻譜和(n-1)次高次諧波的頻譜中也基本不會發(fā)生頻譜重疊。這樣做有以下兩點效果。
第一，在n次高次諧波的頻譜中，在具有第三噪聲電平23的頻帶、即n·fc2～n·fc3的n次高次諧波頻帶上，不會重疊(n+1)次高次諧波的頻譜的第一噪聲電平24及(n-1)次高次諧波的頻譜的第二噪聲電平28。由此，能夠在n·fc2～n·fc3的n次頻帶內(nèi)抑制噪聲電平的上升。第二，從通過使載波頻率fc進行時間性變化來擴展各次的高次諧波的頻譜的頻帶、降低噪聲電平的觀點出發(fā)，將各次的高次諧波的頻譜的頻帶更多地擴展是有效的。因此，在決定fc1和fc4以滿足(2)式時，既可以抑制n次以下的次數(shù)的高次諧波的頻譜的重疊，又可以將頻譜所不包含的頻帶即相鄰的高次諧波的頻譜之間的頻帶壓縮至最窄。由此就能夠有效地利用頻帶，實現(xiàn)相應(yīng)寬度的頻帶內(nèi)的噪聲電平的降低。
而且，與第一實施方式相同，在載波頻率fc的時間變化中，向fc2～f3的推移幾乎是垂直的，因此可以進一步降低規(guī)定的頻帶即n·fc2～n·fc3的n次頻帶的EMI噪聲。
根據(jù)以上所述內(nèi)容，使載波頻率fc與時間一起變化，并且決定fc1、fc2、fc3及fc4使得上述式(2)成立，由此既可以降低寬頻帶內(nèi)的噪聲電平，又可以進一步降低對于規(guī)定的頻帶(n·fc2～n·fc3)的噪聲電平。
第三實施方式下面，以與第一實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)1的不同點為中心，參照圖4說明第三實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)。另外，關(guān)于第三實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)，對與第一實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)1相同的結(jié)構(gòu)賦予相同的標(biāo)記，省略說明。圖4是表示本發(fā)明的第三實施方式的逆變器系統(tǒng)1和接收裝置10的結(jié)構(gòu)的示意圖。第三實施方式采用在第一實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)1的附近配置接收裝置10的結(jié)構(gòu)。由此，可以取得與第一實施方式相同的效果。
此外，在第三實施方式中，接收裝置10是AM無線電接收機。AM無線電接收機10具有將AM無線電接收機10正在收聽的廣播局的頻道頻率，通知給存在于逆變器系統(tǒng)1內(nèi)的載波頻率可變部12的波形生成部9的功能，即具有頻道頻率輸出部11。這樣，即使在由AM無線電接收機10收聽的廣播局發(fā)生變化的情況下，也能夠根據(jù)該頻道頻率改變載波頻率fc隨時間變化時的變化范圍，能夠在任意頻道內(nèi)抑制收聽由AM無線電接收機10接收的廣播時由逆變器系統(tǒng)1產(chǎn)生的載波頻率fc引起的EMI噪聲帶來的干擾。
第四實施方式下面，以與第一實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)1的不同點為中心，參照圖5說明第四實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)。圖5是表示本發(fā)明的第四實施方式的載波頻率fc的時間變化和高次諧波頻譜的示意圖。此處，圖5(a)是表示載波頻率fc的時間變化的圖，圖5(b)是表示高次諧波頻譜的圖。第四實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)與第一實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)1完全相同。如圖5(a)所示，第四實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)與第一實施方式間的不同點僅在于載波頻率fc的時間變化、即波形不同。
在第四實施方式中，如圖5(b)所示，在n次高次諧波的頻譜中，含有廣播頻帶fs±Δfs的n·fc2～n·fc3的n次高次諧波頻帶，并不存在于n·fc1～n·fc4的n次高次諧波頻帶的中央，而是比中央更偏向高頻側(cè)。與第一實施方式相同，n次高次諧波的頻譜在n·fc1～n·fc2的n次頻帶內(nèi)具有大致平坦的第一噪聲電平41，在n·fc3～n·fc4的n次頻帶內(nèi)具有大致平坦的第二噪聲電平42。另一方面，在n·fc2～n·fc3的n次頻帶內(nèi)，具有低于第一噪聲電平41及第二噪聲電平42的第三噪聲電平43。在這種情況下，決定T1和T2，使得(fc2-fc1)∶(fc4-fc3)＝T2∶T1(3)的關(guān)系成立。此處T1是載波頻率fc在第一頻率范圍fc1～fc2中變化的時間，T2是載波頻率fc在第二頻率fc3～fc4中變化的時間。在圖5中，載波頻率fc在時間T1及T2中分別呈三角波狀變化。將各三角波的周期分別設(shè)為Tm1、Tm2，使Tm1＝Tm2(4)成立。此外根據(jù)(3)式的關(guān)系，第一頻率范圍fc1～fc2中的三角波的波數(shù)和第二頻率范圍fc3～fc4的三角波的波數(shù)之比是T1∶T2。這樣，在n次高次諧波的頻譜中，能夠使第一噪聲電平41和第二噪聲電平42大致相等，進而，能夠?qū)⒏鞔螖?shù)的高次諧波的頻譜的噪聲電平降至最低。
而且，與第一實施方式相同，在載波頻率fc的時間變化中，由于第三頻率范圍fc2～fc3的推移幾乎垂直，因此可以進一步降低規(guī)定的頻帶即n·fc2～n·fc3的n次頻帶的EMI噪聲。另外，決定fc1、fc2、fc3及fc4使得上述式(1.1)及(1.2)成立，由此能夠在載波頻率fc的n次高次諧波的頻譜的n·fc2～n·fc3的n次頻帶中，抑制在第三噪聲電平43上重疊第一及第二噪聲電平而引起的噪聲電平的上升。由此，既可以降低寬頻帶內(nèi)的噪聲電平，又可以進一步降低對于規(guī)定的頻帶(n·fc2～n·fc3)的噪聲電平。
第五實施方式下面，以與第四實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)的不同點為中心，參照圖6說明第五實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)。圖6是表示本發(fā)明的第五實施方式的載波頻率fc的時間變化和高次諧波頻譜的示意圖。此處，圖6(a)是表示載波頻率fc的時間變化的圖，圖6(b)是表示高次諧波頻譜的圖。第五實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)與第四實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)、即第一實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)1完全相同。如圖6(a)所示，第五實施方式中涉及的逆變器系統(tǒng)與第四實施方式間的不同點僅在于載波頻率fc的時間變化、即波形不是三角波狀，而是使每隔固定時間隨機選擇的頻率數(shù)值呈階梯狀變化的形狀。
然而，在第一頻率范圍fc1～fc2及第二頻率范圍fc3～fc4中，決定載波頻率fc的值使其在單位時間(T1+T2)內(nèi)均勻分布。例如，在圖6(a)中，第一頻率范圍fc1～fc2的頻帶寬度與第二頻率范圍fc3～fc4的頻帶寬度之比為5∶3。按照上述頻帶寬度之比，在第一頻率范圍fc1～fc2中具有五個頻率數(shù)值。每隔固定時間從五個頻率數(shù)值中隨機選擇載波頻率fc，使被選擇的頻率數(shù)值呈階梯狀變化。此時，不再選擇已經(jīng)被選擇過一次的頻率數(shù)值。同樣地，按照上述頻帶寬度之比，在第二頻率范圍fc3～fc4中具有三個頻率數(shù)值。每隔固定時間從三個頻率數(shù)值中隨機選擇載波頻率fc，使被選擇的頻率數(shù)值呈階梯狀變化。同樣地，不再選擇已經(jīng)被選擇過一次的頻率數(shù)值。在這種情況下，通過將T1和T2之比設(shè)為5∶3使載波頻率fc的分布均勻。這樣，與第四實施方式的情況相同，能夠在n次高次諧波的頻譜中使第一噪聲電平41和第二噪聲電平42大致相等，進而，能夠使各次的高次諧波的頻譜的噪聲電平降至最低。
而且，與第四實施方式相同，在載波頻率fc的時間變化中，由于第三頻率范圍fc2～fc3的推移幾乎垂直，因此可以進一步降低規(guī)定的頻帶、即n·fc2～n·fc3的n次頻帶的EMI噪聲。另外，通過決定fc1、fc2、fc3及fc4使得上述式(1.1)及(1.2)成立，能夠在載波頻率fc的n次高次諧波的頻譜的n·fc2～n·fc3的n次頻帶中，抑制在第三噪聲電平43上重疊第一及第二噪聲電平而引起的噪聲電平的上升。由此，既可以降低寬頻帶內(nèi)的噪聲電平，又可以進一步降低規(guī)定的對于頻帶(n·fc2～n·fc3)的噪聲電平。
此外，如上所述的實施方式是本發(fā)明實施的一個示例，而本發(fā)明的范圍并不限定于此，在權(quán)利要求記載的范圍內(nèi)，能夠應(yīng)用于其它各種實施方式。例如，在第一實施方式至第五實施方式中將本發(fā)明應(yīng)用在逆變器系統(tǒng)中，但并非特別限定于此，也可應(yīng)用于其它的功率變換裝置的控制裝置中。例如，可以應(yīng)用于以利用在現(xiàn)有技術(shù)中說明的H橋結(jié)構(gòu)的開關(guān)來驅(qū)動直流電動機的情況為代表的、其他利用開關(guān)的接通/斷開使輸入功率的形態(tài)發(fā)生變化而形成輸出功率的各種功率變換裝置的控制裝置中。
另外，雖然使n·fs2～n·fs3的n次頻帶和廣播頻帶fs±Δfs相同，但并不特別限定于此，也可以不同。
另外，第一實施方式至第五實施方式中的逆變器系統(tǒng)1，具備PWM逆變器2、三相無刷直流電動機3、電流傳感器4a、4b、4c、控制裝置13、電源B及電容器C，但并非特別限定于此。同樣地，控制裝置13具備電流指令生成部5、PID控制部6a、6b、6c、比較器8a、8b、8c、載波頻率可變部12，但并非特別限定于此。另外，載波頻率可變部12具備載波信號生成部7和波形生成部9，但并非限定于此，也可以將波形生成部9設(shè)為單獨獨立的結(jié)構(gòu)。
另外，波形生成部9將未圖示的第一振蕩器的輸出波形和未圖示的第二振蕩器由未圖示的加法器相加后的電壓波形輸出到載波信號生成部7，但并非特別限定于此，也可以通過數(shù)字運算生成上述電壓波形。
另外，在第一頻率范圍fc1～fc2及第二頻率范圍fc3～fc4中，第一實施方式至第四實施方式中的載波頻率fc以三角波狀變化，但并非特別限定于此。
并且，在第四實施方式及第五實施方式中，決定頻率fc1～fc4使得上述式(1.1)及(1.2)成立，但并非特別限定于此，取而代之也可以決定頻率fc1～fc4使得上述式(2)成立。
權(quán)利要求
1.一種功率變換裝置的控制裝置，該功率變換裝置根據(jù)內(nèi)置的開關(guān)的接通/斷開，將輸入的功率變換為期望的形態(tài)而輸出，其特征在于，具備開關(guān)頻率變更單元，該開關(guān)頻率變更單元使用來接通/斷開上述開關(guān)的控制信號的頻率隨時間變化，上述開關(guān)頻率變更單元根據(jù)在第一頻率范圍fc1～fc2(fc1＜fc2)內(nèi)和第二頻率范圍fc3～fc4(fc3＜fc4)內(nèi)周期性變化的波形，使上述控制信號的頻率變化，決定上述頻率fc1及fc4，使得對于規(guī)定的頻帶fs±Δfs，滿足下述不等式n·fc2≤fs-Δfsfs+Δfs≤n·fc3的整數(shù)n、fc2及fc3滿足(n-1)·fc4≤n·fc2n·fc3≤(n+1)·fc1。
2.一種功率變換裝置的控制裝置，該功率變換裝置根據(jù)內(nèi)置的開關(guān)的接通/斷開，將輸入的功率變換為期望的形態(tài)而輸出，其特征在于，具備開關(guān)頻率變更單元，該開關(guān)頻率變更單元使用來接通/斷開上述開關(guān)的控制信號的頻率隨時間變化，上述開關(guān)頻率變更單元根據(jù)在第一頻率范圍fc1～fc2(fc1＜fc2)內(nèi)和第二頻率范圍fc3～fc4(fc3＜fc4)內(nèi)周期性變化的波形，使上述控制信號的頻率變化，決定上述頻率fc1及fc4，使得對于規(guī)定的頻帶fs±Δfs，滿足下述不等式n·fc2≤fs-Δfsfs+Δfs≤n·fc3的整數(shù)n、fc2及fc3滿足n·fc4(n+1)·fc1。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或權(quán)利要求2所述的功率變換裝置的控制裝置，其特征在于，在上述功率變換裝置的附近配置接收裝置，上述接收裝置具有接收頻道選擇單元，選擇接收的頻道的頻率；以及頻道頻率輸出單元，將上述頻道的頻率輸出到上述開關(guān)頻率變更單元，上述開關(guān)頻率變更單元具有將上述頻道的頻率作為上述頻率fs，變更上述頻率fc1、fc2、fc3及fc4的單元。
4.根據(jù)權(quán)利要求1至權(quán)利要求3所述的功率變換裝置的控制裝置，其特征在于，上述開關(guān)頻率變更單元使每隔固定時間隨機選擇的頻率數(shù)值呈階梯狀變化，生成上述波形。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的功率變換裝置的控制裝置，其特征在于，在屬于上述第一頻率范圍的時間和屬于第二頻率范圍的時間之比為a∶b的情況下，決定上述頻率fc1、fc2、fc3及fc4，使得下式(fc2-fc1)∶(fc4-fc3)＝b∶a成立。
6.根據(jù)權(quán)利要求1至權(quán)利要求3所述的功率變換裝置的控制裝置，其特征在于，上述波形在第一頻率范圍內(nèi)及第二頻率范圍內(nèi)呈三角波狀以固定周期變化。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的功率變換裝置的控制裝置，其特征在于，在上述第一頻率范圍內(nèi)推移的三角波的波數(shù)和在第二頻率范圍內(nèi)推移的三角波的波數(shù)比為c∶d的情況下，決定上述頻率fc1、fc2、fc3及fc4，使得下式(fc2-fc1)∶(fc4-fc3)＝c∶d成立。
8.一種功率變換裝置的控制方法，該功率變換裝置根據(jù)內(nèi)置的開關(guān)的接通/斷開，將輸入的功率變換為期望的形態(tài)而輸出，其特征在于，通過使用來接通/斷開上述開關(guān)的控制信號的頻率隨時間變化的開關(guān)頻率變更單元，根據(jù)在第一頻率范圍fc1～fc2(fc1＜fc2)內(nèi)和第二頻率范圍fc3～fc4(fc3＜fc4)內(nèi)周期性變化的波形使上述控制信號的頻率變化，決定上述頻率fc1及fc4，使得對于規(guī)定的頻帶fs±Δfs，滿足下述不等式n·fc2≤fs-Δfsfs+Δfs≤n·fc3的整數(shù)n、fc2及fc3滿足(n-1)·fc4≤n·fc2n·fc3≤(n+1)·fc1。
9.一種功率變換裝置的控制方法，該功率變換裝置根據(jù)內(nèi)置的開關(guān)的接通/斷開，將輸入的功率變換為期望的形態(tài)而輸出，其特征在于，通過使用來接通/斷開上述開關(guān)的控制信號的頻率隨時間變化的開關(guān)頻率變更單元，根據(jù)在第一頻率范圍fc1～fc2(fc1＜fc2)內(nèi)和第二頻率范圍fc3～fc4(fc3＜fc4)內(nèi)周期性變化的波形使上述控制信號的頻率變化，決定上述頻率fc1及fc4，使得對于規(guī)定的頻帶fs±Δfs，滿足下述不等式n·fc2≤fs-Δfsfs+Δfs≤n·fc3的整數(shù)n、fc2及fc3滿足n·fc4(n+1)·fc1。
10.根據(jù)權(quán)利要求8或權(quán)利要求9所述的功率變換裝置的控制方法，其特征在于，配置在上述功率變換裝置的附近的接收裝置選擇接收的頻道的頻率，并將上述頻道的頻率輸出到上述開關(guān)頻率變更單元，上述開關(guān)頻率變更單元將上述頻道的頻率作為上述頻率fs，變更上述頻率fc1、fc2、fc3及fc4。
11.根據(jù)權(quán)利要求8至權(quán)利要求10所述的功率變換裝置的控制方法，其特征在于，上述開關(guān)頻率變更單元使每隔固定時間隨機選擇的頻率數(shù)值呈階梯狀變化，生成上述波形。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的功率變換裝置的控制方法，其特征在于，在上述屬于第一頻率范圍的時間和屬于第二頻率范圍的時間之比為a∶b的情況下，決定上述頻率fc1、fc2、fc3及fc4使得下式(fc2-fc1)∶(fc4-fc3)＝b∶a成立。
13.根據(jù)權(quán)利要求8至權(quán)利要求12所述的功率變換裝置的控制方法，其特征在于，上述波形在第一頻率范圍內(nèi)及第二頻率范圍內(nèi)呈三角波狀以固定周期變化。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的功率變換裝置的控制方法，其特征在于，在上述第一頻率范圍內(nèi)推移的三角波的波數(shù)和在第二頻率范圍內(nèi)推移的三角波的波數(shù)之比為c∶d的情況下，決定上述頻率fc1、fc2、fc3及fc4使得下式(fc2-fc1)∶(fc4-fc3)＝c∶d成立。
全文摘要
提供一種功率轉(zhuǎn)換裝置的控制裝置及控制方法，降低寬頻帶內(nèi)的噪聲電平、并且進一步降低對于規(guī)定頻帶的噪聲電平。在逆變器系統(tǒng)(1)的控制裝置(13)中，根據(jù)在第一頻率范圍fc1～fc2(fc1＜fc2＝內(nèi)和第二頻率范圍fc3～fc4(fc3＜fc4＝內(nèi)周期性變化的波形使控制信號的頻率變化，決定上述頻率fc1及fc4，使得對于規(guī)定的頻帶fs±Δfs，滿足下述不等式n·fc2≤fs－Δfs、fs＋Δfs≤n·fc3的整數(shù)n、fc2及fc3滿足(n－1)·fc4≤n·fc2，n·fc3≤(n+1)·fc1。
文檔編號H02M7/5387GK101064491SQ20071009805
公開日2007年10月31日 申請日期2007年4月26日 優(yōu)先權(quán)日2006年4月26日
發(fā)明者秦賢太郎, 早見泰明, 克萊頌·斯榮努姆柴 申請人:日產(chǎn)自動車株式會社