專利名稱：開(kāi)關(guān)電源電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種包括功率因數(shù)校正電路的開(kāi)關(guān)電源電路。
背景技術(shù)：
本發(fā)明的受讓人已經(jīng)提出了各種包括位于初級(jí)側(cè)的諧振型轉(zhuǎn)換器的電源電路。并且，還提出了各種包括用于對(duì)諧振型轉(zhuǎn)換器進(jìn)行功率因數(shù)校正的功率因數(shù)校正電路的電源電路。
圖25和圖26示出了基于本發(fā)明受讓人提出的、并在日本專利公開(kāi)第2003-189614號(hào)中披露的發(fā)明而設(shè)計(jì)的開(kāi)關(guān)電源電路。
首先參照?qǐng)D25，所示的電源電路包括與電流諧振型自激發(fā)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器結(jié)合的功率因數(shù)校正電路20。該電源電路的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器由半橋耦合型的電流諧振型轉(zhuǎn)換器和分壓諧振電路結(jié)合形成，該分壓諧振電路的電壓僅僅在半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)(開(kāi)關(guān)元件)關(guān)閉時(shí)才會(huì)發(fā)生諧振。
該電源電路還包括對(duì)來(lái)自商用交流電源AC的交流輸入電壓VAC實(shí)施全波整流的橋式整流電路Di。來(lái)自橋式整流電路Di的整流輸出通過(guò)功率因數(shù)校正電路20給平滑電容器Ci充電。從而，在平滑電容器Ci上可獲得與交流輸入電壓VAC的電平相等的整流平滑電壓Ei。
下文中將對(duì)功率因數(shù)校正電路20進(jìn)行描述。
電源電路的自激發(fā)電流諧振型轉(zhuǎn)換器使用整流平滑電壓Ei作為其工作電源，該整流平滑電壓為平滑電容器Ci上的電壓。
在電流諧振型轉(zhuǎn)換器中，如圖25中所示，均具有雙極晶體管形式的開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2以半橋連接方式相連接，并且接入到平滑電容器Ci的正極側(cè)和初級(jí)側(cè)地線之間。
起動(dòng)電阻器RS1和RS2分別接入在開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的集電極和基極之間。電阻器RB1和RB2與開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的基極相連接，并且提供用來(lái)設(shè)定開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的基極電流(驅(qū)動(dòng)電流)。
箝位二極管DD1和DD2接入在開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的基極和發(fā)射極之間。箝位二極管DD1和DD2分別形成電流通路，在開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2閉合期間，箝位電流通過(guò)該電流通路在基極和發(fā)射極之間流動(dòng)。
諧振電容器CB1和CB2與將在后面描述的驅(qū)動(dòng)變壓器PRT(功率調(diào)節(jié)變壓器)的驅(qū)動(dòng)線圈NB1和NB2一起構(gòu)成用于自激發(fā)的串聯(lián)諧振電路(自激發(fā)驅(qū)動(dòng)電路)，并用來(lái)確定開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)頻率。
本例中的驅(qū)動(dòng)變壓器PRT被提供用來(lái)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2，并以可變方式控制開(kāi)關(guān)頻率以進(jìn)行固定電壓控制。本例中的驅(qū)動(dòng)變壓器PRT形成為正交型的可飽和電抗器，其中，驅(qū)動(dòng)線圈NB1和NB2進(jìn)行卷繞，控制線圈NC以與驅(qū)動(dòng)線圈NB1和NB2相正交的方向卷繞。
驅(qū)動(dòng)變壓器PRT的驅(qū)動(dòng)線圈NB1的一端通過(guò)電阻RB1和諧振電容器CB1的串聯(lián)連接而與開(kāi)關(guān)元件Q1的基極相連。驅(qū)動(dòng)線圈NB1的另一端形成為抽頭點(diǎn)(該抽頭點(diǎn)為與諧振電流檢測(cè)線圈ND的端部相連的節(jié)點(diǎn))，并與開(kāi)關(guān)元件Q1的發(fā)射極相連。
驅(qū)動(dòng)線圈NB2的一端接地，另一端通過(guò)電阻RB2和諧振電容器CB2的串聯(lián)連接而與開(kāi)關(guān)元件Q2的基極相連。
驅(qū)動(dòng)線圈NB1和驅(qū)動(dòng)線圈NB2這樣進(jìn)行卷繞，使其產(chǎn)生彼此極性相反的電壓。
絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT(功率絕緣變壓器)將開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)輸出傳送到次級(jí)側(cè)。
絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級(jí)線圈N1的一端通過(guò)諧振電流檢測(cè)線圈ND與開(kāi)關(guān)元件Q1的發(fā)射極和開(kāi)關(guān)元件Q2的集電極的節(jié)點(diǎn)(開(kāi)關(guān)輸出點(diǎn))相連，從而可以獲得開(kāi)關(guān)輸出。
初級(jí)線圈N1的另一端通過(guò)串聯(lián)諧振電容器C1連接到功率因數(shù)校正電路20中的高速恢復(fù)型二極管D1的陰極上。
在這個(gè)例子中，串聯(lián)諧振電容器C1和初級(jí)線圈N1串聯(lián)連接。串聯(lián)諧振電容器C1的電容和包括初級(jí)線圈N1的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的漏電感分量L1一起構(gòu)成了用于像電流諧振型轉(zhuǎn)換器一樣進(jìn)行開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的操作的初級(jí)側(cè)電流諧振電路。
并聯(lián)諧振電容器Cp并聯(lián)連接在開(kāi)關(guān)元件Q2的集電極和發(fā)射極之間。
由于并聯(lián)諧振電容器Cp以這種方式連接，所以只有在開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2閉合時(shí)才能通過(guò)并聯(lián)諧振電容器Cp的電容和初級(jí)線圈N1的漏電感部件L1獲得電壓諧振操作。也就是說(shuō)，形成了分壓諧振電路。
在圖25中所示的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級(jí)側(cè)上，次級(jí)線圈N2設(shè)置有中間抽頭，并且整流二極管D01、D02、D03和D04以及平滑電容器C01和C02以圖25所示方式相連接。因此，提供了包括一組整流二極管D01和D02及平滑電容器C01，和另一組整流二極管D03和D04及平滑電容器C02的兩組全波整流電路。由整流二極管D01和D02及平滑電容器C01組成的全波整流電路產(chǎn)生直流輸出電壓E01，同時(shí)，由整流二極管D03和D04及平滑電容器C02組成的全波整流電路產(chǎn)生直流輸出電壓E02。
應(yīng)注意的是，在圖25所示的電路中，直流輸出電壓E01和直流輸出電壓E02都被分路并輸出到控制電路1中。控制電路1使用直流輸出電壓E01作為檢測(cè)電壓，并使用直流輸出電壓E02作為工作電源。
此外，例如，對(duì)于整流二極管D01和D02及整流二極管D03和D04，可有選擇地使用肖特基二極管，從而可以根據(jù)開(kāi)關(guān)周期獲得高速開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換操作(整流操作)。
例如，控制電路1向驅(qū)動(dòng)變壓器PRT的控制線圈NC提供直流電流作為控制電流，以進(jìn)行固定電壓控制，該直流電流的電平響應(yīng)于次級(jí)側(cè)的直流輸出電壓E01的電平而變化。
在具有上述結(jié)構(gòu)的電源電路的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換操作中，當(dāng)首先連接商用交流電源時(shí)，起動(dòng)電流分別通過(guò)起動(dòng)電阻器RS1和RS2輸送到開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2。例如，如果假設(shè)首先打開(kāi)開(kāi)關(guān)元件Q1，則開(kāi)關(guān)元件Q2就會(huì)被控制處于斷開(kāi)狀態(tài)。隨后，諧振電流作為開(kāi)關(guān)元件Q1的輸出流經(jīng)諧振電流檢測(cè)線圈ND→初級(jí)線圈N1→串聯(lián)諧振電容C1。當(dāng)諧振電流接近0時(shí)，這樣控制開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2，使得打開(kāi)開(kāi)關(guān)元件Q2的同時(shí)關(guān)閉開(kāi)關(guān)元件Q1。然后，諧振電流將以與上面所述方向相反的方向流過(guò)開(kāi)關(guān)元件Q2。因此，就可以啟動(dòng)自激發(fā)型的開(kāi)關(guān)操作，其中，開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2交替打開(kāi)。
通過(guò)這種方式，開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2通過(guò)交替使用平滑電容器Ci的端電壓作為工作電源來(lái)重復(fù)打開(kāi)和關(guān)閉操作，以向絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級(jí)線圈N1提供波形與諧振電流波形相似的驅(qū)動(dòng)電流，從而在次級(jí)線圈N2獲得交流輸出。
與上面所述一樣，例如，控制電路1使用直流電流作為流向驅(qū)動(dòng)變壓器PRT的控制線圈NC的控制電流，來(lái)進(jìn)行固定電壓控制，該直流電流的電平響應(yīng)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓E01的電平而改變。
具體而言，控制電路1提供對(duì)應(yīng)于直流輸出電壓E01的電平的控制電流給控制線圈NC，來(lái)改變驅(qū)動(dòng)線圈NB1和NB2的電感值，從而改變自激發(fā)振蕩電路的電感值。當(dāng)電感值以這種方式進(jìn)行變化，自激發(fā)振蕩電路的振蕩頻率也隨之變化，這樣，可對(duì)開(kāi)關(guān)頻率以可變方式進(jìn)行控制。由于開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)頻率用這種方式響應(yīng)于直流輸出電壓E01的電平以可變方式進(jìn)行控制，所以對(duì)提供給初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的初級(jí)線圈N1的驅(qū)動(dòng)電流進(jìn)行控制，以控制傳輸給次級(jí)側(cè)的能量，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的固定電壓控制。
應(yīng)該注意的是，根據(jù)上面所述的方法的固定電壓控制法在下文稱為“開(kāi)關(guān)頻率控制法”。
現(xiàn)在，對(duì)功率因數(shù)校正電路20的結(jié)構(gòu)進(jìn)行描述。
功率因數(shù)校正電路20具有與磁耦合型相對(duì)應(yīng)的功率再生型功率因數(shù)校正電路的結(jié)構(gòu)。
在功率因數(shù)校正電路20中，濾波扼流線圈LN、高速恢復(fù)型二極管D1和高頻電感器L10串聯(lián)連接，并且接入到橋式整流電路Di的正極輸出端子和平滑電容器Ci的正極端子之間。
濾波電容器CN接入到高速恢復(fù)型二極管D1的陽(yáng)極側(cè)和平滑電容Ci的正極端子之間，使其與濾波扼流線圈LN一起構(gòu)成普通型低通濾波器。
并聯(lián)諧振電容器C20與高頻電感器L10并聯(lián)連接，這樣，由并聯(lián)諧振電容器C20和高頻電感器L10構(gòu)成了并聯(lián)諧振電路。該并聯(lián)諧振電路用來(lái)抑制當(dāng)負(fù)載減少時(shí)整流平滑電壓Ei的升高。
上文中描述的初級(jí)側(cè)電流諧振電路(N1、C1)與功率因數(shù)校正電路20的高速恢復(fù)型二極管D1的陰極和高頻電感器L10的節(jié)點(diǎn)相連。因此，從電流諧振電路獲得的開(kāi)關(guān)輸出的電流/電壓可以反饋到節(jié)點(diǎn)上。
在具有上述結(jié)構(gòu)的功率因數(shù)校正電路20的操作中，響應(yīng)于開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)輸出而流過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(C1-N1(L1))的初級(jí)側(cè)直流諧振電流被再生為功率，并通過(guò)高頻電感器L10和并聯(lián)諧振電容器C20的并聯(lián)連接而反饋給平滑電容器Ci。因此，功率因數(shù)校正電路20這樣進(jìn)行操作，使得當(dāng)用這種方式反饋的電壓高于交流輸入電壓VAC的正峰值或負(fù)峰值的二分之一時(shí)，對(duì)高速恢復(fù)型二極管D1進(jìn)行開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換。
因此，在整流輸出電壓電平低于平滑電容器Ci上的電壓期間內(nèi)，充電電流流入平滑電容器Ci。
結(jié)果，交流輸入電流的平均波形接近交流輸入電壓的波形，并且擴(kuò)大了交流輸入電流的導(dǎo)通角。結(jié)果，使功率因數(shù)得到校正。
圖26示出了基于本發(fā)明受讓人所提出的發(fā)明進(jìn)行設(shè)計(jì)的開(kāi)關(guān)電源電路的另一結(jié)構(gòu)。
圖26所示的電源電路也包括電流諧振型轉(zhuǎn)換器，其中，兩個(gè)開(kāi)關(guān)元件以半橋連接方式連接。然而，圖26所示的電流諧振型轉(zhuǎn)換器為他激發(fā)型。此外，該電源電路還包括用于校正功率因數(shù)的功率因數(shù)校正電路21。
應(yīng)該注意的是，在圖26中，與圖25中類似的元件用相同的符號(hào)表示，并且為避免重復(fù)，省去對(duì)它們的重復(fù)描述。
例如，在圖26中所示的初級(jí)側(cè)的電流諧振型轉(zhuǎn)換器中，選擇性使用MOS-FET作為以半橋連接方式連接的兩個(gè)開(kāi)關(guān)元件Q11和Q12。
在這里，開(kāi)關(guān)元件Q11的漏極與整流平滑電壓Ei線相連，并且，開(kāi)關(guān)元件Q11的源極與開(kāi)關(guān)元件Q12的漏極彼此相連，同時(shí)開(kāi)關(guān)元件Q12的源極與初級(jí)側(cè)地線連接，以建立適于他激發(fā)系統(tǒng)的半橋式連接。
開(kāi)關(guān)元件Q11和Q12通過(guò)振蕩驅(qū)動(dòng)電路2驅(qū)動(dòng)進(jìn)行開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換，使得開(kāi)/關(guān)操作交替地重復(fù)進(jìn)行，從而周期性連接和斷開(kāi)整流平滑電壓Ei以產(chǎn)生開(kāi)關(guān)輸出。
此外，在這個(gè)例子中，箝位二極管DD1和DD2以圖26中所示的方向分別連接在開(kāi)關(guān)元件Q11和Q12的漏極和源極之間。
而且，在這個(gè)例子中，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級(jí)線圈N1的一端與開(kāi)關(guān)元件Q11和Q12的漏極和源極的節(jié)點(diǎn)(開(kāi)關(guān)輸出點(diǎn))相連接，使得可以將開(kāi)關(guān)輸出輸送給初級(jí)線圈N1。初級(jí)線圈N1的另一端通過(guò)串聯(lián)諧振電容器C1與功率因數(shù)校正電路21的高速恢復(fù)型二極管D1的陽(yáng)極相連。
還是在這個(gè)例子中，串聯(lián)諧振電容器C1的電容和包括初級(jí)線圈N1的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的漏電感分量L1組成電流諧振電路，該電流諧振電路使得開(kāi)關(guān)電源電路成為電流諧振型開(kāi)關(guān)電源電路。
此外，以并聯(lián)方式連接在開(kāi)關(guān)元件Q12的漏極和源極之間的并聯(lián)諧振電容器Cp與初級(jí)線圈N1的漏電感分量L1組成分壓諧振電路。
本例中的控制電路1將具有與直流輸出電壓E01的變化相對(duì)應(yīng)的電平的控制信號(hào)輸出給振蕩驅(qū)動(dòng)電路2。振蕩驅(qū)動(dòng)電路2基于由控制電路1向其輸送的控制信號(hào)，改變由振蕩驅(qū)動(dòng)電路2提供給開(kāi)關(guān)元件Q11和Q12的柵極的開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的頻率，進(jìn)而改變開(kāi)關(guān)頻率。因此，固定電壓控制以類似于圖25中所示的電路的方式得以實(shí)施。
設(shè)置起動(dòng)電路3，用來(lái)在連通電源之后檢測(cè)從整流平滑線路獲得的電壓或電流，從而起動(dòng)振蕩驅(qū)動(dòng)電路2。起動(dòng)電路3使用借助于整流二極管D30和平滑電容器C30對(duì)通過(guò)絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT中附加纏繞的線圈N4而得到的電流進(jìn)行整流獲得的低電平直流電壓作為工作電源。
圖26中所示的功率因數(shù)校正電路21具有基于靜電耦合系統(tǒng)的功率再生型功率因數(shù)校正電路的結(jié)構(gòu)。
在功率因數(shù)校正電路21中，高頻電感器L10和高速恢復(fù)型二極管D1串聯(lián)連接，并且接入在橋式整流電路Di的正極輸出端子和平滑電容器Ci的正極端子之間。在這里，濾波電容器CN與高頻電感器L10和高速恢復(fù)型二極管D1的串聯(lián)電路并聯(lián)連接。通過(guò)剛剛描述的連接方式，濾波電容器CN和高頻電感器L10一起組成一個(gè)普通類型的低通濾波器。
此外，并聯(lián)諧振電容器C20以并聯(lián)的方式與高速恢復(fù)型二極管D1連接。
此外，電流諧振電路(N1、C1)與功率因數(shù)校正電路21中的高頻電感器L10和高速恢復(fù)型二極管D1的陽(yáng)極的節(jié)點(diǎn)相連接。
同樣，在以上述方式構(gòu)成的功率因數(shù)校正電路21中，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流作為功率再生，并通過(guò)電容器C20反饋給平滑電容器Ci，使得當(dāng)加在平滑電容器Ci上的電壓高于交流輸入電壓VAC的正峰值或負(fù)峰值的二分之一時(shí)，高速恢復(fù)型二極管D1進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作。
因而，當(dāng)整流輸出電壓電平低于平滑電容器Ci上的電壓時(shí)，充電電流就會(huì)流向平滑電容器Ci。因此，交流輸入電流的平均波形接近交流輸入電壓的波形，同時(shí)擴(kuò)大了交流輸入電流的導(dǎo)通角。結(jié)果，使功率因數(shù)得到校正。
眾所周知，可以修改參照?qǐng)D25和圖26在上面描述的電源電路的結(jié)構(gòu)，使其在輸入100V商用交流電源的情況下可以在比較重的負(fù)載下運(yùn)行，它們分別具有如圖27和28所示的結(jié)構(gòu)。
圖27示出了一種結(jié)構(gòu)的電源電路，其中對(duì)圖25中所示的結(jié)構(gòu)進(jìn)行了修改，使得用于根據(jù)來(lái)自商用交流電源AC的交流輸入電壓VAC產(chǎn)生整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的整流電路系統(tǒng)形成為倍壓整流電路。同時(shí)，圖28也示出一種結(jié)構(gòu)的電源電路，其中，修改了圖26所示的結(jié)構(gòu)，使得用于根據(jù)交流輸入電壓VAC產(chǎn)生整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的整流電路系統(tǒng)形成為倍壓整流平滑電路。
首先，描述在圖27中所示的電源電路。應(yīng)該注意的是，在圖27中，與圖25和圖26類似的元件用相同的附圖標(biāo)記表示，同時(shí)為避免重復(fù)，本文中省去了它們的重復(fù)描述。
在圖27所示的電源電路中，濾波電容器CL和普通類型的扼流線圈CMC組成用于商用交流電源AC的普通類型的噪聲濾波器。
用于從整流交流輸入電壓VAC產(chǎn)生整流平滑電壓Ei的倍壓整流平滑電路包括兩個(gè)整流二極管D1和D2，以及由一個(gè)平滑電容器Ci1和另一平滑電容器Ci2組成的串聯(lián)電路。在這個(gè)例子中，平滑電容器Ci1和Ci2具有相同的電容值。
在這個(gè)整流平滑電路中，整流二極管D1和D2分別接入在由交流輸入電壓VAC的不同半周期形成的整流電路通路中。例如，在交流輸入電壓VAC顯示正極性的半周期內(nèi)，整流二極管D1的整流輸出向平滑電容器Ci1充電。另一方面，在交流輸入電壓VAC顯示負(fù)極性的另一半周期內(nèi)，整流二極管D2的整流輸出向平滑電容器Ci2充電。
因此，在交流輸入電壓VAC的一個(gè)周期內(nèi)，可在平滑電容器Ci1和Ci2上獲得具有兩倍于上述商用交流電源電平的整流平滑電壓Ei。應(yīng)該注意的是，在這個(gè)例子中，可選擇性地使用高速恢復(fù)型二極管作為整流二極管D1和D2使用。
此外，圖27中示出的功率因數(shù)整流電路22采用了與如上所述的磁耦合系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的功率再生系統(tǒng)，并且高頻電感器L10以如圖27所示的方式與整流二極管D1和整流二極管D2的節(jié)點(diǎn)相連接。在這個(gè)例子中，高頻電感器L10連接在整流二極管D1與D2的節(jié)點(diǎn)和在商用交流電源AC的正極線上的普通類型扼流線圈CMC與濾波電容器CN的節(jié)點(diǎn)之間。
濾波電容器CN接入在商用交流電源AC的線路中，使得它與整流二極管D1和高頻電感器L10組成的串聯(lián)電路及整流二極管D2與高頻電感器L10組成的串聯(lián)電路都為并聯(lián)關(guān)系。因此，濾波電容器CN可抑制在整流電流通路上產(chǎn)生的普通類型的噪聲。
在上述的初級(jí)側(cè)上的串聯(lián)諧振電路(C1-N1(L1))與整流二極管D1的陽(yáng)極、整流二極管D2的陰極、和高頻電感器L10的一端的節(jié)點(diǎn)相連。因此，通過(guò)串聯(lián)諧振電路獲得的開(kāi)關(guān)輸出電流/電壓可進(jìn)行反饋。
在以上述方式形成的功率因數(shù)整流電路22中，響應(yīng)于開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)輸出而流過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(C1-N1(L1))的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流再生為功率，并通過(guò)高頻電感器L10的電感反饋給平滑電容器Ci。因此，當(dāng)平滑電容器Ci的電壓值高于交流輸入電壓VAC的正峰值或負(fù)峰值的二分之一時(shí)，高速恢復(fù)型整流二極管D1和D2可以進(jìn)行開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換。
因此，即使在整流輸出電壓值低于平滑電容器Ci上的電壓值的期間，充電電流也能流向平滑電容器Ci。
結(jié)果，交流輸入電流的平均波形接近交流輸入電壓的波形，并擴(kuò)大了交流輸入電流的導(dǎo)通角，因此，功率因數(shù)的校正得以實(shí)現(xiàn)。
現(xiàn)在，描述在圖28中所示的電源電路。應(yīng)該注意的是，在圖28中，與圖25至圖27類似的元件用相同的附圖標(biāo)記表示，同時(shí)為避免重復(fù)，省去對(duì)它們的重復(fù)描述。
在圖28中示出的功率因數(shù)校正電路23具有類似于圖26中的電源電路的、與靜電耦合系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的功率再生型功率因數(shù)校正電路的結(jié)構(gòu)。該功率因數(shù)校正電路23具有上文中參照?qǐng)D27描述的功率因數(shù)整流電路22的結(jié)構(gòu)，但是還額外包括分別與整流二極管D1和D2并聯(lián)的功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20A和C20B。同樣在這個(gè)例子中，串聯(lián)諧振電路(C1-N1(L1))與整流二極管D1、整流二極管D2、和高頻電感器L10的節(jié)點(diǎn)連接。
還是在如上述方式形成的功率因數(shù)校正電路23中，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流再生為功率，并且反饋給平滑電容器Ci，使得具有高速恢復(fù)型二極管結(jié)構(gòu)的整流二極管D1和整流二極管D2在平滑電容器Ci的電壓高于交流輸入電壓VAC的正峰值或負(fù)峰值電壓的二分之一時(shí)運(yùn)行開(kāi)關(guān)操作。因此，即使在整流輸出電壓電平低于平滑電容器Ci上的電壓期間，充電電流也會(huì)流向平滑電容器Ci。
結(jié)果，交流輸入電流的平均波形接近交流輸出電壓的波形，并擴(kuò)大了交流輸入電流的導(dǎo)通角，因此，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)的校正。
在圖25至圖28示出的電源電路中設(shè)置的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT具有如下所述的結(jié)構(gòu)。首先，磁芯絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT包括作為其磁芯的EE型磁芯，該EE型磁芯包括鐵氧體材料制成的E型磁芯的組合。此外，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的配線接收部分分為用于初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)的線圈接收部分，并且初級(jí)線圈(N1)和次級(jí)線圈纏繞在EE型磁芯的中心磁腳(magnetic leg)上。
此外，在絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的EE型磁芯的中心磁芯腳中形成有約為1.0mm的間隙。此外，次級(jí)線圈(N2)和初級(jí)線圈(N1)的匝數(shù)可進(jìn)行設(shè)定，使得次級(jí)側(cè)線圈(N2)的每一匝(1T)上產(chǎn)生的感應(yīng)電壓電平可以為5V(5V/T)。
因此，在初級(jí)側(cè)線圈(N1)和次級(jí)側(cè)線圈(N2)之間可獲得約為0.80～0.85的耦合系數(shù)，從而獲得所需的漏電感值(L1)。在這種條件下，當(dāng)交流輸入電壓變低或者負(fù)載過(guò)重時(shí)，由于耦合系數(shù)變高并且次級(jí)側(cè)電流的導(dǎo)通角沒(méi)有變寬，因此流過(guò)次級(jí)側(cè)全波整流電路的整流電流顯示不連續(xù)操作。
除了參照?qǐng)D25至圖28在上面描述的技術(shù)之外，在圖29或圖30中示出了作為實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的技術(shù)，其中，功率扼流線圈PCH被接入到商用交流電源線中。圖29示出的結(jié)構(gòu)適用于這樣的情況，其中，用于產(chǎn)生整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的整流電路系統(tǒng)為全波橋式整流電路。同時(shí)，圖30示出的結(jié)構(gòu)適用于另一種情況，其中，用于產(chǎn)生整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的整流電路系統(tǒng)為倍壓整流電路。當(dāng)功率扼流線圈PCH以這種方式接入商用交流電源線路中時(shí)，對(duì)應(yīng)于功率扼流線圈PCH的電感的阻抗抑制了交流輸入電流的導(dǎo)通性，從而擴(kuò)大了交流輸入電流的導(dǎo)通角，因而實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)的校正。通過(guò)如上所述的功率扼流線圈進(jìn)行的功率因數(shù)校正稱為扼流輸入系統(tǒng)。
圖31和圖32分別圖解說(shuō)明了如圖29和圖30所示將功率扼流線圈PCH接入商用交流電源線路中，電源電路的各個(gè)特性，包括交直流功率轉(zhuǎn)換系數(shù)(ηAC→DC)、整流平滑電壓Ei電平、和功率因數(shù)PF。在圖中，還圖解說(shuō)明了功率扼流線圈PCH沒(méi)有被接入(沒(méi)有運(yùn)行功率因數(shù)校正)的其他結(jié)構(gòu)的電源電路的特性。應(yīng)該注意的是，在這個(gè)例子中，例如，圖29和圖30所示的電源電路的后段可以具有這樣的結(jié)構(gòu)，其中，從電源電路25至28省去了功率因數(shù)校正電路20至23。
當(dāng)實(shí)際中使用了圖29或圖30中所示的功率扼流線圈PCH時(shí)，需要設(shè)置其電感Lc的值，使得如圖31或32中實(shí)線表示的功率因數(shù)特性曲線所示，當(dāng)負(fù)載功率Po顯示最大負(fù)載功率(在這個(gè)例子中，Po＝125Wh)時(shí)，功率因數(shù)PF高于0.75。因此，例如，對(duì)于家用和通用的電子裝置，可滿足諧波失真調(diào)整等級(jí)D的調(diào)整值。應(yīng)該注意的是，圖29中的電路選擇10mH作為電感Lc的實(shí)際值，同時(shí)圖30中的電路選擇7.2mH作為電感Lc的實(shí)際值。
然而，以圖25至圖28中所示方式進(jìn)行設(shè)計(jì)而包括功率因數(shù)校正電路的電源電路具有如下問(wèn)題。
具體而言，當(dāng)所示的電源電路采用功率因數(shù)校正電路20～23中的每一個(gè)作為功率反饋(再生)系統(tǒng)，無(wú)論磁性耦合系統(tǒng)或靜電耦合系統(tǒng)，在這兩種系統(tǒng)中，流過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流都再生為功率，并反饋給平滑電容器Ci。這意味著，為了形成反饋通路，交流輸入電壓VAC的整流電流通路和開(kāi)關(guān)輸出輸送到其中的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路應(yīng)彼此連接。因此，交流周期的電流被疊加到流過(guò)絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級(jí)線圈N1的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流上。
因此，次級(jí)側(cè)直流輸出電壓E01或E02的商用電源周期的波紋電壓相比進(jìn)行功率因數(shù)校正前的波紋電壓增加。例如，在圖25和圖26所示的電路中不包括功率因數(shù)校正電路20和21的情況下，功率因數(shù)PF約等于0.55，而在圖27和圖28所示的電路中不包括功率因數(shù)校正電路22和23的情況下，功率因數(shù)PF約等于0.54。然而，當(dāng)使用圖25至28的結(jié)構(gòu)時(shí)，獲得的功率因數(shù)PF約等于0.8，并且波紋電壓增加了5至6倍。
作為防止這種現(xiàn)象的對(duì)策，必須增加用于平滑直流輸出電壓的平滑電容器C01和C02的靜電電容值。由于平滑電容器具有高耐壓值，所以靜電電容的增加將引起平滑電容器規(guī)模的增大。
因此，如果以參照?qǐng)D29和圖30在上文中描述的方法而采用扼流輸入系統(tǒng)來(lái)校正功率因數(shù)，則可以抑制波動(dòng)的問(wèn)題。然而，采用扼流輸入系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)還具有下述的問(wèn)題。
首先，該結(jié)構(gòu)具有這樣一個(gè)問(wèn)題，即由于扼流輸入系統(tǒng)所需的功率扼流線圈PCH涉及鐵損和銅損，并且顯示較高的功率損失，除此之外還降低了直流輸出電壓，因此降低了交直流的功率轉(zhuǎn)換系數(shù)ηAC→DC。
根據(jù)在圖31中示出的特性曲線，在最大負(fù)載功率Po＝125W時(shí)，功率因數(shù)PF為PF＝0.76。功率扼流線圈PCH接入的情況與功率扼流線圈PCH沒(méi)有接入(虛線)的情況相比較，交直流功率轉(zhuǎn)換系數(shù)ηAC→DC顯示出下降了1.6％。隨著功率轉(zhuǎn)換系數(shù)的下降，交流輸入功率增加了2.5W。此外，當(dāng)與沒(méi)有接入功率扼流線圈PCH的情況相比，整流平滑電壓Ei顯示下降15.7V。
同時(shí)，根據(jù)在圖32中示出的特性曲線，當(dāng)負(fù)載功率Po＝150W時(shí)，功率因數(shù)PF為PF＝0.76。功率扼流線圈PCH接入的情況與功率扼流線圈PCH沒(méi)有接入(虛線)的情況相比較，交直流功率轉(zhuǎn)換系數(shù)ηAC→DC顯示下降0.9％。隨著功率轉(zhuǎn)換系數(shù)的下降，交流輸入功率增加1.4W。此外，當(dāng)與沒(méi)有接入功率扼流線圈PCH的情況相比，整流平滑電壓Ei顯示下降25.0V。
在圖31和圖32中圖解說(shuō)明的交直流功率轉(zhuǎn)換系數(shù)ηAC→DC的下降和交流輸入功率的增加主要是由于功率扼流線圈PCH自身的功率損耗和諸如由于功率扼流線圈PCH的電阻分量產(chǎn)生的直流輸入電壓Ei的下降導(dǎo)致的。
應(yīng)該注意的是，在圖31和圖31中圖解說(shuō)明的特性曲線是通過(guò)將功率扼流線圈PCH像上文中描述一樣分別設(shè)置為10mH和7.2mH時(shí)測(cè)量得到的。
此外，隨著負(fù)載功率的增加，功率扼流線圈PCH在規(guī)模上增大，同時(shí)在重量、尺寸、和成本上也都增加。
更進(jìn)一步，必須選擇功率扼流線圈PCH的位置，使其沒(méi)有漏磁通的影響。作為選擇，還需要一個(gè)防止漏磁通影響的對(duì)策。這就導(dǎo)致了諸如在電路板上進(jìn)行電路設(shè)計(jì)的困難的增加和因?yàn)樾枰帘卧沟秒娐钒宓某叽绾椭亓吭黾拥膯?wèn)題。
換句話說(shuō)，在現(xiàn)有的情況下，功率因數(shù)校正技術(shù)處于這樣一種情況，即波動(dòng)的增加與功率再生系統(tǒng)有關(guān)，同時(shí)，功率轉(zhuǎn)換系數(shù)的下降與扼流輸入系統(tǒng)有關(guān)?；诖耍枰峁┮环N可以消除波動(dòng)增加的問(wèn)題、并能獲得高的功率轉(zhuǎn)換系數(shù)的功率因數(shù)校正結(jié)構(gòu)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個(gè)目的在于提供一種開(kāi)關(guān)電源電路，該電路使波動(dòng)最小化，并能獲得高的功率轉(zhuǎn)換系數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，提供了一種開(kāi)關(guān)電源電路，包括整流平滑單元，用于接收作為輸入的交流輸入電壓，以產(chǎn)生整流電壓，該整流平滑單元包括用于對(duì)整流電壓進(jìn)行平滑處理而產(chǎn)生直流輸入電壓的平滑電容器；開(kāi)關(guān)單元，包括用于接收來(lái)自平滑電容器的直流輸入電壓作為輸入以進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作的開(kāi)關(guān)元件；開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)單元，用來(lái)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作；絕緣轉(zhuǎn)換變壓器，包括初級(jí)線圈和次級(jí)線圈，通過(guò)開(kāi)關(guān)單元的開(kāi)關(guān)操作而獲得的開(kāi)關(guān)輸出輸送到初級(jí)線圈中，并且，在次級(jí)線圈中響應(yīng)于初級(jí)線圈的開(kāi)關(guān)輸出而激發(fā)交流電壓；
初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，由絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的初級(jí)線圈的漏電感分量和與初級(jí)線圈串聯(lián)連接的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容組成，用于使開(kāi)關(guān)單元的操作作為電流諧振型操作；次級(jí)側(cè)直流輸出電壓產(chǎn)生單元，用于接收在絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的次級(jí)線圈中激發(fā)產(chǎn)生的交流電壓作為輸入，以進(jìn)行整流操作來(lái)產(chǎn)生次級(jí)側(cè)直流輸出電壓；固定電壓控制單元，用于響應(yīng)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的電平來(lái)控制開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)單元，以改變開(kāi)關(guān)單元的開(kāi)關(guān)頻率，從而對(duì)次級(jí)側(cè)直流輸出電壓進(jìn)行固定電壓控制；以及功率因數(shù)校正單元，用于將通過(guò)開(kāi)關(guān)單元的開(kāi)關(guān)操作在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路上獲得的初級(jí)側(cè)諧振電流作為電功率再生并反饋給平滑電容器，該功率因數(shù)校正單元包括功率因數(shù)校正開(kāi)關(guān)元件，用于響應(yīng)于反饋給平滑電容器的電功率而對(duì)通過(guò)整流平滑單元的整流操作獲得的整流電流進(jìn)行開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換，來(lái)連通或斷開(kāi)整流電流；絕緣轉(zhuǎn)換變壓器具有一定的磁通密度設(shè)置，使得不管次級(jí)側(cè)直流輸出電壓如何變化，次級(jí)側(cè)整流電流都顯示連續(xù)模式。
因此，當(dāng)開(kāi)關(guān)電源電路具有與功率再生系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的功率因數(shù)校正結(jié)構(gòu)時(shí)，由于消除了次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的波動(dòng)電壓，因而可以將用于產(chǎn)生次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的次級(jí)側(cè)平滑電容器的電容值限制在實(shí)際使用的范圍之內(nèi)。也就是說(shuō)，將具有與功率再生系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的功率因數(shù)校正結(jié)構(gòu)的電源電路投入實(shí)際使用比以前更容易實(shí)現(xiàn)和提高。
因此，消除了采用扼流輸入系統(tǒng)作為交流功率因數(shù)校正技術(shù)的必要性。這意味著具有功率因數(shù)校正功能的電源電路可以實(shí)現(xiàn)功率轉(zhuǎn)換系數(shù)的顯著升高，并實(shí)現(xiàn)用于電源電路的電路板的尺寸和重量的顯著減少。
通過(guò)下面的描述和所附的權(quán)利要求，并結(jié)合附圖，本發(fā)明的各種目的、特征、和優(yōu)點(diǎn)將變得顯而易見(jiàn)，在附圖中，相同的部件或元件用相同的附圖標(biāo)號(hào)來(lái)表示。


圖1示出了根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的電路圖；圖2示出了設(shè)置在圖1的開(kāi)關(guān)電源電路中的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的結(jié)構(gòu)的示意圖；圖3示出了說(shuō)明與圖1的開(kāi)關(guān)電源電路的功率因數(shù)校正操作有關(guān)的幾個(gè)元件的操作的波形圖；圖4A和圖4B分別示出了說(shuō)明當(dāng)負(fù)載高和低時(shí)圖1的開(kāi)關(guān)電源電路的次級(jí)側(cè)全波整流電路的整流操作的波形圖；圖5示出了隨著負(fù)載的變化，圖1中的開(kāi)關(guān)電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換系數(shù)、功率因數(shù)、和整流平滑電壓(直流輸入電壓)的特性曲線；圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的第二實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的電路圖；圖7示出了與圖6的開(kāi)關(guān)電源電路的功率因數(shù)校正操作有關(guān)的幾個(gè)元件的操作的波形圖；
圖8示出了隨著負(fù)載的變化，圖6中的開(kāi)關(guān)電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換系數(shù)、功率因數(shù)、和整流平滑電壓(直流輸入電壓)的特性曲線；圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的第三實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的電路圖；圖10示出了根據(jù)本發(fā)明的第四實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的電路圖；圖11示出了與圖10的開(kāi)關(guān)電源電路的功率因數(shù)校正操作有關(guān)的幾個(gè)元件的操作的波形圖；圖12示出了隨著負(fù)載的變化，圖10中的開(kāi)關(guān)電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換系數(shù)、功率因數(shù)、和整流平滑電壓(直流輸入電壓)的特性曲線；圖13示出了根據(jù)本發(fā)明的第五實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的電路圖；圖14示出了與圖13的開(kāi)關(guān)電源電路的功率因數(shù)校正操作有關(guān)的幾個(gè)元件的操作的波形圖；圖15示出了隨著負(fù)載的變化，圖13中的開(kāi)關(guān)電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換系數(shù)、功率因數(shù)、和整流平滑電壓(直流輸入電壓)的特性曲線；圖16示出了根據(jù)本發(fā)明的第六實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的電路圖；
圖17示出了與圖16的開(kāi)關(guān)電源電路的功率因數(shù)校正操作有關(guān)的幾個(gè)元件的操作的波形圖；圖18示出了隨著負(fù)載的變化，圖16中的開(kāi)關(guān)電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換系數(shù)、功率因數(shù)、和整流平滑電壓(直流輸入電壓)的特性曲線；圖19示出了根據(jù)本發(fā)明的第七實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的電路圖；圖20示出了與圖19的開(kāi)關(guān)電源電路的功率因數(shù)校正操作有關(guān)的幾個(gè)元件的操作的波形圖；圖21示出了隨著負(fù)載的變化，圖19中的開(kāi)關(guān)電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換系數(shù)、功率因數(shù)、和整流平滑電壓(直流輸入電壓)的特性曲線；圖22示出了根據(jù)本發(fā)明的第八實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的電路圖；圖23示出了與圖22的開(kāi)關(guān)電源電路的功率因數(shù)校正操作有關(guān)的幾個(gè)元件的操作的波形圖；圖24示出了隨著負(fù)載的變化，圖22中的開(kāi)關(guān)電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換系數(shù)、功率因數(shù)、和整流平滑電壓(直流輸入電壓)的特性曲線圖；圖25至圖28示出了不同的傳統(tǒng)開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的電路圖；
圖29和圖30示出了采用扼流輸入系統(tǒng)作為功率因數(shù)校正技術(shù)的傳統(tǒng)開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的電路圖；以及圖31和圖32分別示出了隨著負(fù)載的變化，圖29和圖30中的開(kāi)關(guān)電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換系數(shù)、功率因數(shù)、和整流平滑電壓(直流輸入電壓)的特性曲線；具體實(shí)施方式
圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的第一實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。該電源電路具有這樣的一種結(jié)構(gòu)作為其初級(jí)側(cè)的基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)包括帶有與半橋耦合系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的他激發(fā)電流諧振型轉(zhuǎn)換器的分壓諧振電路的組合。
參照?qǐng)D1，所示的電源電路包括由兩個(gè)濾波電容器CL和用于商用交流電源AC線路的普通類型的扼流線圈CMC組成的噪聲濾波器。
此外，全波整流平滑電路由橋式整流電路Di和平滑電容器Ci組成，并在噪聲濾波器的后段連接到商用交流電源AC線路中。然而，應(yīng)該注意的是，在本實(shí)施例中，功率因數(shù)校正電路11接入到橋式整流電路Di的正極輸出線與平滑電容器Ci的正極端子之間。在下文中將描述功率因數(shù)校正電路11的結(jié)構(gòu)和操作。
由于全波整流平滑電路從商用交流電源AC接收交流輸入電壓VAC，并對(duì)該交流輸入電壓VAC實(shí)施全波整流操作，所以在平滑電容器Ci上可以獲得整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)。本例中的整流平滑電壓Ei具有與交流輸入電壓VAC相等的電平。此外，在這個(gè)例子中，選擇性使用低速恢復(fù)型整流二極管作為組成橋式整流電路Di的四個(gè)整流二極管。
接收上述的直流輸入電壓以進(jìn)行開(kāi)關(guān)(連通/斷開(kāi))操作的電流諧振型轉(zhuǎn)換器包括由兩個(gè)開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2組成的開(kāi)關(guān)電路，它們均為MOS-FET型，并以如圖1所示的半橋連接方式相連。阻尼二極管DD1和DD2分別并聯(lián)連接在開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的漏極和源極之間。阻尼二極管DD1的陽(yáng)極和陰極分別與開(kāi)關(guān)元件Q1的源極和漏極連接。與此類似，阻尼二極管DD2的陽(yáng)極和陰極分別與開(kāi)關(guān)元件Q2的源極和漏極連接。阻尼二極管DD1和DD2分別用作為開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2設(shè)置的體二極管(body diode)。
分壓(partial)諧振電容器Cp并聯(lián)在開(kāi)關(guān)元件Q2的漏極和源極之間。分壓諧振電容器Cp的電容和初級(jí)線圈N1的漏電感L1組成并聯(lián)諧振電路(分壓諧振電路)，該并聯(lián)諧振電路顯示分壓諧振操作，其中，僅僅當(dāng)開(kāi)關(guān)元件Q1或Q2關(guān)閉時(shí)，并聯(lián)諧振電路才會(huì)進(jìn)行電壓諧振。
在該電源電路中，設(shè)置了振蕩驅(qū)動(dòng)電路2對(duì)開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)。該振蕩驅(qū)動(dòng)電路2具有振蕩電路和驅(qū)動(dòng)電路，并且可以由通用的IC形成。振蕩驅(qū)動(dòng)電路2中的振蕩電路和驅(qū)動(dòng)電路提供所需頻率的驅(qū)動(dòng)信號(hào)(柵極電壓)給開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的柵極。這樣，開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2可進(jìn)行開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換操作，使得開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2利用所需的開(kāi)關(guān)頻率交替地打開(kāi)/關(guān)閉。
絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT被設(shè)置用來(lái)將開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)輸出輸送到次級(jí)側(cè)。
絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級(jí)線圈N1的一個(gè)端部通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的串聯(lián)連接，與功率因數(shù)校正電路11的高頻電感器L10、高速型(高速恢復(fù)型)開(kāi)關(guān)二極管D1的陽(yáng)極、和電容器C20的節(jié)點(diǎn)相連。初級(jí)線圈N1的相對(duì)的端部與開(kāi)關(guān)元件Q1的源極和開(kāi)關(guān)元件Q2的漏極的節(jié)點(diǎn)(開(kāi)關(guān)輸出點(diǎn))相連，這樣它們的開(kāi)關(guān)輸出就可以輸送到初級(jí)線圈。
絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT具有在如下文中描述的結(jié)構(gòu)，這樣，可以為絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級(jí)線圈N1提供所需的漏電感L1。初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的電容和漏電感L1組成初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。根據(jù)上面所述的連接方式，開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)輸出輸送給初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路通過(guò)使用輸送到其中的開(kāi)關(guān)輸出進(jìn)行諧振操作，使得初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的操作成為電流諧振型操作。
根據(jù)上面的描述，圖1中所示的初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器既可以通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)實(shí)現(xiàn)電流諧振操作，也可以通過(guò)上文中描述的分壓諧振電路(Cp∥L1)實(shí)現(xiàn)分壓諧振操作。
換句話說(shuō)，圖1中所示的電源電路采用了復(fù)合諧振轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)，該復(fù)合諧振轉(zhuǎn)換器包括使初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的操作成為諧振型操作的諧振電路與另一諧振電路的結(jié)合。
在絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級(jí)線圈中，激發(fā)出與輸送給初級(jí)線圈N1的開(kāi)關(guān)輸出相對(duì)應(yīng)的交流電壓。本例中的次級(jí)線圈N2在為其設(shè)置的中間抽頭處進(jìn)行分隔，從而形成兩個(gè)分開(kāi)的次級(jí)線圈N2A和N2B。本例中的次級(jí)線圈N2A和N2B具有相同的匝數(shù)。
為次級(jí)線圈N2A和N2B提供用于全波整流的同步整流電路，該同步整流電路包括圖1中所示的N溝道MOS-FET Q3、Q4、Q5、和Q6。
例如，對(duì)于MOS-FET Q3和Q6，選擇性使用具有低耐壓性能的溝道結(jié)構(gòu)的MOS-FET，這樣可獲得低的導(dǎo)通電阻。
如圖1所示，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級(jí)線圈N2的中間抽頭輸出通過(guò)電感器Ld的串聯(lián)連接與平滑電容器Co的正極端子連接。
次級(jí)線圈N2的端部(位于次級(jí)線圈N2B側(cè)的端部)與MOS-FET Q3的漏極和MOS-FET Q5的漏極的節(jié)點(diǎn)相連接。MOS-FET Q3和Q5的源極的節(jié)點(diǎn)與次級(jí)側(cè)地線相連。
類似地，次級(jí)線圈N2的另一端部(位于次級(jí)線圈N2A側(cè)的端部)與MOS-FET Q4的漏極和MOS-FET Q6的漏極的節(jié)點(diǎn)相連。MOS-FET Q4和Q6的源極的節(jié)點(diǎn)與次級(jí)側(cè)地線連接。
應(yīng)該注意的是，體二極管DD3、DD4、DD5、和DD6分別并聯(lián)連接在MOS-FET Q3、Q4、Q5、和Q6的漏極和源極之間。
根據(jù)上面描述的這樣一種連接方式，在包括次級(jí)線圈N2B的整流電流通路中，作為整流元件的MOS-FET Q3和Q5的并聯(lián)電路被串聯(lián)接入。在另一個(gè)包括次級(jí)線圈N2A的整流電流通路中，類似地，作為整流元件的MOS-FET Q4和Q6的并聯(lián)電路也被串聯(lián)接入。
在圖1所示的同步整流電路中，用于驅(qū)動(dòng)MOS-FET Q3和MOS-FET Q5的驅(qū)動(dòng)電路包括柵極電阻器Rg1，它連接在次級(jí)線圈N2A遠(yuǎn)離中間抽頭的端部和MOS-FET Q3與Q5的柵極之間。
類似地，用于驅(qū)動(dòng)MOS-FET Q4和MOS-FET Q6的驅(qū)動(dòng)電路包括柵極電阻器Rg2，它連接在次級(jí)線圈N2B遠(yuǎn)離中間抽頭的端部和MOS-FET Q4與Q6的柵極之間。
簡(jiǎn)而言之，在這個(gè)例子中，當(dāng)通過(guò)柵極電阻Rg1檢測(cè)到在次級(jí)線圈N2A中激發(fā)產(chǎn)生的交流電壓時(shí)，此時(shí)打開(kāi)/關(guān)閉(使得導(dǎo)通/不導(dǎo)通)MOS-FET Q3與Q5。同樣，當(dāng)通過(guò)柵極電阻Rg2檢測(cè)到在次級(jí)線圈N2B中激發(fā)產(chǎn)生的交流電壓時(shí)，同時(shí)打開(kāi)/關(guān)閉(使得導(dǎo)通/不導(dǎo)通)MOS-FET Q4與Q6。
此外，MOS-FET組Q3和Q5響應(yīng)于次級(jí)線圈N2A遠(yuǎn)離中間抽頭的端部的電壓而打開(kāi)/關(guān)閉，以及，MOS-FET組Q4和Q6響應(yīng)于次級(jí)線圈N2B遠(yuǎn)離中間抽頭的端部的電壓而打開(kāi)/關(guān)閉，這意味著MOS-FET組響應(yīng)于極性彼此相反的交流電壓而打開(kāi)/關(guān)閉。簡(jiǎn)而言之，MOS-FET組Q3和Q5和MOS-FET組Q4和Q6進(jìn)行整流操作(開(kāi)關(guān)操作)，使得它們響應(yīng)于次級(jí)線圈N2中激發(fā)的交流電壓反向時(shí)交替地打開(kāi)/關(guān)閉。
這里，如果向MOS-FET的柵極施加導(dǎo)通電壓，則由于MOS-FET的漏極-源極等價(jià)于一個(gè)純電阻，因此電流可以雙向流動(dòng)。如果試圖使MOS-FET作為次級(jí)側(cè)上的整流元件進(jìn)行操作，則電流只能在電流輸送給次級(jí)側(cè)平滑電容器(平滑電容器Co)的正極端子的方向上流動(dòng)。這是因?yàn)?，如果電流流向相反方向，則放電電流將從次級(jí)側(cè)平滑電容器流向絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT側(cè)，因此功率無(wú)法有效地傳輸給負(fù)載側(cè)。此外，反向電流導(dǎo)致MOS-FET產(chǎn)生熱量并產(chǎn)生噪聲，這就造成次級(jí)側(cè)上的開(kāi)關(guān)損耗增加。
上面描述的驅(qū)動(dòng)電路是用于開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)MOS-FET Q3～Q6的電路，這樣，電流就能基于次級(jí)線圈的電壓的檢測(cè)，可以僅在電流向次級(jí)側(cè)平滑電容器的正極端子充電的方向上流動(dòng)(即，在該情況中，在從源極到漏極的方向上)。簡(jiǎn)而言之，本例中的同步整流電路具有與線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)而與整流電流同步地開(kāi)/關(guān)驅(qū)動(dòng)MOS-FET的電路結(jié)構(gòu)。
應(yīng)該注意的是，在這個(gè)例子中，肖特基二極管Dg1和另一個(gè)肖特基二極管Dg2以圖1所示方向分別以并聯(lián)方式接入在柵極電阻器Rg1和柵極電阻器Rg2上，其中，柵極電阻器Rg1形成用于MOS-FET組Q3和Q5的驅(qū)動(dòng)電路系統(tǒng)，柵極電阻器Rg2形成用于MOS-FET組Q4和Q6的驅(qū)動(dòng)電路系統(tǒng)。在肖特基二極管Dg1和Dg2以這種方式接入的情況下，形成了這樣的放電通路，當(dāng)關(guān)閉MOS-FET組Q3、Q4、Q5、和Q6時(shí)，在MOS-FET Q3、Q4、Q5、和Q6的柵極輸入電容中積累的電荷通過(guò)肖特基二極管Dg1和Dg2進(jìn)行放電。因此，關(guān)閉MOS-FET Q3～Q6必然獲得好的開(kāi)關(guān)特性。
像上文中描述的一樣，在圖1所示的電源電路中，電感器Ld串聯(lián)接入在次級(jí)線圈N2的中間抽頭和次級(jí)側(cè)平滑電容器之間。具體來(lái)說(shuō)，電容器Ld接入在次級(jí)側(cè)整流電流通路的線路中，該通路為在次級(jí)側(cè)交流電壓顯示正值或負(fù)值的所有期間內(nèi)整流電流共同流過(guò)的通路。
在電感器Ld以這種方式接入的情況下，可以抑制在次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo上產(chǎn)生的噪聲。
在設(shè)置由MOS-FET組成的同步整流電路作為在次級(jí)側(cè)上的整流電路的情況下，由于MOS-FET引起的開(kāi)關(guān)噪聲等等的影響，高頻噪聲趨向于與次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo疊加。因此，將電感器Ld接入到如上所述的整流電流通路中，可以通過(guò)電感器Ld的阻抗分量使高頻噪聲成分得到平滑，從而可抑制這種高頻噪聲成分。
此外，根據(jù)以這種方式接入到整流電流通路中的電感器Ld，還可以對(duì)次級(jí)側(cè)整流電流中出現(xiàn)的反向電流進(jìn)行抑制。
根據(jù)具有上面描述的電路結(jié)構(gòu)的同步整流電路，能夠?qū)崿F(xiàn)通過(guò)次級(jí)側(cè)平滑電容器的全波整流獲得的充電整流電流的操作。
具體而言，在由次級(jí)側(cè)激發(fā)的交流電壓的兩個(gè)半周期中的一個(gè)中，從次級(jí)線圈N2B流出的電流通過(guò)MOS-FET Q3和Q5的并聯(lián)電路，以從源極到漏極的方向流動(dòng)，并向平滑電容器Co充電。另一方面，在交流電壓的另一個(gè)半周期內(nèi)，從次級(jí)線圈N2A流出的電流通過(guò)MOS-FET Q3和Q5的并聯(lián)電路，以從源極到漏極的方向流動(dòng)，并向平滑電容器Co充電。因此，可獲得全波整流操作，其中，在交流電壓為正和負(fù)的兩個(gè)半周期內(nèi)，都對(duì)平滑電容器Co進(jìn)行充電。
因此，可獲得如圖1所示的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo作為平滑電容器上的電壓。次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo被輸送給圖中沒(méi)有示出的負(fù)載側(cè)，同時(shí)該電壓被分路并被輸入將在下面描述的控制電路1而用作檢測(cè)電壓。
應(yīng)該注意的是，由于下面的原因，在本實(shí)施例的同步整流電路中用作整流元件的MOS-FET以上面描述的方式進(jìn)行并聯(lián)連接。
本實(shí)施例的電源電路這樣進(jìn)行設(shè)計(jì)，使其可以實(shí)際處理負(fù)載電流相應(yīng)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo＝5V而在從30A至0A的范圍內(nèi)變化的這樣一種負(fù)載條件。該負(fù)載條件實(shí)質(zhì)上是具有相當(dāng)寬的變化范圍的低電壓/高電流的情況。因此，在負(fù)載很重的情況下，在次級(jí)側(cè)整流電路中同樣將流過(guò)相當(dāng)高的電流。因此，并聯(lián)多個(gè)作為整流元件的MOS-FET，以便可以減小其中流過(guò)高電流的各個(gè)元件的負(fù)擔(dān)，從而確保高度的可靠性。
控制電路1響應(yīng)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平變化將檢測(cè)輸出輸送給振蕩驅(qū)動(dòng)電路2。振蕩驅(qū)動(dòng)電路2驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2，并且響應(yīng)于控制電路1向其輸入的檢測(cè)輸出來(lái)改變開(kāi)關(guān)頻率。隨著開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)頻率發(fā)生改變，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振阻抗也發(fā)生改變，并且從絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級(jí)線圈N1傳輸?shù)浇^緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級(jí)線圈N2(N2A和N2B)的電能也發(fā)生改變，使得次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo值得以保持穩(wěn)定。
舉例來(lái)說(shuō)，當(dāng)負(fù)載傾向于加重，并且次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo下降時(shí)，控制電路1控制開(kāi)關(guān)頻率，使其降低。開(kāi)關(guān)頻率的降低減小了諧振阻抗，從而升高了次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo。另一方面，當(dāng)負(fù)載趨向于變輕同時(shí)次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo升高時(shí)，控制電路1進(jìn)行控制，使得開(kāi)關(guān)頻率升高，諧振阻抗增大，因此降低了次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo。
現(xiàn)在，描述功率因數(shù)校正電路11的結(jié)構(gòu)。
如上文所述，功率因數(shù)校正電路11接入在整流平滑電路的整流電路通路中，用來(lái)從交流輸入電壓VAC獲得直流輸入電壓Ei，同時(shí)該電路具有與作為功率再生系統(tǒng)的靜電耦合系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的功率因數(shù)校正電路的結(jié)構(gòu)。
在功率因數(shù)校正電路11中，高頻電感器L10的一端與橋式整流電路Di的正極輸出端子連接。高頻電感器L10的另一端與高速恢復(fù)型開(kāi)關(guān)二極管D1的陽(yáng)極連接。開(kāi)關(guān)二極管D1的陰極與平滑電容器Ci的正極端子相連。也就是說(shuō)，高頻電感器L10和開(kāi)關(guān)二極管D1(陽(yáng)極至陰極)的串聯(lián)電路接入在橋式整流電路Di的正極輸出端子和平滑電容器Ci的正極端子之間。
同時(shí)，濾波電容器CN與高頻電感器L10和開(kāi)關(guān)二極管D1的串聯(lián)電路并聯(lián)連接。濾波電容器CN用來(lái)抑制普通類型的噪聲。
此外，功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20與開(kāi)關(guān)二極管D1并聯(lián)。在這個(gè)例子中，功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20與高頻電感器L10串聯(lián)。因此，功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20的電容和高頻電感器L10的電感在功率因數(shù)校正電路11中組成一個(gè)串聯(lián)諧振電路。
像在上文中描述的一樣，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)與高頻電感器L10、開(kāi)關(guān)二極管D1的陽(yáng)極、和功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20的節(jié)點(diǎn)連接。
根據(jù)剛剛描述的功率因數(shù)校正電路11的電路結(jié)構(gòu)，可以實(shí)現(xiàn)將初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路獲得的開(kāi)關(guān)輸出(初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流)再生為電功率的操作，并通過(guò)開(kāi)關(guān)二極管D1和功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20的并聯(lián)電路將該電功率反饋給平滑電容器Ci。在這個(gè)例子中，由于將功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20的電容接入到平滑電容器Ci和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路之間，所以可以認(rèn)為，通過(guò)靜電耦合可以進(jìn)行電功率的再生。
圖3的波形解說(shuō)明了在一個(gè)交流周期內(nèi)功率因數(shù)校正電路11的操作。
假設(shè)輸入如圖3所示的交流200V系統(tǒng)的交流輸入電壓VAC，該電壓的頻率為50Hz，峰值電壓為325V(Vp)，電功率的再生從初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路到功率因數(shù)校正電路11以上面描述的方式進(jìn)行。相應(yīng)于電功率的再生，可以獲得在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1與功率因數(shù)校正電路11的節(jié)點(diǎn)和初級(jí)側(cè)地線之間的電壓V1，它具有這樣的波形，其中，如圖3所示，對(duì)應(yīng)于開(kāi)關(guān)周期的交流電壓分量(V1A)疊加在整流平滑電壓Ei上，同時(shí)交流周期的波動(dòng)分量也疊加在整流平滑電壓Ei上。
在這個(gè)例子中，整流平滑電壓Ei的峰值電平在波動(dòng)最大的時(shí)間點(diǎn)時(shí)為325V，與交流輸入電壓VAC的峰值電平相等。此外，電壓V1的交流電壓分量疊加在該整流輸出電壓上，如圖3所示，其峰值電平為固定值400V。當(dāng)向開(kāi)關(guān)二極管D1施加電壓V1的交流電壓分量時(shí)，高速恢復(fù)型開(kāi)關(guān)二極管D1進(jìn)行開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換操作，例如，當(dāng)電壓V1高于交流輸入電壓VAC的正峰值或負(fù)峰值的二分之一時(shí)，它進(jìn)行開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換而連通或斷開(kāi)整流電流。
在開(kāi)關(guān)二極管D1用這種方式運(yùn)行開(kāi)關(guān)操作以連通或斷開(kāi)整流電流的情況下，可以獲得具有交流波形電流的整流輸出電流I1，如圖3所示，該交流波形在接近峰值處顯示出基本為M形的包絡(luò)線，并且，該整流輸出電流I1趨向于通過(guò)開(kāi)關(guān)二極管D1和功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20的并聯(lián)電路從高頻電感器L10流向平滑電容器Ci。在這個(gè)例子中，與交流輸入電壓VAC顯示峰值的時(shí)間點(diǎn)相對(duì)應(yīng)的整流輸出電流I1的值為4A。
在以上面描述的波形流動(dòng)的整流輸出電流I1的導(dǎo)通期間，整流輸出電流I1還在橋式整流電路Di輸出的整流輸出電壓值低于平滑電容器Ci上的電壓值的期間內(nèi)流動(dòng)，并且在圖3中所示的、與整流輸出電流I1的導(dǎo)通期間基本一致的交流輸入電流IAC的導(dǎo)通期間內(nèi)流動(dòng)。換句話說(shuō)，與在沒(méi)有提供功率因數(shù)校正電路的情況下相比，交流輸入電流IAC的導(dǎo)通角擴(kuò)大，并且直流輸入電流IAC的波形接近交流輸入電壓VAC的波形。簡(jiǎn)而言之，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)的校正。應(yīng)該注意的是，在這個(gè)例子中的交流輸入電流IAC的峰值為2A。
順便提一句，在參照?qǐng)D25至圖28描述的電源電路中的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)中，通過(guò)可變地控制位于初級(jí)側(cè)的開(kāi)關(guān)元件的開(kāi)關(guān)頻率，可使次級(jí)側(cè)直流輸出電壓保持穩(wěn)定。例如，在采用剛剛描述的結(jié)構(gòu)的情況下，當(dāng)負(fù)載變輕時(shí)，對(duì)開(kāi)關(guān)頻率進(jìn)行控制，使其增加，從而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定。在這種情況下，次級(jí)側(cè)的整流電路運(yùn)行連續(xù)模式的操作，在這個(gè)連續(xù)模式中，在次級(jí)側(cè)整流電路連續(xù)流動(dòng)期間內(nèi)不出現(xiàn)插入其間的無(wú)效期間。
另一方面，如果當(dāng)負(fù)載增加，且次級(jí)側(cè)直流輸出電壓下降時(shí)，控制初級(jí)側(cè)的開(kāi)關(guān)頻率使其變低，則進(jìn)入不連續(xù)模式，在這個(gè)不連續(xù)模式中，次級(jí)側(cè)整流電流不能連續(xù)地流向次級(jí)側(cè)平滑電容，并且出現(xiàn)了電流不連續(xù)期間。換句話說(shuō)，次級(jí)側(cè)的全波整流操作包括這樣一種狀態(tài)，在這個(gè)狀態(tài)中，相應(yīng)于負(fù)載的變化會(huì)建立一個(gè)不連續(xù)模式。
應(yīng)該注意的是，次級(jí)側(cè)直流輸出電壓也會(huì)相應(yīng)于交流輸入電壓VAC改變，并且也會(huì)運(yùn)行相應(yīng)于這種變化的固定電壓控制操作，因此，相應(yīng)于交流輸入電壓VAC的電平也會(huì)出現(xiàn)建立不連續(xù)模式的狀態(tài)。
在上文中描述到，根據(jù)如圖25至28所示的電源電路中的、通過(guò)使用諸如磁耦合系統(tǒng)或靜電耦合系統(tǒng)的功率再生系統(tǒng)進(jìn)行功率因數(shù)校正的結(jié)構(gòu)，由于將交流周期的波動(dòng)疊加到了初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流中，所以疊加在次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的交流周期的波動(dòng)電壓比不包含功率因數(shù)校正電路的結(jié)構(gòu)的情況顯著增加。
這個(gè)增加的主要原因?yàn)橛捎谌缟纤龅呢?fù)載的改變或交流輸入電壓VAC的改變，次級(jí)側(cè)整流操作進(jìn)入到了不連續(xù)模式中。換句話說(shuō)，這就表明如果不管負(fù)載的變化或交流輸入電壓VAC的變化，采取措施使次級(jí)側(cè)整流操作維持連續(xù)模式，那么，由于這個(gè)原因不復(fù)存在，因此可以有效抑制上文中描述的疊加在次級(jí)側(cè)直流輸出電壓上的交流周期的波動(dòng)電壓的增加。
為此，根據(jù)本實(shí)施例，圖1中所示的電源電路具有如下的結(jié)構(gòu)。
圖2示出了設(shè)置在圖1的開(kāi)關(guān)電源電路中的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的結(jié)構(gòu)的截面圖參照?qǐng)D2，該絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT包括EE型磁芯(EE形狀的磁芯)，該磁芯包括由鐵氧體材料制成的、且磁腳彼此相對(duì)結(jié)合的E型磁芯CR1和CR2。
該絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT還包括由樹(shù)脂材料制成并且分隔成形的線圈架B，使得初級(jí)側(cè)線圈部分和次級(jí)側(cè)線圈部分彼此獨(dú)立。初級(jí)線圈N1纏繞在線圈架B的線圈部分中的一個(gè)上，同時(shí)次級(jí)線圈N2(N2A、N2B)纏繞在另一個(gè)線圈部分上。由于在其上用這種方式纏繞有初級(jí)側(cè)線圈和次級(jí)側(cè)線圈的線圈架B與EE型磁芯(CR1、CR2)相連，因此，初級(jí)側(cè)線圈和次級(jí)側(cè)線圈在EE型磁芯的中心磁腳上彼此不同的纏繞區(qū)域中進(jìn)行纏繞。整個(gè)絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的結(jié)構(gòu)就是用這種方式獲得的。假設(shè)本例中的EE型磁芯準(zhǔn)備用于將在下文描述的負(fù)載條件下，以及用于交流輸入電壓的額定值條件下，則本例中的EE型磁芯由EER-40制成。
間隙長(zhǎng)度L約為1.4mm的間隙G以圖2所示方式形成在EE型磁芯的中心磁腳中。通過(guò)間隙G，可設(shè)定耦合系數(shù)k，使得在疏耦合狀態(tài)下得到k＝0.8或更小。簡(jiǎn)而言之，圖1的電源電路中的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT具有比與圖25至圖28中所示的傳統(tǒng)電源電路一樣的電源電路的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT更弱的耦合狀態(tài)。應(yīng)該注意的是，實(shí)際中設(shè)定耦合系數(shù)為k＝0.75。通過(guò)將每一個(gè)E型磁芯CR1和CR2的中心磁腳做得比其他兩個(gè)外部磁腳短，就可以形成間隙G。
此外，對(duì)初級(jí)線圈N1和次級(jí)線圈N2A和N2B的匝數(shù)進(jìn)行設(shè)定，使得次級(jí)側(cè)線圈的每1T(匝)的感生電壓電平低于參照?qǐng)D25至圖28在上文中描述的電源電路的每1T(匝)的感生電壓。例如，設(shè)置初級(jí)線圈N1的匝數(shù)為N1＝60T，次級(jí)線圈N2A和N2B的匝數(shù)為N2A＝N2B＝2T，使得次級(jí)線圈的每1T(匝)的感生電壓電平為2.5V/T或更小。
在用上面所述的方式設(shè)置絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級(jí)線圈N1和次級(jí)線圈(N2A和N2B)的匝數(shù)的情況下，當(dāng)與參照?qǐng)D25至圖28在上文中描述的電源電路中的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT相比，該絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的磁芯的磁通密度降低，同時(shí)該絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的漏電感增加。從而，流過(guò)次級(jí)線圈的整流電流的峰值減小，因此導(dǎo)通角增加。
參照?qǐng)D4A和圖4B的波形圖，對(duì)圖1中所示的、包括具有上面描述的結(jié)構(gòu)的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的操作進(jìn)行描述。
圖4A和圖4B的波形圖示出了在初級(jí)側(cè)地線和功率因數(shù)校正電路11中的開(kāi)關(guān)二極管D1與功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20的并聯(lián)電路的端部、高頻電感器L10、和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的節(jié)點(diǎn)之間的交流電壓分量(V1A)。該波形圖還示出了通過(guò)次級(jí)側(cè)的電感器Ld從次級(jí)線圈N2的中間抽頭流向平滑電容器Co的整流電流Io。顯示整流電流Io的線路就是次級(jí)側(cè)整流電流通路上的線路，在次級(jí)線圈N2激發(fā)的交流電壓顯示正極和負(fù)極的所有期間內(nèi)，整流電流都流過(guò)該線路。
這里進(jìn)行假設(shè)，圖1所示的電源電路所準(zhǔn)備的負(fù)載條件為次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo為Eo＝5V，并且流向負(fù)載的電流在30A到0A的范圍內(nèi)變化。換句話說(shuō)，該負(fù)載條件為，電源電路可以在最大負(fù)載功率(Po＝150W)到最小負(fù)載功率(Po＝0W)的范圍內(nèi)運(yùn)行。此外，假設(shè)交流200V系統(tǒng)的交流輸入電壓VAC在從180V～288V的范圍內(nèi)改變。
像在上文中描述的一樣，當(dāng)在圖1中所示的電源電路使用開(kāi)關(guān)頻率控制系統(tǒng)來(lái)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定作用時(shí)，當(dāng)進(jìn)入重負(fù)載條件，并且當(dāng)次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo下降時(shí)，其對(duì)開(kāi)關(guān)頻率進(jìn)行控制使其降低。圖4A的波形圖示出了當(dāng)負(fù)載條件Po為Po＝150Wh時(shí)的操作，該負(fù)載條件實(shí)際上是最大負(fù)載功率條件。換句話說(shuō)，開(kāi)關(guān)頻率在控制范圍內(nèi)具有一個(gè)實(shí)際上的最小頻率值。相反，圖4B示出了當(dāng)負(fù)載較低時(shí)的操作。當(dāng)與圖4A進(jìn)行比較的時(shí)候，開(kāi)關(guān)頻率顯示更高的值。
圖4A和圖4B中所示的電壓V1具有矩形波形。該矩形波由從初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)輸出而獲得，并且該矩形波與開(kāi)關(guān)二極管D1的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換(開(kāi)/關(guān))時(shí)間相對(duì)應(yīng)。因此，電壓V1的周期還與開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)周期相對(duì)應(yīng)。電壓V1的周期與開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)周期相對(duì)應(yīng)，這表明電壓V1的周期也與在次級(jí)線圈N2中激發(fā)的交流電壓的周期相對(duì)應(yīng)。應(yīng)該注意的是，在圖4A中，半周期為8μs，并且可以知道在控制范圍內(nèi)的最小開(kāi)關(guān)頻率約為62.5KHz。
次級(jí)側(cè)的整流電流Io具有這樣一個(gè)波形，即正弦波的正極側(cè)的半波相應(yīng)于在圖4A和圖4B所示的、在上文中描述的電壓V1的周期中連續(xù)地出現(xiàn)。在次級(jí)線圈N2激發(fā)的交流電壓的半周期內(nèi)，通過(guò)MOS-FET Q3和Q5的并聯(lián)電路進(jìn)行整流的整流電流以正極性流動(dòng)，然后，在下一個(gè)半周期內(nèi)，通過(guò)MOS-FET Q4和Q6的并聯(lián)電路進(jìn)行整流的整流電流以正極性流動(dòng)，通過(guò)重復(fù)上述的操作即可獲得剛剛描述的這種波形。
可以知道，在這個(gè)例子中，以上述方式流動(dòng)的整流電流Io不存在零電平電流在正弦波的相鄰半波內(nèi)連續(xù)的電流不連續(xù)周期。換句話說(shuō)，整流電流Io連續(xù)流動(dòng)。
這樣的話，在本實(shí)施例中，不僅在負(fù)載低的時(shí)候，而且在負(fù)載重的時(shí)候，或者當(dāng)因?yàn)榇渭?jí)側(cè)直流輸出電壓Eo響應(yīng)于交流輸入電壓VAC的降低而降低，因而控制降低開(kāi)關(guān)頻率時(shí)，均可獲得連續(xù)模式的次級(jí)側(cè)整流電流。
即使在重的負(fù)載條件下或在低的交流輸入電壓條件下，仍能以這種方式實(shí)現(xiàn)連續(xù)模式的理由在于從前面的描述可知，間隙長(zhǎng)度可進(jìn)行設(shè)置，使得絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的耦合系數(shù)可降低到所需的值，從而建立疏耦合狀態(tài)，并且可以設(shè)定初級(jí)線圈N1和次級(jí)線圈N2A與N2B的匝數(shù)，使得次級(jí)線圈的每匝的感生電壓電平設(shè)置低于預(yù)定電平，從而將絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的磁芯中產(chǎn)生的磁通密度降低至一個(gè)低于所需值的值。
在重的負(fù)載條件下或在低的交流輸入電壓的條件下能以這種方式獲得連續(xù)模式表明，無(wú)論由負(fù)載變化、交流輸入電壓的變化等等引起次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo如何變化，次級(jí)側(cè)的整流操作總是以連續(xù)模式進(jìn)行。因此，在電源電路與本實(shí)施例的情形一樣具有包括與功率再生系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的功率因數(shù)校正電路的結(jié)構(gòu)的情況下，將要疊加在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流上的交流周期的波動(dòng)的增加可得到顯著地抑制。結(jié)果，同樣地，將要疊加在次級(jí)側(cè)直流輸出電壓上的交流周期的波動(dòng)電壓的電平得以降低，并且這也消除了將次級(jí)側(cè)的平滑電容器的電容增加到傳統(tǒng)電源電路的水平的必要性。也就是說(shuō)，可以很容易地將包括與功率再生系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的功率因數(shù)校正電路的開(kāi)關(guān)電源電路投入實(shí)際使用。例如，在圖25至圖28所示的電源電路中，當(dāng)波動(dòng)電壓顯示增加為不包括功率因數(shù)校正電路的電源電路的5～6倍時(shí)，在本實(shí)施例中的波動(dòng)電壓可以抑制到大約兩倍。
在用這種方式將采用與功率再生系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的功率因數(shù)校正電路的電源電路投入實(shí)際使用的情況下，無(wú)需在商用交流電源線之間接入功率扼流線圈用于對(duì)功率因數(shù)的校正，并且使得功率轉(zhuǎn)換效率下降的問(wèn)題得到解決。此外，由于功率扼流線圈對(duì)于電源電路部件來(lái)說(shuō)具有相當(dāng)大的尺寸，而且無(wú)法忽略漏磁通的影響，所以用于電源電路的電路板的大型化和重量增加的問(wèn)題、以及電路板上電路設(shè)計(jì)的問(wèn)題等都得到消除。
作為一個(gè)具體實(shí)例，例如，對(duì)如圖25或圖26所示的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)進(jìn)行修改，接入功率扼流線圈PCH來(lái)代替功率因數(shù)校正電路20或21(即，將功率扼流線圈PCH以圖29中所示方式接入到全波諧振電路(Di、Ci)的整流通路中)，此時(shí)功率扼流線圈PCH的重量大約為153g。
相比之下，在本實(shí)施例中，例如，作為組成功率因數(shù)校正電路的一部分的具體例子，使用小尺寸的鐵氧體磁芯EER-19作為高頻電感器L10。此外，可使用耐壓200V的電容器作為濾波電容器CN和功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20。在這個(gè)例子中的高頻電感器L10和開(kāi)關(guān)二極管D1的總重量約為20g。這樣的話，對(duì)于圖1中所示的電源電路，功率因數(shù)校正電路11的元件全部都是小尺寸、小重量的，并且整個(gè)功率因數(shù)校正電路的重量遠(yuǎn)低于上文中描述的功率扼流線圈PCH的重量。
此外，用作上文所述的高頻電感器L10的鐵氧體磁芯EER-19提供了閉合的磁通路。因此，沒(méi)有必要考慮使用功率扼流線圈PCH的情況下漏磁通的影響來(lái)進(jìn)行電路板的電路設(shè)計(jì)，同時(shí)也沒(méi)有必要采用磁屏蔽或類似的措施。并且，這還可以促進(jìn)電源電路板在尺寸和重量上的減小。
雖然本實(shí)施例的電源電路包括其中使用具有低導(dǎo)通電阻的MOS-FET作為整流元件的同步整流電路，來(lái)作為次級(jí)側(cè)整流電路，但這是因?yàn)橄Ｍ@得如上所述的低電壓和高電流。因此，次級(jí)側(cè)整流電路可以是任意的電路，只要它能使全波整流操作成為連續(xù)模式，而不論交流輸入電壓VAC的負(fù)載或電平如何變化，例如，可以替代使用橋式整流電路或圖25中所示的全波整流電路。
如上文中所述，在采用基于參考圖25至圖28而在上文中描述的任何結(jié)構(gòu)的開(kāi)關(guān)頻率控制系統(tǒng)的電源電路中，例如，當(dāng)負(fù)載趨向于加大或當(dāng)交流輸入電壓VAC有下降的趨勢(shì)的時(shí)候，將會(huì)進(jìn)入到不連續(xù)模式中，在這個(gè)不連續(xù)模式中，在次級(jí)側(cè)的全波整流電路中流動(dòng)的次級(jí)側(cè)整流電流不會(huì)連續(xù)地流動(dòng)。
在剛剛描述的不連續(xù)模式中，次級(jí)側(cè)整流電流在比初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流流動(dòng)期間短的期間內(nèi)流動(dòng)。在整流電流用這種方式以較短的期間內(nèi)流動(dòng)的情況下，整流電流的峰值會(huì)顯示出相對(duì)較高的電平，這就使得在次級(jí)側(cè)的整流二極管的導(dǎo)通損耗相對(duì)變高。
在圖25至圖28所示的電路中，由于上述的不連續(xù)模式所導(dǎo)致的整流二極管的導(dǎo)通損耗，在次級(jí)側(cè)會(huì)引起相應(yīng)的功率損耗。
因此，作為用于減少由于如上所述的整流二極管的導(dǎo)通損耗所引起的次級(jí)側(cè)功率損耗的技術(shù)之一，形成使用具有低導(dǎo)通電阻的MOS-FET作為整流元件的次級(jí)側(cè)全波整流電路作為同步整流電路為人們所共知。雖然選擇性使用肖特基二極管作為在圖25和圖26中所示的電源電路的次級(jí)側(cè)整流二極管，但是具有溝道結(jié)構(gòu)的MOS-FET等等元件具有更低的導(dǎo)通電阻。因此，通過(guò)建立次級(jí)側(cè)整流電路作為同步整流電路，可以減小整流元件的導(dǎo)通損耗，進(jìn)而減小次級(jí)側(cè)的功率損耗。
例如，設(shè)計(jì)這樣一個(gè)同步整流電路，提供用于檢測(cè)從絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級(jí)線圈N2(次級(jí)線圈N2A和N2B)獲得的交流電壓的電阻元件等等，使得作為整流元件的MOS-FET可利用由電阻元件等等檢測(cè)到的檢測(cè)電壓進(jìn)行開(kāi)/關(guān)驅(qū)動(dòng)。這稱為線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)。
然而，在不連續(xù)模式中，在平滑電容器的充電電流降到零電平之后，相同極性的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流在任何不連續(xù)期間內(nèi)連續(xù)地流過(guò)初級(jí)線圈N1。因此，次級(jí)線圈N2中的感生電壓的極性不會(huì)顯示反向，并且在該期間內(nèi)，MOS-FET不會(huì)進(jìn)入全關(guān)閉狀態(tài)，而是維持在導(dǎo)通狀態(tài)。
那么，在這種情況下，由于在平滑電容器的充電電流減小到零電平之后，MOS-FET保持導(dǎo)通狀態(tài)，所以整流電流在該期間內(nèi)僅僅沿相反方向流動(dòng)，并且由該反向電流產(chǎn)生了無(wú)功功率。
由此可知，盡管采用線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路降低了由整流元件引起的導(dǎo)通損耗，但因?yàn)槿缟纤龅姆聪螂娏鳟a(chǎn)生的無(wú)功功率的出現(xiàn)，該同步整流電路也很難從總體上實(shí)現(xiàn)對(duì)功率轉(zhuǎn)換效率的有效校正。
因此，作為用于解決由于相反方向的整流電流產(chǎn)生的無(wú)功功率的出現(xiàn)的問(wèn)題的技術(shù)，與整流電流檢測(cè)系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的同步整流電路為人們所知。整流電流檢測(cè)系統(tǒng)是這樣的一項(xiàng)技術(shù)，它在向次級(jí)側(cè)的平滑電容器Co充電的整流電流降到零電平之前關(guān)閉MOS-FET。
作為用于這種系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)，可利用變流器等對(duì)流過(guò)次級(jí)線圈N2的電流(整流電流)進(jìn)行檢測(cè)。通過(guò)變流器檢測(cè)的電流作為電壓(檢測(cè)電壓)輸出，并且通過(guò)比較器對(duì)該檢測(cè)電壓與預(yù)定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。
在這里，如果整流電流開(kāi)始流動(dòng)，并給平滑電容器Co充電，則隨后通過(guò)變流器對(duì)整流電流進(jìn)行檢測(cè)，并且將相應(yīng)于該整流電流電平的檢測(cè)電壓輸入給比較器。比較器降檢測(cè)電壓與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，例如，如果檢測(cè)電壓超過(guò)基準(zhǔn)電壓，則輸出H電平。該H電平輸出作為導(dǎo)通電壓加到作為整流元件的MOS-FET的柵極上，用來(lái)打開(kāi)MOS-FET。因此，整流電流沿從MOS-FET的源極到漏極的方向流動(dòng)。
隨后，如果整流電流的電平隨時(shí)間的流逝下降，直到變流器輸出的檢測(cè)電壓低于基準(zhǔn)電壓，則比較器反向輸出。經(jīng)過(guò)反向的輸出通過(guò)緩沖器輸出，使得作為整流元件的MOS-FET的柵極電容放電，從而關(guān)閉MOS-FET。
通過(guò)如上面描述的操作，整流元件MOS-FET在整流電流減小到零電平之前關(guān)閉。因此，消除了反向電流在不連續(xù)期間內(nèi)流過(guò)MOS-FET的這種情況，在該不連續(xù)期間內(nèi)，整流電流不會(huì)像在與線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的同步整流電路中那樣流動(dòng)，同時(shí)不會(huì)產(chǎn)生無(wú)功功率。因而，功率轉(zhuǎn)換效率同樣得到提高。
然而，上面描述的整流電流檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路需要至少一個(gè)變流器和一個(gè)用于通過(guò)變流器的輸出驅(qū)動(dòng)MOS-FET的相對(duì)復(fù)雜的驅(qū)動(dòng)電路。這將產(chǎn)生電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜化的缺點(diǎn)，這會(huì)導(dǎo)致生產(chǎn)效率降低、成本增加、電路板尺寸的擴(kuò)大等等問(wèn)題。
特別地，在使用電流諧振型開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)作為基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)的情況下，例如，用作在圖25和圖26中所示的電源電路的基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)，同步整流電路也需要形成為全波整流電路。因此，相應(yīng)于兩個(gè)半波周期，分別需要兩組如上所述的變壓器和驅(qū)動(dòng)電路系統(tǒng)，這樣如上所述的問(wèn)題將變得更加嚴(yán)重。
在假設(shè)次級(jí)側(cè)整流操作包括不連續(xù)模式而采用同步整流電路的情況下，線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)和整流電流檢測(cè)系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)無(wú)法通過(guò)彼此折衷而避免。具體來(lái)說(shuō)，盡管線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)在功率轉(zhuǎn)換效率方面是不利的，但是其電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單。相反，盡管整流電流檢測(cè)系統(tǒng)由于不會(huì)產(chǎn)生無(wú)功功率而在功率轉(zhuǎn)換效率方面具有優(yōu)勢(shì)，但是電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜。換句話說(shuō)，例如，就次級(jí)側(cè)整流操作涉及不連續(xù)模式的情況而言，如果考慮到功率轉(zhuǎn)換效率而試圖采用同步整流電路，則必須采用整流電流檢測(cè)系統(tǒng)。因此，無(wú)法避免電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜的問(wèn)題。
然而，在本實(shí)施例中，以上述方式設(shè)計(jì)絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT，使得不管負(fù)載、交流輸入電壓等如何變化，都可以實(shí)現(xiàn)次級(jí)側(cè)全波整流操作的連續(xù)模式。
當(dāng)設(shè)置在圖1所示的電源電路中的同步整流電路采用如上所述的線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)時(shí)，由于如上所述總能獲得連續(xù)模式，所以不會(huì)在電流不連續(xù)期間內(nèi)產(chǎn)生無(wú)功功率。換句話說(shuō)，根據(jù)本實(shí)施例，當(dāng)設(shè)置線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路來(lái)實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的電路結(jié)構(gòu)，以抑制電路規(guī)模的擴(kuò)大和避免成本的增加時(shí)，由在電流不連續(xù)期間的無(wú)功功率引起的功率轉(zhuǎn)換效率降低的問(wèn)題得到了有效的解決。
總之，根據(jù)本實(shí)施例的電源電路，通過(guò)使次級(jí)側(cè)全波整流操作成為連續(xù)模式的操作，有效地解決了在設(shè)置與功率再生系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的功率因數(shù)校正電路的情況下的波動(dòng)增加的問(wèn)題。因此，與扼流輸入系統(tǒng)進(jìn)行比較，可以認(rèn)為實(shí)現(xiàn)了高的功率轉(zhuǎn)換效率。
此外，注意到這樣的事實(shí)，即由于使次級(jí)側(cè)全波整流操作成為連續(xù)模式操作，因而在電流不連續(xù)期間的無(wú)功功率不會(huì)再在次級(jí)側(cè)整流電路中產(chǎn)生，于是在次級(jí)側(cè)設(shè)置與線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的同步整流電路。因此，通過(guò)附加很少的部件就可以有效地減少在次級(jí)側(cè)整流電路中的功率損耗，并且進(jìn)一步提高整個(gè)電源電路的功率轉(zhuǎn)換效率。
應(yīng)該注意的是，在本實(shí)施例中，當(dāng)在次級(jí)側(cè)的整流電流通路中接入電感器Ld時(shí)，如果適當(dāng)?shù)卦O(shè)置了電感器Ld的電感值，則可以實(shí)現(xiàn)通過(guò)電感器Ld的阻抗分量消除整流電流中產(chǎn)生的反向電流成分的操作。換句話說(shuō)，通過(guò)電感器Ld的接入，進(jìn)一步加強(qiáng)了反向電流的消除。
作為參考，圖5中示出了交直流的功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC、功率因數(shù)PF、和整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)相對(duì)于負(fù)載變化的變化特性曲線，這些變化特性曲線是利用圖1所示的電源電路實(shí)際進(jìn)行實(shí)驗(yàn)得出的結(jié)果。應(yīng)該注意的是，在圖5中，圖1中所示的、具有包括功率因數(shù)校正器的電路結(jié)構(gòu)(帶PFC功率因數(shù)校正器)的電源電路，和另一個(gè)具有與圖1中所示的電路結(jié)構(gòu)等價(jià)、只是將功率因數(shù)校正電路移去的電路結(jié)構(gòu)的電源電路的特性曲線允許在這兩個(gè)特性曲線之間進(jìn)行比較。帶PFC的電源電路的特性曲線用實(shí)線表示，而不帶PFC的電源電路的特性曲線用虛線表示。
為了獲得圖5中示出的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，將交流輸入電壓VAC設(shè)為230V，將負(fù)載功率Po調(diào)節(jié)在從150W(Eo＝5V×30A)到0W的范圍內(nèi)改變。此外，選擇性使用具有下面參數(shù)的部件作為在圖1中所示的帶PFC的電源電路的元件●絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PITEER-40鐵氧體磁芯、間隙G＝1.4mm，初級(jí)線圈N1＝60T，次級(jí)線圈N2A和N2B＝2T，耦合系數(shù)k＝0.75●初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1＝0.027μF●功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20＝0.082μF●高頻電感器L10＝120μH●開(kāi)關(guān)二極管D1＝3A/600V●濾波電容器CN＝1μF/200V
另一方面，對(duì)于不帶PFC的電源電路，常數(shù)選擇如下●初級(jí)線圈N1＝70T●初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1＝0.015μF對(duì)于帶PFC的電源電路的特性曲線，首先能夠表明，當(dāng)與不帶PFC的電源電路的功率因數(shù)相比較時(shí)，該電路的功率因數(shù)顯示出非常高的值。考慮到負(fù)載的變化，當(dāng)負(fù)載變重時(shí)，帶PFC的電源電路的特性曲線中，功率因數(shù)PF值增加。當(dāng)負(fù)載功率為最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，功率因數(shù)PF校正至PF＝0.84。應(yīng)該注意的是，不帶PFC的電源電路顯示功率因數(shù)為PF＝0.42。
此外，對(duì)于帶PFC的電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC，在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，獲得ηAC→DC＝90.7％。另一方面，用不帶PFC的電源電路測(cè)量出的交直流功率轉(zhuǎn)換效率為ηAC→DC＝90.6％。此外，參照?qǐng)D5可以看出，本實(shí)施例的電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC與不帶PFC的電源電路的轉(zhuǎn)換效率相比，沒(méi)有顯示出任何的下降，而是保持基本相同的特性曲線。
此外，關(guān)于整流平滑電壓Ei，不帶PFC的電源電路顯示的特性曲線中，隨著負(fù)載的增加，整流平滑電壓Ei顯示稍微下降的趨勢(shì)。同時(shí)，帶PFC的電源電路顯示另一個(gè)特性曲線，隨著負(fù)載的增加，整流平滑電壓Ei顯示增加的趨勢(shì)。然而，對(duì)應(yīng)于負(fù)載的變化，變化幅度基本相等。將這個(gè)結(jié)果與圖25和圖26中的、包括與本實(shí)施例近似的全波整流電路(Di、Ci)的電源電路的結(jié)果相比較，整流平滑電壓Ei相應(yīng)于負(fù)載變化的的變化幅度顯示顯著的下降。這也起因于這樣的事實(shí)，即相應(yīng)于負(fù)載的變化，通過(guò)功率因數(shù)校正電路11再生的能量是可變的。此外，將上面描述的結(jié)果與圖31中示出的將扼流輸入接入到全波整流電路(Di、Ci)的整流電流通路中的結(jié)構(gòu)的整流平滑電壓Ei的變化特性曲線相比較，可以看到變化幅度明顯減少。
應(yīng)該注意的是，在帶PFC的電源電路中，對(duì)于整流平滑電壓Ei的波動(dòng)電壓電平(ΔEi)，在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，測(cè)得ΔEi＝1.5V。此外，對(duì)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的波動(dòng)電壓電平(ΔEo)，同樣在最大負(fù)載功率為Po＝150Wh時(shí)，測(cè)得ΔEo＝40mV。相比之下，在不帶PFC的電源電路中，對(duì)于整流平滑電壓Ei的波動(dòng)電壓電平(ΔEi)，在最大負(fù)載功率為Po＝150Wh時(shí)，測(cè)得ΔEi＝6V。此外，對(duì)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的波動(dòng)電壓電平(ΔEo)，測(cè)得ΔEo＝20mV。通過(guò)比較帶PFC的電源電路和不帶PFC的電源電路的波動(dòng)電壓電平ΔEo，可以認(rèn)為，對(duì)本實(shí)施例中的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的波動(dòng)的增加量被抑制到不包括如上所述的功率因數(shù)校正電路的電源電路的大約兩倍。
圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的第二實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)。
參照?qǐng)D6，所示的電源電路包括用磁耦合型功率因數(shù)校正電路12，以替換靜電耦合型，作為功率再生系統(tǒng)的功率因數(shù)校正電路。
同樣，磁性耦合型的功率因數(shù)校正電路12接入在用于從交流輸入電壓VAC產(chǎn)生整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的橋式整流電路Di和平滑電容器Ci之間。功率因數(shù)校正電路12包括濾波電容器CN、高頻電感器L10、和高速恢復(fù)型的開(kāi)關(guān)二極管D1。將剛剛描述的結(jié)構(gòu)與在上文中參照?qǐng)D1描述的功率因數(shù)校正電路的結(jié)構(gòu)相比較，省掉了功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20，并且部件的數(shù)目也同樣的減少了。
在功率因數(shù)校正電路12中，開(kāi)關(guān)二極管D1的陽(yáng)極與橋式整流電路Di的正極輸出端子相連接，并且，開(kāi)關(guān)二極管D1的陰極通過(guò)高頻電容器L10的串聯(lián)連接與平滑電容器Ci的正極端子相連。因此，在這個(gè)例子中，開(kāi)關(guān)二極管D1(陽(yáng)極至陰極)和高頻電感器L10的串聯(lián)電路接入在橋式整流電路Di的正極輸出端子和平滑電容器Ci的正極輸出端子之間。濾波電容器CN與開(kāi)關(guān)二極管D1和高頻電感器L10的串連電路并聯(lián)連接。在這個(gè)例子中，濾波電容器CN同樣被用來(lái)消除普通類型的噪聲。
此外，在這個(gè)例子中，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)與開(kāi)關(guān)二極管D1的陰極和高頻電感器L10的節(jié)點(diǎn)相連。因此，通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路獲得的開(kāi)關(guān)輸出(初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流)作為功率再生，并且通過(guò)磁耦合(即，高頻電感器L10)反饋給平滑電容器Ci。
圖6的電源電路的功率因數(shù)校正操作的波形如圖7所示。并且在圖7，中交流輸入電壓VAC、交流輸入電流IAC、整流輸出電流I1、和整流輸出電壓V1以與圖3相似的方式示出。在圖6所示的電路的情況下，整流輸出電流I1為試圖從橋式整流電路Di的正極輸出端子流向開(kāi)關(guān)二極管D1的陽(yáng)極的電流。同時(shí)，電壓V1為開(kāi)關(guān)二極管D1、高頻電感器L10和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的節(jié)點(diǎn)與初級(jí)側(cè)地線之間的電壓。交流輸入電壓VAC具有頻率為50Hz的峰值電壓325V(Vp)(交流200V系統(tǒng))，該電壓與在圖3中的情況具有相同的條件。
在功率因數(shù)校正電路12中，同樣如上文所述一樣，從初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路進(jìn)行功率再生。因此，電壓V1具有這樣的波形，如圖7所示，其中，在疊加了交流周期的波動(dòng)分量的整流平滑電壓Ei上疊加有開(kāi)關(guān)周期的交流電壓分量(V1A)。然而，根據(jù)在圖6中所示的功率因數(shù)校正電路12的結(jié)構(gòu)，在接近峰的位置的M形包絡(luò)線沒(méi)有出現(xiàn)在整流輸出電流I1上，而是出現(xiàn)在了整流輸出電壓V1上。
應(yīng)該注意的是，根據(jù)在圖7中示出的電壓V1，當(dāng)波動(dòng)最大時(shí)，圖6中所示的電源電路中的整流平滑電壓Ei顯示峰值為325V。此外，在沒(méi)有出現(xiàn)基本上為M形的波峰的期間內(nèi)，包括疊加了交流電壓分量的整流輸出電壓的電壓V1的包絡(luò)線電平為固定的400V，并且M形波形部分的峰值為500V。
而且，在這個(gè)例子中，當(dāng)向高速恢復(fù)型開(kāi)關(guān)二極管D1施加電壓V1的交流電壓成分時(shí)，它執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作，例如，當(dāng)電壓V1高于交流輸入電壓VAC的正/負(fù)峰值的大約二分之一時(shí)，它運(yùn)行開(kāi)關(guān)操作以連通或斷開(kāi)整流電流。
在這種情況下，由于整流電流的連通或斷開(kāi)，在這個(gè)例子中，整流輸出電流I1也顯示出如圖7中所示的交流波形。應(yīng)該注意的是，在這個(gè)例子中，整流輸出電流I1不會(huì)出現(xiàn)基本上為M形的包絡(luò)線，但是整流輸出電流I1具有基本上為半波的正弦波形。應(yīng)該注意的是，在這個(gè)例子中，與交流輸入電壓VAC顯示峰值的時(shí)間點(diǎn)相對(duì)應(yīng)的整流輸出電流I1的值為4A。
在以上面描述的波形流動(dòng)的整流輸出電流I1的導(dǎo)通期間內(nèi)，整流輸出電流I1還在橋式整流電路Di輸出的整流輸出電壓值低于平滑電容器Ci上的電壓值的期間內(nèi)流動(dòng)，并且在與整流輸出電流I1的導(dǎo)通期間基本一致的交流輸入電流IAC的導(dǎo)通期間內(nèi)流動(dòng)。換句話說(shuō)，同樣在這個(gè)例子中，與在沒(méi)有提供功率因數(shù)校正電路的情況下相比，交流輸入電流IAC的導(dǎo)通角擴(kuò)大。因此，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)的校正。應(yīng)該注意的是，這個(gè)例子中的交流輸入電流IAC的峰值為2A。
此外，在具有上述電路結(jié)構(gòu)的第二實(shí)施例的電源電路中，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的結(jié)構(gòu)與上文描述的第一實(shí)施例中的變壓器相似。因此，例如，耦合系數(shù)k降低至k約等于0.75。因此，不管負(fù)載、交流輸入電壓等如何變化，總是實(shí)現(xiàn)作為次級(jí)側(cè)整流操作的連續(xù)模式。
因此，將要疊加到次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo上的波動(dòng)電壓的增加以與上述第一實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路中類似的方式得到抑制，并且當(dāng)功率再生系統(tǒng)采用磁耦合型結(jié)構(gòu)時(shí)，可以很容易地將其投入實(shí)際使用。此外，與扼流輸入系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率相比，可以類似地獲得高的轉(zhuǎn)換效率。
此外，還是在圖6中所示的電源電路中，由于在假定總能實(shí)現(xiàn)次級(jí)側(cè)整流操作的連續(xù)模式的條件下，次級(jí)側(cè)全波整流電路被形成為與線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的同步整流電路，因此可以通過(guò)最小的電路結(jié)構(gòu)有效地實(shí)現(xiàn)次級(jí)側(cè)功率損耗的降低。
圖8示出了交直流的功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC、功率因數(shù)PF、和整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)相對(duì)于負(fù)載變化的變化特性曲線，這些變化特性曲線是利用圖6所示的電源電路實(shí)際進(jìn)行實(shí)驗(yàn)得出的結(jié)果。
應(yīng)該注意的是，在圖8中，示出了圖6中所示的、具有包括功率因數(shù)校正器12的電路結(jié)構(gòu)(帶PFC功率因數(shù)校正器)的電源電路，和另一個(gè)具有與圖6中所示的電路結(jié)構(gòu)等價(jià)、只是將功率因數(shù)校正電路移去的電路結(jié)構(gòu)的電源電路的特性曲線。帶PFC的電源電路的特性曲線用實(shí)線表示，而不帶PFC的電源電路的特性曲線用虛線表示。應(yīng)該注意的是，基于圖6中的結(jié)構(gòu)但不包括PFC的電源電路與基于圖1中的電路結(jié)構(gòu)但不包括PFC的電源電路具有相同的結(jié)構(gòu)。
同樣，為了獲得圖8中示出的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，交流輸入電壓VAC設(shè)為230V，將負(fù)載功率Po調(diào)節(jié)在從150W(Eo＝5V×30A)到0W的范圍內(nèi)改變。此外，選擇性使用具有下面參數(shù)的部件作為在圖6中所示的帶PFC的電源電路的元件●絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PITEER-40鐵氧體磁芯、間隙G＝1.4mm，初級(jí)線圈N1＝60T，次級(jí)線圈N2A和N2B＝2T，耦合系數(shù)k＝0.75●初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1＝0.018μF/800V●高頻電感器L10＝120μH●開(kāi)關(guān)二極管D1＝3A/600V●濾波電容器CN＝1μF/200V同樣在這個(gè)例子中，對(duì)于帶PFC的電源電路的特性曲線，當(dāng)與不帶PFC的電源電路的功率因數(shù)相比較時(shí)，該電路的功率因數(shù)PF相對(duì)于負(fù)載變化具有這樣的趨勢(shì)，即隨著負(fù)載變重，其值增加，并顯示相當(dāng)高的數(shù)值。當(dāng)負(fù)載功率為最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，功率因數(shù)PF的值為PF＝0.84。
此外，對(duì)于帶PFC的電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC，在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，獲得ηAC→DC＝90.5％。因此，該特性曲線與第一實(shí)施例中的特性曲線基本相似。此外，可以知道，在本例中，交直流功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC的特性曲線與不帶PFC的電源電路也基本相同。
雖然相應(yīng)于負(fù)載的改變，整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的電平通常高于不帶PFC的電源電路的電平，但是，在負(fù)載功率Po超過(guò)25W之后，可以獲得電平的改變相應(yīng)于負(fù)載變化的特性曲線，其中電平的改變基本恒定。具體而言，在這個(gè)范圍內(nèi)，可以認(rèn)為，相應(yīng)于本發(fā)明的電源電路內(nèi)的負(fù)載的變化，直流輸入電壓的改變減少了。
在圖6中示出的帶PFC的電源電路中，應(yīng)該注意的是，對(duì)于整流平滑電壓Ei的波動(dòng)電壓電平(ΔEi)，在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，測(cè)得ΔEi＝14V。此外，對(duì)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的波動(dòng)電壓電平(ΔEo)，測(cè)得ΔEo＝40mV。因此，獲得了類似的結(jié)果。
圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的第三實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的例子。
參照?qǐng)D9，所示的電源電路使用在上文中參照?qǐng)D6描述的第二實(shí)施例的電源電路的結(jié)構(gòu)作為其基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)，并且包括功率因數(shù)校正電路13，用來(lái)取代圖6中所示的功率因數(shù)校正電路12。功率因數(shù)校正電路13是對(duì)功率因數(shù)校正電路12的修改，但與其不同的地方在于開(kāi)關(guān)二極管D1和高頻電感器L10的串聯(lián)電路的連接形式不同。
具體而言，功率因數(shù)校正電路13也包括濾波電容器CN、高頻電感器L10、和高速恢復(fù)型開(kāi)關(guān)二極管D1。
高頻電感器L10的一端與橋式整流電路Di的正極輸出端子相連，另一端與開(kāi)關(guān)二極管D1的陽(yáng)極相連。開(kāi)關(guān)二極管D1的陰極與平滑電容器Ci的正極端子相連。用于消除普通模式噪聲的濾波電容器CN與高頻電感器L10和開(kāi)關(guān)二極管D1的串聯(lián)電路并聯(lián)連接。
初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(C1、L1)與高頻電感器L10和開(kāi)關(guān)二極管D1的節(jié)點(diǎn)相連。
具有剛剛描述的結(jié)構(gòu)的電源電路執(zhí)行功率再生操作，將作為由初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路獲得的開(kāi)關(guān)輸出的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流通過(guò)開(kāi)關(guān)二極管反饋給平滑電容器Ci。這樣的功率再生操作在下文中稱為二極管耦合型操作。
在功率因數(shù)校正電路13形成為如上所述的二極管耦合型的情況下，開(kāi)關(guān)二極管D1使用再生功率對(duì)整流電流進(jìn)行開(kāi)關(guān)切換，從而連通或斷開(kāi)整流電流。結(jié)果，交流輸入電流IAC的導(dǎo)通角擴(kuò)大，并以與靜電耦合型和磁耦合型的功率因數(shù)校正電路11和12相類似的方式實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)的校正。
同樣，在第三實(shí)施例中，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT等的結(jié)構(gòu)與在第一和第二實(shí)施例中使用的類似，這樣，不管負(fù)載等如何變化，都能保持次級(jí)側(cè)全波整流電路的操作為連續(xù)模式，并且實(shí)現(xiàn)與第一和第二實(shí)施例相似的操作和效果。由于次級(jí)側(cè)整流電路形成為與線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的同步整流電路所引起的功率損耗同樣得到了降低。
圖10示出根據(jù)本發(fā)明的第四實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的例子。
參照?qǐng)D10，與上文中描述的實(shí)施例的電源電路類似，所示的電源電路使用帶有包括與半橋耦合系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的他激發(fā)電流諧振型轉(zhuǎn)換器的分壓諧振電路結(jié)合的結(jié)構(gòu)，作為其初級(jí)側(cè)的基本結(jié)構(gòu)。此外，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT具有與先前的實(shí)施例相似的結(jié)構(gòu)，因此得到耦合系數(shù)k約等于0.75。因此，不管負(fù)載、交流輸入電壓等如何變化，總能獲得作為次級(jí)側(cè)整流操作的連續(xù)模式。此外，類似與前述實(shí)施例，次級(jí)側(cè)整流電路也形成為與線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的同步整流電路。
第四實(shí)施例的電源電路還包括功率因數(shù)校正電路14。該功率因數(shù)校正電路14包括倍壓整流電路和與靜電耦合型相對(duì)應(yīng)的功率再生系統(tǒng)的功率因數(shù)校正電路結(jié)構(gòu)的組合，其中，倍壓整流電路用作從交流輸入電壓VAC生成整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的整流平滑電路系統(tǒng)。
在圖10中所示的電源電路包括由濾波電容器CL和普通類型扼流線圈CMC組成的、用于商用交流電源AC的線路的噪聲濾波器。
此外，用于從交流輸入電壓VAC生成整流平滑電壓Ei的倍壓整流電路包括兩個(gè)整流二極管D1與D2，還包括兩個(gè)平滑電容器Ci1和Ci2組成的串聯(lián)電路。平滑電容器Ci1和Ci2具有彼此相等的電容值。
整流二極管D1的陽(yáng)極通過(guò)將在下文中描述的功率因數(shù)校正電路14中的高頻電感器L10的串聯(lián)連接與商用交流電源AC的正極線路側(cè)相連。整流二極管D1的陰極與平滑電容器Ci1的正極端子相連。
整流二極管D2的陰極通過(guò)高頻電感器L10的串聯(lián)連接與商用交流電源AC的正極線路側(cè)相連，同時(shí)整流二極管D2的正極與初級(jí)側(cè)地線相連。
平滑電容器Ci1的負(fù)極端子與平滑電容器Ci2的正極端子相連，同時(shí)平滑電容器Ci2的負(fù)極端子與初級(jí)側(cè)地線相連。此外，平滑電容器Ci1和Ci2的節(jié)點(diǎn)與商用交流電源AC的負(fù)極線路側(cè)相連。
在具有上面所述結(jié)構(gòu)的電源電路中，在交流輸入電壓VAC具有正極性的半周期內(nèi)，基于前進(jìn)方向的交流輸入電流IAC的整流電流流過(guò)整流電流通路，該整流電流通路為商用交流電源AC線→普通型扼流線圈CMC的正極線路側(cè)的線圈→高頻電感器L10→整流二極管D1→平滑電容器Ci1→普通型扼流線圈CMC的線圈→商用交流電源AC線(負(fù)極)。簡(jiǎn)而言之，實(shí)現(xiàn)了用整流二極管D1的整流輸出向平滑電容器Ci1充電的操作。
在交流輸入電壓VAC具有負(fù)極性的另外半周期內(nèi)，基于負(fù)方向交流輸入電流IAC的整流電流流過(guò)另一個(gè)整流電流通路，該整流電流通路為商用交流電源AC線(負(fù)極)→普通型扼流線圈CMC的負(fù)極線路側(cè)的線圈→平滑電容器Ci2→整流二極管D2→高頻電感器L10→普通型扼流線圈CMC的正極線路側(cè)的線圈→商用交流電源AC線(正極)。因此，可以實(shí)現(xiàn)用整流二極管D2的整流輸出向平滑電容器Ci2充電的操作。
因此，在交流輸入電壓VAC的一個(gè)周期內(nèi)，在平滑電容器Ci1和Ci2上可獲得基本等于交流輸入電壓VAC的兩倍的整流平滑電壓Ei。換句話說(shuō)，可實(shí)現(xiàn)產(chǎn)生與交流輸入電壓VAC的電平的兩倍相對(duì)應(yīng)的整流平滑電壓(直流輸入電壓Ei)的倍壓整流平滑操作。
應(yīng)該注意的是，在本實(shí)施例的功率因數(shù)校正電路14的操作中，整流二極管D1和D2作為功率因數(shù)校正開(kāi)關(guān)元件運(yùn)行，并且在開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)周期內(nèi)運(yùn)行開(kāi)關(guān)操作，來(lái)連通和斷開(kāi)上述的整流電流。為此目的，選擇性使用高速恢復(fù)型二極管元件作為整流二極管D1和D2。
在本實(shí)施例中，功率因數(shù)校正電路14形成為與靜電耦合型功率再生系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的功率因數(shù)校正電路，其中，倍壓整流電路的整流二極管D1和D2也作為功率因數(shù)校正開(kāi)關(guān)元件使用?？梢哉J(rèn)為，功率因數(shù)校正電路14被接入到整流平滑電路(倍壓整流電路)的整流電路通路中，用來(lái)從交流輸入電壓VAC獲得直流輸入電壓Ei。
在功率因數(shù)校正電路14中，高頻電感器L10的一端與上文中描述的整流二極管D1與整流二極管D2的節(jié)點(diǎn)相連。高頻電感器L10的另一端與商用交流電源AC的正極線路側(cè)相連。
因此，整流二極管D1與高頻電感器L10串聯(lián)連接在倍壓整流電路的整流電流通路中，該整流電路通路相應(yīng)于交流輸入電壓VAC具有正極性的半波周期而形成。同時(shí)，整流二極管D2與高頻電感器L10串聯(lián)連接在倍壓整流電路的另一條整流通路中，這個(gè)整流電流通路是相應(yīng)于交流輸入電壓VAC具有負(fù)極性的半波周期而形成的。因此，整流二極管D1和D2與商用交流電源AC相互并聯(lián)連接。
此外，在功率因數(shù)校正電路14中，濾波電容器CN接入在商用交流電源AC的線路中。具體而言，濾波電容器CN連接在高頻電感器L10與位于商用交流電源AC的正極線路側(cè)的普通型扼流線圈CMC的節(jié)點(diǎn)和平滑電容器Ci1與Ci2的節(jié)點(diǎn)之間。根據(jù)剛剛描述的連接方式，在認(rèn)為平滑電容器Ci1具有可以在高頻條件下忽略的電容值的情況下，可以認(rèn)為，濾波電容器CN形成為與由整流二極管D1和高頻電感器L10組成的串聯(lián)電路，以及與由整流二極管D2和高頻電感器L10組成的另一串聯(lián)電路并聯(lián)。用這種方式設(shè)置的濾波電容器CN消除了在交流輸入電壓VAC具有正極性和負(fù)極性的期間內(nèi)形成的整流電流通路中產(chǎn)生的普通類型的噪聲。
此外，在功率因數(shù)校正電路14中，如圖10所示，功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20A和另一個(gè)功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20B分別與整流二極管D1和整流二極管D2并聯(lián)連接。在這個(gè)例子中，功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20A和C20B中的每一個(gè)都與高頻電感器L10具有串聯(lián)關(guān)系，并且功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20A與C20B的電容和高頻電感器L10在功率因數(shù)校正電路14(在倍壓整流電路的整流電路通路中)中形成了串聯(lián)諧振電路。
此外，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級(jí)線圈N1的一端通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電感器C1的串聯(lián)連接與整流二極管D1的陽(yáng)極、整流二極管D2的陰極、和高頻電感器L10的節(jié)點(diǎn)相連。換句話說(shuō)，將初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)連接起來(lái)。
根據(jù)上述的功率因數(shù)校正電路14的這種結(jié)構(gòu)，分別通過(guò)整流二極管D1與功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20A的并聯(lián)電路和整流二極管D1與功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20B的并聯(lián)電路，而將在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路中獲得的開(kāi)關(guān)輸出(初級(jí)側(cè)串連諧振電流)反饋給平滑電容器Ci(Ci1和Ci2)的操作，使得該開(kāi)關(guān)輸出被再生為功率。在這個(gè)例子中，由于功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20的電容(靜電容量)被接入在平滑電容器Ci和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路之間，所以可以認(rèn)為功率再生通過(guò)靜電耦合而進(jìn)行。
圖11的波形圖示出了具有上述結(jié)構(gòu)的功率因數(shù)校正電路14在一個(gè)交流周期內(nèi)的操作。
在這里，假設(shè)如圖10所示，輸入頻率為50Hz的交流輸入電壓VAC，功率再生從初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路向如上所述的功率因數(shù)校正電路14側(cè)進(jìn)行。應(yīng)該注意的是，例如，在這個(gè)例子中，輸入的交流100V系統(tǒng)的交流輸入電壓VAC＝100V。
相應(yīng)于功率的再生，在整流二極管D2上獲得整流輸出電壓V2，它具有這樣的波形，其中，初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)周期的交流電壓分量疊加在圖11所示的交流周期的交流輸入電壓分量上。如圖11所示，本例中所獲得的整流輸出電壓V2的峰值電平為300V。
盡管沒(méi)有示出，但是整流二極管D1的整流輸出電壓同樣具有與整流輸出電壓V2相比具有180°相位偏移的波形。換句話說(shuō)，每一個(gè)高速恢復(fù)型整流二極管D1和D2響應(yīng)于包括疊加了上述交流電壓分量的交流輸入電壓分量的電壓進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作。
在這個(gè)例子中，當(dāng)向整流二極管D1和D2中的每一個(gè)施加包括上述疊加交流電壓分量的電壓時(shí)，它們執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作，當(dāng)該電壓高于交流輸入電壓VAC的正/負(fù)峰值的大約二分之一時(shí)，它們執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作，以接通或斷開(kāi)整流電流。
響應(yīng)于用來(lái)連通或斷開(kāi)整流電流的整流二極管D1和D2的這種開(kāi)關(guān)切換，整流輸出電流I1流動(dòng)。如圖11所示，獲得的整流輸出電流I1具有這樣的交流波形，該交流波形在峰的附近基本上為W形。在這個(gè)例子中，相應(yīng)于交流輸入電壓VAC顯示峰的時(shí)間點(diǎn)，整流輸出電流I1的電平為5A。
以上述波形流動(dòng)的整流輸出電流I1的導(dǎo)通時(shí)間比僅僅施加交流輸入電壓分量的整流二極管D1和D2的導(dǎo)通時(shí)間長(zhǎng)。具體而言，由于當(dāng)施加的電壓高于交流輸入電壓VAC的正或負(fù)峰值的大約二分之一時(shí)，整流二極管D1和D2響應(yīng)于交流電壓分量執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作，所以，整流二極管D1和D2在整流輸出電壓的電平起初低于平滑電容器Ci1和Ci2上的電壓的階段內(nèi)也顯示導(dǎo)通狀態(tài)，因而實(shí)現(xiàn)了整流輸出電流I1的導(dǎo)通角的擴(kuò)大。
并且，圖11示出的交流輸入電流IAC的導(dǎo)通期間與整流輸出電流I1的導(dǎo)通期間基本一致。因此，與未設(shè)置功率因數(shù)校正器相比，擴(kuò)大了交流輸入電流IAC的導(dǎo)通角。因此，交流輸入電流IAC的波形與交流輸入電壓VAC的波形進(jìn)一步接近，并且實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)的校正。應(yīng)該注意的是，在這個(gè)例子中，交流輸入電流IAC的峰值為5A。
就負(fù)載功率而言，上述第一至第三實(shí)施例的電源電路用于從最大負(fù)載功率Po＝150W(Eo＝5V×30A)到最小負(fù)載功率Pomin＝0W的條件。剛剛所述的條件是一種低電壓/高電流的較重負(fù)載的條件。此外，商用交流輸入電壓是交流200V系統(tǒng)的電壓。
基于上述的負(fù)載條件和交流輸入電壓條件，第一至第三實(shí)施例的電源電路包括在用于從交流輸入電壓VAC產(chǎn)生整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的整流電路系統(tǒng)中的全波諧振電路(Di、Ci)，從而生成具有與交流輸入電壓電平相等的整流平滑電壓Ei。
然而，如果商用交流輸入電壓從交流200V系統(tǒng)的電壓變?yōu)榱硪粋€(gè)交流100V系統(tǒng)的電壓，同時(shí)保持如上所述的較重負(fù)載條件，則流過(guò)電源電路的電流電平依照商用交流輸入電壓的下降量而升高。因而，包括開(kāi)關(guān)元件的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換損耗等的電路中的功率損耗增加，造成總的功率轉(zhuǎn)換效率降低。
在第四實(shí)施例中，用于從交流輸入電壓VAC產(chǎn)生整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的整流電路系統(tǒng)形成為倍壓整流電路的原因?yàn)楫?dāng)負(fù)載條件與上面所述近似時(shí)，在使用交流100V系統(tǒng)的電壓作為輸入的情況下，希望消除功率轉(zhuǎn)換效率下降的問(wèn)題。
具體而言，通過(guò)倍壓整流電路產(chǎn)生的整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)具有兩倍于交流100V系統(tǒng)的交流輸入電壓VAC的電平。換句話說(shuō)，獲得的電平與由輸入交流200V系統(tǒng)的交流輸入電壓VAC的全波整流電路獲得的整流平滑電壓Ei相等。因此，流過(guò)電源電路的電流電平也基本上與通過(guò)第一至第三實(shí)施例的、包括用于交流200V系統(tǒng)的電壓的全波整流電路的電源電路所獲得的電流相等。例如，在最大負(fù)載功率為Pomax＝150Wh的情況下獲得的整流輸入電流I1的峰值，在第一實(shí)施例中為4A，在第四實(shí)施例中為5A，并且可以認(rèn)為獲得了基本相等的電流值。結(jié)果，消除了在上文中所述的功率轉(zhuǎn)換效率降低的問(wèn)題。
并且，在該第四實(shí)施例中，消除了在商用交流電源線中接入作為用于校正功率因數(shù)的裝置的功率扼流線圈的必要性，并且可以預(yù)見(jiàn)產(chǎn)生諸如功率轉(zhuǎn)換效率的校正、電源電路板尺寸和重量減小、和電路板電路設(shè)計(jì)自由度的校正等效果。
例如，使用圖27和圖28中所示的包括倍壓增流電路的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)作為基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)，并且將功率扼流線圈PCH接入，來(lái)替代功率因數(shù)校正電路22或23，此時(shí)功率扼流線圈PCH的重量大約為153g。
與此對(duì)照，例如，在本實(shí)施例中的功率因數(shù)校正電路14中，使用小尺寸鐵氧體磁芯EER-19作為高頻電感器L10，來(lái)形成一個(gè)閉合的磁通路。此外，濾波電容器CN和功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20A和C20B可以為具有200V耐壓性能的電容器。此外，高頻電感器L10和整流二極管D1和D2的總重量大約為20g。在這種情況下，同樣在圖10中所示的第四實(shí)施例的電源電路中，功率因數(shù)校正電路14的部件全都是小尺寸、輕重量的，功率因數(shù)校正電路14的全部重量遠(yuǎn)低于上述的功率扼流線圈PCH的重量。
作為參考，圖12中示出了交直流的功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC、功率因數(shù)PF、和整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)相對(duì)于負(fù)載改變的變化特性曲線，這些變化特性曲線是利用圖10所示的電源電路實(shí)際進(jìn)行實(shí)驗(yàn)得出的結(jié)果。
應(yīng)該注意的是，在圖12中示出了圖10所示的、具有包括功率因數(shù)校正器的電路結(jié)構(gòu)(帶PFC功率因數(shù)校正器)的電源電路，和另一個(gè)具有與圖10中所示的電路結(jié)構(gòu)等價(jià)、只是將功率因數(shù)校正電路移去、并且在次級(jí)側(cè)上包括取代了同步整流電路的由二極管元件形成的整流電路的電路結(jié)構(gòu)的電源電路的特性曲線。在這個(gè)例子中，在不包括PFC的電路中設(shè)置的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT不具有與在本實(shí)施例情況中一樣的疏耦合，并且具有被設(shè)置為諸如2.5V/T或更大的感生電壓。
在圖12中，帶PFC的電源電路的特性曲線用實(shí)線表示，而不帶PFC的電源電路的特性曲線用虛線表示。
此外，為了獲得圖12中示出的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，將交流輸入電壓VAC設(shè)為100V，將負(fù)載功率Po調(diào)節(jié)在最大負(fù)載功率Pomax＝150W(Eo＝5V×30A)和最小負(fù)載功率Pomin＝0W之間改變。此外，交流輸入電壓可以在100V系統(tǒng)的大約從85V到144V的范圍內(nèi)變化。
此外，選擇性使用具有下面參數(shù)的部件作為在圖10中所示的帶PFC的電源電路的元件●絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PITEER-40鐵氧體磁芯、間隙G＝1.4mm，初級(jí)線圈N1＝60T，次級(jí)線圈N2A和N2B＝2T，耦合系數(shù)k＝0.75●初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1＝0.022μF●高頻電感器L10＝56μH●開(kāi)關(guān)二極管D1＝3A/600V●濾波電容器CN＝1μF/200V另一方面，對(duì)于基于圖10中所示的不帶PFC的結(jié)構(gòu)的電源電路，常數(shù)選擇如下
●初級(jí)線圈N1＝65T●初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1＝0.018μF對(duì)于圖10中所示的帶PFC的電源電路的特性曲線，它首先表明，當(dāng)與不帶PFC的電源電路的功率因數(shù)相比較時(shí)，該電路的功率因數(shù)顯示出非常高的值?？紤]到負(fù)載的改變，當(dāng)負(fù)載變重時(shí)，帶PFC的電源電路的特性曲線中，功率因數(shù)PF值增加。當(dāng)負(fù)載功率為最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，功率因數(shù)PF校正至PF＝0.80。應(yīng)該注意的是，不帶PFC的電源電路顯示功率因數(shù)為PF＝0.54。
此外，對(duì)于如圖10所示的帶PFC的電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC，在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，獲得ηAC→DC＝91.2％。另一方面，用不帶PFC的電源電路測(cè)量出的交直流功率轉(zhuǎn)換效率為ηAC→DC＝90.1％。此外，參照?qǐng)D12可以看出，本實(shí)施例的電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC與不帶PFC的電源電路的轉(zhuǎn)換效率相比，轉(zhuǎn)換效率較高。
此外，關(guān)于整流平滑電壓Ei，在負(fù)載功率Po大約從Po＝150W到Po＝50W變化的情況下，不帶PFC的電源電路顯示的特性曲線與帶PFC的電源電路的特性曲線彼此基本相同。此外，將該整流平滑電壓Ei的變化特性曲線與將圖32所示的倍壓整流電路和扼流輸入系統(tǒng)結(jié)合采用的情況下整流平滑電壓Ei的變化特性曲線相比，可以認(rèn)為，帶PFC的電源電路的變化幅度明顯減少。根據(jù)實(shí)驗(yàn)，獲得下面的結(jié)果，由不帶PFC的電源電路產(chǎn)生的整流平滑電壓Ei的變化幅度(ΔEi)為ΔEi＝14V，同時(shí)，由帶PFC的電源電路產(chǎn)生的整流平滑電壓的變化幅度為ΔEi＝33V。
應(yīng)該注意的是，在圖10所示的帶PFC的電源電路中，對(duì)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的波動(dòng)電壓電平(ΔEo)，在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，測(cè)得ΔEo＝40mV。相比之下，對(duì)于不帶PFC的電源電路，對(duì)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的波動(dòng)電壓電平(ΔEo)，在最大負(fù)載功率為Po＝150Wh時(shí)，測(cè)得ΔEo＝20mV。通過(guò)比較帶PFC的電源電路和不帶PFC的電源電路的波動(dòng)電壓電平ΔEo，可以認(rèn)為，本實(shí)施例中的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的波動(dòng)的增加量被抑制到不包括如上所述的功率因數(shù)校正電路的電源電路的大約兩倍。
圖13示出根據(jù)本發(fā)明的第五實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的例子。
參照?qǐng)D13，該電源電路包括作為功率再生系統(tǒng)的功率因數(shù)校正電路的磁耦合型功率因數(shù)校正電路15，它代替了靜電耦合型的功率因數(shù)校正電路14。
此外，磁耦合型的功率因數(shù)校正電路15接入用于從交流輸入電壓VAC產(chǎn)生整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的整流平滑電路的的整流電流通路中。功率因數(shù)校正電路15包括濾波電容器CN、高頻電感器L10、和高速恢復(fù)型的整流二極管D1和另一個(gè)整流二極管D2。
簡(jiǎn)而言之，功率因數(shù)校正電路15具有將在圖1中所示的功率因數(shù)校正電路14的電路結(jié)構(gòu)中省去功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器C20A和C20B的電路結(jié)構(gòu)。在這一點(diǎn)上，在圖13中所示的功率因數(shù)校正電路15實(shí)現(xiàn)了部件數(shù)目的減少。
在圖14中示出了圖13中所示的包括如上所述的功率因數(shù)校正電路15的電源電路的功率因數(shù)校正操作。同樣在圖14中，還示出了交流輸入電壓VAC、交流輸入電流IAC、整流輸出電流I1、和電壓V。此外，在這個(gè)例子中，交流輸入電壓VAC為交流100V系統(tǒng)的VAC＝100V，并且頻率為50Hz。
此外，在圖13所示的功率因數(shù)校正電路15中，從初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路進(jìn)行功率再生。因此，在整流二極管D2上的電壓V2具有圖14中所示的疊加有開(kāi)關(guān)周期交流電壓分量的波形。根據(jù)在圖14中示出的電壓V2，在圖13中所示的電源電路的峰值電平為300V。
從獲得了剛剛描述的電壓V2的波形這樣的事實(shí)，可以認(rèn)為，在圖13的電路中，高速恢復(fù)型的整流二極管D2和整流二極管D1響應(yīng)于向它們施加的基于所反饋的初級(jí)側(cè)串連諧振電流的交流電壓分量而執(zhí)行開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換。此外，同樣在這個(gè)例子中，整流二極管D1和D2中的每一個(gè)都響應(yīng)于如上所述的交流電壓分量來(lái)執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作，例如，當(dāng)交流電壓分量高于交流輸入電壓VAC的正/負(fù)峰值的大約二分之一的時(shí)候，它們運(yùn)行開(kāi)關(guān)操作以連通或斷開(kāi)整流電流。
由于是用這樣的方式連通并斷開(kāi)整流電流，所以在這個(gè)例子中的整流輸出電流I1同樣具有在圖14中所示的交流波形。應(yīng)該注意的是，在這個(gè)例子中的整流輸出電流I1在正和負(fù)的峰值附近不具有基本上為W形狀的波形，而是基本上為正弦波形的半波。此外，在這個(gè)例子中，相應(yīng)于交流輸出電壓VAC顯示峰值的時(shí)間點(diǎn)的整流輸出電流I1的電平為5A。
同樣，由于與圖10中的電路情況類似，整流二極管D1和D2也在整流輸出電壓電平開(kāi)始低于平滑電容器Ci1和Ci2上的電壓電平的時(shí)間內(nèi)導(dǎo)通，因此以上述波形流動(dòng)的整流輸出電流I1的導(dǎo)通期間也得以擴(kuò)大，并且，交流輸入電流IAC的導(dǎo)通期間也擴(kuò)大而與整流輸出電流I1的導(dǎo)通期間基本一致。簡(jiǎn)而言之，同樣在這個(gè)例子中，交流輸入電流IAC的導(dǎo)通角與沒(méi)有設(shè)置功率因數(shù)校正電路的情況相比擴(kuò)大了，因此，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)的校正。應(yīng)該注意的是，在這個(gè)例子中的交流輸入電流IAC的峰值電平為5A。
同樣在具有如上所述電路結(jié)構(gòu)的第五實(shí)施例的電源電路中，由于絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT具有與先前的實(shí)施例類似的結(jié)構(gòu)，例如，耦合系數(shù)k具有一個(gè)諸如k約等于0.75的降低值，因此，不管負(fù)載、交流輸入電壓等如何變化，總是可以獲得次級(jí)側(cè)整流操作的連續(xù)模式。
結(jié)果，以與上文所述的實(shí)施例的電源電路類似的方式抑制了疊加在次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo上的波動(dòng)電壓的增加，并且在采用磁耦合型結(jié)構(gòu)用于功率再生系統(tǒng)的情況下，可以很容易地將其實(shí)現(xiàn)。此外，與扼流輸入系統(tǒng)的電源電路相比，同樣地實(shí)現(xiàn)了較高的功率轉(zhuǎn)換效率。
此外，在圖13中所示的電源電路中，假設(shè)總可以獲得連續(xù)模式作為次級(jí)側(cè)整流操作，則次級(jí)側(cè)全波整流電路形成為與線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的同步整流電路。因此，通過(guò)最小的電路結(jié)構(gòu)有效地實(shí)現(xiàn)了次級(jí)側(cè)功率損耗的減小。
圖15中示出了交直流的功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC、功率因數(shù)PF、和整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)相對(duì)于負(fù)載改變的變化特性曲線，這些變化特性曲線是利用圖13所示的第五實(shí)施例的電源電路實(shí)際進(jìn)行實(shí)驗(yàn)得出的結(jié)果。
應(yīng)該注意的是，在圖15中示出了圖13所示的、具有包括圖13中所示的功率因數(shù)校正電路11的電路結(jié)構(gòu)(帶PFC功率因數(shù)校正器)的電源電路，和另一個(gè)具有與圖13中所示的電路結(jié)構(gòu)等價(jià)、只是將功率因數(shù)校正電路移去、并且在次級(jí)側(cè)上包括取代了同步整流電路的由二極管元件形成的整流電路的電路結(jié)構(gòu)的電源電路的特性曲線。同樣在這個(gè)例子中，在不包括PFC的電路中設(shè)置的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT不具有與在以上實(shí)施例情況中一樣的疏耦合，并且具有被設(shè)置為諸如2.5V/T或更大的感生電壓。
在圖15中，帶PFC的電源電路的特性曲線用實(shí)線表示，而不帶PFC的電源電路的特性曲線用虛線表示。
在這里進(jìn)行描述來(lái)確認(rèn)，該電源電路基于圖13所示但不包括PFC的結(jié)構(gòu)，它與基于圖10的電路結(jié)構(gòu)的電源電路的結(jié)構(gòu)相同，但不包括PFC。
當(dāng)獲得在圖15中示出的實(shí)驗(yàn)結(jié)果的時(shí)候，交流輸入電壓VAC為100V，調(diào)節(jié)負(fù)載功率Po在150W(Eo＝5V×30A)和0W的范圍內(nèi)變化。此外，選擇性使用具有下面參數(shù)的部件作為在圖13中所示的帶PFC的電源電路的元件●絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PITEER-40鐵氧體磁芯、間隙G＝1.4mm，初級(jí)線圈N1＝65T，次級(jí)線圈N2A和N2B＝2T，耦合系數(shù)k＝0.75●高頻電感器L10＝120μH●整流二極管D1＝D2＝3A/600V●濾波電容器CN＝1μF/200V此外，在這個(gè)例子中，對(duì)于在圖13中所示的帶PFC的電源電路的功率因數(shù)PF的特性曲線，該特性曲線顯示出這樣的趨勢(shì)，即隨著負(fù)載的加重，其功率因數(shù)值增加，并且當(dāng)與不帶PFC的電源電路的功率因數(shù)相比，該功率因數(shù)值顯示出非常高的數(shù)值。于是，作為在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)的功率因數(shù)PF，獲得PF＝0.84。
此外，關(guān)于在圖13中所示的帶PFC的電源電路的交直流的功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC，在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，獲得ηAC→DC＝91.4％。這個(gè)特性與第四實(shí)施例基本相同。在這個(gè)例子中，可以從圖15中看出，保持了比不帶PFC的電源電路的效率更高的效率。
此外，關(guān)于整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)，帶PFC的電源電路通常顯示出比不帶PFC的電源電路更高的電壓電平。然而，關(guān)于相應(yīng)于負(fù)載改變的電平變化，其特征在于，在負(fù)載功率Po從150W到近似50W的范圍內(nèi)，該電平變化基本固定。簡(jiǎn)而言之，在第五實(shí)施例中，可以認(rèn)為直流輸入電壓的變化相應(yīng)于負(fù)載改變很小。
應(yīng)該注意的是，根據(jù)用于對(duì)圖13中所示的帶PFC的電源電路所進(jìn)行的實(shí)驗(yàn)，獲得這樣的結(jié)果，即相應(yīng)于負(fù)載功率在Po＝150到0W內(nèi)的變化，整流平滑電壓Ei的變化幅度(ΔEi)為ΔEi＝48V。同時(shí)，對(duì)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的波動(dòng)電壓電平(ΔEo)，獲得ΔEo＝40mV這樣相似的結(jié)果。
圖16示出了根據(jù)本發(fā)明的第六實(shí)施例的電源電路的結(jié)構(gòu)的例子。
參照?qǐng)D16，所示的電源電路的基本結(jié)構(gòu)中，初級(jí)側(cè)的結(jié)構(gòu)包括功率再生系統(tǒng)的功率因數(shù)校正電路16與類似于上文所述的第四和第五實(shí)施例中的倍壓整流電路的結(jié)合，還包括另一個(gè)分壓諧振電路與與半橋耦合系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的他激發(fā)電流諧振型轉(zhuǎn)換器的結(jié)合。此外，該功率因數(shù)校正電路16的功率再生系統(tǒng)為與在第五實(shí)施例中所用系統(tǒng)類似的磁耦合型。
此外，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT具有與先前實(shí)施例類似的結(jié)構(gòu)，這樣，其耦合系數(shù)k約等于0.75。因此，不管負(fù)載、交流輸入電壓等如何變化，總可以獲得連續(xù)模式作為次級(jí)側(cè)整流操作。此外，與先前的實(shí)施例一樣，次級(jí)側(cè)整流電路同樣形成為與線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的同步整流電路。
同樣，圖16中所示的功率因數(shù)校正電路16接入到用于從交流輸入電壓VAC產(chǎn)生整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的整流平滑電路的整流電流通路中。如圖16中所示，功率因數(shù)校正電路16包括高頻電感器L10、兩個(gè)作為功率因數(shù)校正開(kāi)關(guān)元件并組成倍壓整流電路的整流二極管D1和D2、和濾波電容器CN。
在這個(gè)例子中，高頻電感器L10的線圈的線圈起始端與商用交流電源AC的正極線路側(cè)和濾波電容器CN的節(jié)點(diǎn)相連。高頻電感器L10的末尾端通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1與初級(jí)線圈N1的尾部相連。
此外，本例中的高頻電感器L10在其預(yù)置的線圈位置設(shè)置有一個(gè)抽頭，從而將高頻電感器L10分成高頻線圈部分L10A(第一電感器、第一線圈部分)和另一個(gè)高頻線圈部分L10B(第二電感器、第二線圈部分)。高頻線圈部分L10A接入在商用交流電源AC的正極線路和抽頭之間。簡(jiǎn)而言之，高頻線圈部分L10A連接在商用交流電源AC的正極線路上。高頻線圈部分L10B接入在抽頭和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1之間，并與初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路相連。
高頻電感器L10的抽頭與組成倍壓整流電路系統(tǒng)的整流二極管(整流單元)D1的陽(yáng)極和整流二極管(整流單元)D2的陰極的節(jié)點(diǎn)相連。
因此，用來(lái)從交流輸入電壓VAC生成整流平滑電壓Ei的倍壓整流電路具有這樣的電路結(jié)構(gòu)，即在交流輸入電壓VAC顯示正極性的整流電流通路中，高頻線圈部分L10A與整流二極管D1串聯(lián)連接，而在交流輸入電壓VAC顯示負(fù)極性的另一個(gè)整流電路通路中，高頻線圈部分L10A與整流二極管D2串聯(lián)連接。
構(gòu)成初級(jí)側(cè)串連諧振電路的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1和初級(jí)線圈N1組成的串聯(lián)電路通過(guò)高頻線圈部分L10B的串聯(lián)連接與倍壓整流電路的整流二極管D1和D2的節(jié)點(diǎn)相連。功率因數(shù)校正電路16接收向其反饋的開(kāi)關(guān)輸出，由此可以看出，除了初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的電容和初級(jí)線圈N1的漏電感，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路還包括高頻高頻線圈部分L10B的電感。
此外，在功率因數(shù)校正電路16中，濾波電容器CN接入在商用交流電源AC的正極線和負(fù)極線之間。濾波電容器CN以與先前實(shí)施例中類似的方式來(lái)抑制出現(xiàn)在整流電路通路中的普通類型噪聲。
根據(jù)如上所述的功率因數(shù)校正電路16的電路結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)了將初級(jí)側(cè)串連諧振電路獲得的開(kāi)關(guān)輸出(初級(jí)側(cè)串連諧振電流)通過(guò)整流二極管D1和D2再生并反饋到平滑電容器Ci(Ci1和Ci2)的操作。在這個(gè)例子中，可以認(rèn)為，初級(jí)側(cè)串連諧振電流的功率再生和反饋中，以上述方式介入的高頻電感器L10產(chǎn)生干涉。換句話說(shuō)，功率的再生通過(guò)高頻電感器L10的磁耦合而進(jìn)行。
在整流二極管D1和D2利用以上述方式反饋的開(kāi)關(guān)輸出實(shí)現(xiàn)切換(連通和斷開(kāi))整流電流的操作的同時(shí)，通過(guò)該開(kāi)關(guān)操作實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)的校正。通過(guò)這一點(diǎn)，可以認(rèn)為，在圖16的電路中，構(gòu)成倍壓整流電路的整流二極管D1和D2也被用作用于為功率因數(shù)校正而對(duì)整流電流進(jìn)行切換的開(kāi)關(guān)元件。因此，與用于整流的元件和用于功率因數(shù)校正的開(kāi)關(guān)元件在其中彼此獨(dú)立設(shè)置的交流電路相比，該電路的部件的數(shù)目得以減少。
應(yīng)該注意的是，在本實(shí)施例中，高頻電感器L10設(shè)置有抽頭，它與上述整流二極管D1和D2的節(jié)點(diǎn)相連。根據(jù)該電路結(jié)構(gòu)，初級(jí)側(cè)串連諧振電流通過(guò)高頻電感器L10的高頻線圈部分L10B而反饋到倍壓整流電路系統(tǒng)(整流二極管D1和D2的節(jié)點(diǎn))。
例如，在結(jié)合第五實(shí)施例在上文中描述的磁耦合型的功率因數(shù)校正電路的結(jié)構(gòu)中，高頻電感器L10沒(méi)有如圖13中所示的抽頭，但從線圈的起始端到線圈的結(jié)束端的高頻電感器L10的整個(gè)線圈被包括在整流電路通路中，并且沒(méi)有將高頻電感器L10的任何部分接入到初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路和整流二極管D1與D2的節(jié)點(diǎn)之間。
圖17示出了具有上面描述的結(jié)構(gòu)的功率因數(shù)校正電路16在商用交流電源的一個(gè)周期內(nèi)的操作。
這里，假設(shè)輸入在圖17中所示的具有頻率為50Hz(一個(gè)周期＝20ms)的交流100V系統(tǒng)(例如，VAC＝100V)的交流輸入電壓VAC，則以如上所述的方式執(zhí)行從初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路到功率因數(shù)校正電路16側(cè)的功率再生操作。
響應(yīng)于功率的再生，整流二極管D2上的電壓V2具有這樣的波形，其中，如圖17所示，初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)周期的交流電壓分量疊加在具有交流周期的交流輸入電壓分量上。在這個(gè)例子中，電壓V2具有這樣的波形，其中，它在整流二極管D2進(jìn)行開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換來(lái)允許整流電流通過(guò)的期間內(nèi)為零電平，但是在整流二極管D1處于導(dǎo)通的另一期間內(nèi)箝位保持在280Vp。該280Vp的箝位電平等于平滑電容器Ci1和Ci2的串聯(lián)電路上的電壓電平(Ei)。
根據(jù)所描述的電壓V2的波形，可以認(rèn)為，開(kāi)關(guān)周期的交流電壓疊加在整流電壓上，并與整流電壓一起施加給整流二極管D1和D2。結(jié)果，當(dāng)電壓V2高于交流輸入電壓VAC的正/負(fù)峰值的二分之一的時(shí)候，整流二極管D1和D2以相當(dāng)高的速度執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作，來(lái)連通和斷開(kāi)整流電流。
整流輸出電流I1響應(yīng)于整流二極管D1和D2以這種方式連通和斷開(kāi)整流電流而進(jìn)行的開(kāi)關(guān)切換而獲得，它沿高頻電感器L10和整流二極管D1與D2的節(jié)點(diǎn)之間的線路流動(dòng)，如圖17所示，它在整流二極管D1和D2執(zhí)行開(kāi)關(guān)切換的期間內(nèi)具有正弦波形的半波波形。在這個(gè)例子中，相應(yīng)于在交流輸入電壓VAC顯示峰值的時(shí)間點(diǎn)的整流輸入電流I1的峰值為9Ap。
順便提及，以這種方式產(chǎn)生的整流輸出電流I1的具有交流波形的高頻分量流到接入功率因數(shù)校正電路16中的濾波電容器CN中。具體而言，在功率因數(shù)校正電路16具有正極性的期間內(nèi)，高頻分量流過(guò)的通路為濾波電容器CN→高頻線圈部分L10A→整流二極管D1→平滑電容器Ci1→濾波電容器CN。另一方面，在功率因數(shù)校正電路16具有負(fù)極性的期間內(nèi)，高頻分量流過(guò)另一條通路為濾波電容器CN→平滑電容器Ci2→整流二極管D2→高頻線圈部分L10A→濾波電容器CN。
這里，當(dāng)電壓V2高于交流輸入電壓VAC的正/負(fù)峰值的大于二分之一的時(shí)候，從整流二極管D1和D2響應(yīng)于交流電壓分量執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作這樣的事實(shí)，也可以看出，整流輸出電流I1的導(dǎo)通期間比只有在向整流二極管D1和D2施加交流輸入電壓分量時(shí)執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作的交流情況下的整流二極管D1和D2的導(dǎo)通期間長(zhǎng)。這表明，同樣在交流輸入電壓電平低于平滑電容器Ci1和Ci2上的電壓電平的期間內(nèi)，整流二極管D1和D2連通，并且執(zhí)行整流操作，使得整流輸出點(diǎn)流I1流過(guò)，從而擴(kuò)大了導(dǎo)通角。同樣，在圖17中示出的交流輸入電流IAC的導(dǎo)通期間與整流輸出電流I1的導(dǎo)通期間基本一致，因此，交流輸入電流IAC的導(dǎo)通角比沒(méi)有設(shè)置功率因數(shù)校正電路的情況擴(kuò)大了。因此，交流輸入電流IAC的波形與交流輸入電壓VAC的波形進(jìn)一步接近，并且實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)的校正。應(yīng)該注意的是，在這個(gè)例子中的交流輸入電流IAC的峰值為5Ap。
如上所述，在圖16中所示的電源電路的功率因數(shù)校正電路16中，高頻電感器L10設(shè)置有一個(gè)抽頭，從而將高頻電感器L10分隔為高頻線圈部分L10A和L10B。高頻線圈部分L10A的一端與商用交流電源AC的正極線路相連，高頻線圈部分L10A的另一端與整流二極管D1和D2相連。高頻線圈部分L10B的一端與初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(C1-L1)相連，高頻線圈部分L10B的另一端與整流二極管D1和D2的節(jié)點(diǎn)相連。
根據(jù)像上面所述的一樣的連接方式，同時(shí)獲得了將初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的開(kāi)關(guān)輸出輸入到高頻線圈部分L10B側(cè)的操作和將交流輸入電壓VAC疊加在經(jīng)過(guò)功率再生的開(kāi)關(guān)輸出上的操作。由于高頻線圈部分L10A和L10B是在同一個(gè)原始電感器上通過(guò)形成抽頭而產(chǎn)生的，所以他們彼此緊密地耦合。因此，上面描述的高頻線圈部分L10A和L10B的操作在高頻線圈部分L10A和L10B處于緊密耦合的狀態(tài)下執(zhí)行。
由于獲得這樣的操作，所以通過(guò)實(shí)驗(yàn)已經(jīng)證明，應(yīng)該在包括高頻電感器L10的功率因數(shù)校正電路16中流動(dòng)的整流輸出電流I1具有參照?qǐng)D17所述的基本上完整的正弦波形的半波。由于在這種情況下，整流輸出電流I1具有正弦波形，所以交流輸入電流IAC也獲得了相似的基本上完整的正弦波形。
通過(guò)與第四和第五實(shí)施例的電源電路作比較，可以認(rèn)為，流過(guò)整流二極管D1或D2的整流電流具有基本上為M形的包絡(luò)線的波形，其中，第四和第五實(shí)施例中的電源電路在整流電流通路上包括與本實(shí)施例相同的、作為用于產(chǎn)生整流平滑電壓Ei的倍壓整流電路，該電路中接入的是沒(méi)有設(shè)置抽頭的高頻電感器L10。因此，交流輸入電流IAC的波形近似具有基本的M形狀(參考圖11和圖14)。
在這種情況下，具有基本為M形波形的交流輸入電流IAC實(shí)際上包括具有較高的高次和奇數(shù)次諧波失真，例如，第9、第11、和第13次諧波失真。剛剛提及的這種失真尤其可能產(chǎn)生這樣的缺點(diǎn)，例如，電源諧波失真規(guī)則所規(guī)定的規(guī)定值容限變小。
與此相反，根據(jù)本實(shí)施例，由于交流輸入電流IAC具有正弦波形，因此可以抑制高次和奇數(shù)次諧波失真值，并且可以獲得足夠的電源諧波失真規(guī)則所規(guī)定的規(guī)定值容限。此外，為了獲得剛剛描述的效果，使用一種結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)的校正，在該結(jié)構(gòu)中，高頻電感器L10設(shè)置有一個(gè)抽頭，且沒(méi)有另外設(shè)置部件或元件，并且高頻電感器L10的兩端和抽頭以參照?qǐng)D16在上文中描述的方式連接。
此外在第六實(shí)施例中，還實(shí)現(xiàn)了這樣的優(yōu)點(diǎn)，即消除了將功率扼流線圈接入商用交流電源線中內(nèi)的必要。
對(duì)于這一點(diǎn)上的比較，在使用如圖27或圖28中所示的包括倍壓整流電路的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)作為基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)，并且將功率扼流線圈PCH接入到基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)中來(lái)代替功率因數(shù)校正電路22或23的情況下，功率扼流線圈PCH的重量約為153g。
與此相比，根據(jù)本實(shí)施例，對(duì)于作為功率因數(shù)校正電路16中的一個(gè)元件的具體例子高頻電感器L10來(lái)說(shuō)，例如，使用了小尺寸的鐵氧體磁芯EER-19。此外，濾波電容器CN可以是一個(gè)具有250V耐壓性能的電容器。在這個(gè)例子中，高頻電感器L10和濾波電容器CN的總重量大約為20g。這樣，在使用圖16的電源電路的情況下，功率因數(shù)校正電路16的所有部件都是小尺寸、輕重量的，并且功率因數(shù)校正電路16的全部重量遠(yuǎn)低于上面描述的功率扼流線圈PCH的重量。
高頻電感器L10中使用的EER-19鐵氧體磁芯形成一個(gè)封閉的磁通路，因此，沒(méi)有必要像在功率扼流線圈PCH的配置設(shè)計(jì)時(shí)考慮漏磁通的影響那樣來(lái)對(duì)電路板進(jìn)行電路設(shè)計(jì)。此外，也沒(méi)有必要實(shí)施磁屏蔽。這還可以促進(jìn)用于電源電路的電路板在尺寸和重量上的減小。
此外，如上文所述，為了與交流周期對(duì)應(yīng)，功率扼流線圈PCH所需的電感值約為7.2mH。相反，由于使用高頻電感器L10用于開(kāi)關(guān)周期的高頻電流，例如，在高頻線圈部分L10A的電感值為45μH，在高頻線圈部分L10B的電感值為10μH。在這種情況下，可以設(shè)置相當(dāng)?shù)偷碾姼兄?。因此，?dāng)相互比較高頻電感器L10和功率扼流線圈PCH所需的匝數(shù)時(shí)，高頻電感器L10的匝數(shù)可以遠(yuǎn)小于功率扼流線圈PCH的匝數(shù)，并且這種在匝數(shù)上的減少降低了由線圈元件產(chǎn)生的功率損耗。這也獲得了比使用功率扼流線圈PCH用于功率因數(shù)校正更高的功率轉(zhuǎn)換效率的因數(shù)。
作為參考，圖18中示出了交直流的功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC、功率因數(shù)PF、和整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)相對(duì)于負(fù)載改變的變化特性曲線，這些變化特性曲線是利用圖16所示的電源電路實(shí)際進(jìn)行實(shí)驗(yàn)得出的結(jié)果。
應(yīng)該注意的是，在圖18中示出了圖16所示的、具有包括功率因數(shù)校正電路的電路結(jié)構(gòu)(帶PFC功率因數(shù)校正器)的電源電路，和另一個(gè)具有與圖16中所示的電路結(jié)構(gòu)等價(jià)、只是將功率因數(shù)校正電路移去、并且在次級(jí)側(cè)上包括取代了同步整流電路的由二極管元件形成的整流電路的電路結(jié)構(gòu)的電源電路的特性曲線。在這個(gè)例子中，在不包括PFC的電路中設(shè)置的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的耦合系數(shù)比本實(shí)施例的高，并且具有被設(shè)置為諸如2.5V/T或更大的感生電壓。
在圖18中，帶PFC的電源電路的特性曲線用實(shí)線表示，而不帶PFC的電源電路的特性曲線用虛線表示。
為了獲得圖18中示出的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，交流輸入電壓VAC為100V，調(diào)節(jié)負(fù)載功率Po在150W(Eo＝5V×30A)和0W的范圍內(nèi)變化。此外，選擇性使用具有下面參數(shù)的部件作為在圖16中所示的帶PFC的電源電路的元件●絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PITEER-40鐵氧體磁芯、間隙G＝1.4mm，初級(jí)線圈N1＝65T，次級(jí)線圈N2A和N2B＝2T，耦合系數(shù)k＝0.75●初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1＝0.018μF●高頻電感器L10L10A＝45μH，L10B＝10μH●整流二極管D1＝D2＝3A/600V●濾波電容器CN＝1μF/250V對(duì)于圖16中所示的帶PFC的電源電路的特性曲線，首先能夠表明，當(dāng)與不帶PFC的電源電路的功率因數(shù)相比較時(shí)，該電路的功率因數(shù)PF顯示出非常高的值?？紤]到負(fù)載的變化，當(dāng)負(fù)載變重時(shí)，帶PFC的電源電路的特性曲線中，功率因數(shù)PF值增加。當(dāng)負(fù)載功率為最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，功率因數(shù)PF校正至PF＝0.84。應(yīng)該注意的是，不帶PFC的電源電路顯示功率因數(shù)為PF＝0.54。
此外，對(duì)于圖16中所示的帶PFC的電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC，在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，獲得ηAC→DC＝91.4％。另一方面，用不帶PFC的電源電路測(cè)量出的交直流功率轉(zhuǎn)換效率為ηAC→DC＝90.1％，因此，根據(jù)本發(fā)明，實(shí)現(xiàn)了1.3％的校正。與此同時(shí)，交流輸入功率減少1.5W。此外，參照?qǐng)D18可以看出，本實(shí)施例的電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC與不帶PFC的結(jié)果的轉(zhuǎn)換效率相比，在負(fù)載改變時(shí)，顯示出較高的效率。
此外，關(guān)于整流平滑電壓Ei相對(duì)于負(fù)載改變的特性曲線，帶PFC的電源電路穩(wěn)定地顯示出比不帶PFC的電源電路更高的電壓電平。特別在負(fù)載功率Po為大約0W到50W的輕負(fù)載的情況下，帶PFC的電源電路顯示非常高的變化率，而不帶PFC的電源電路顯示一個(gè)穩(wěn)定的具有基本固定的變化率的變化。
此外，如果將該整流平滑電壓Ei的變化特性曲線與將扼流輸入系統(tǒng)和圖32所示的倍壓整流電路結(jié)合采用的整流平滑電壓Ei進(jìn)行比較，則可以看出，帶PFC的電源電路的改變幅度顯著減少。
根據(jù)實(shí)驗(yàn)，獲得這樣的結(jié)果，即由不帶PFC的電源電路得到的整流平滑電壓Ei的變化幅度(ΔEi)為ΔEi＝14V，而使用帶PFC的電源電路的ΔEi＝33V。
應(yīng)該注意的是，在圖16中所示的帶PFC的電源電路中，對(duì)于當(dāng)最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的波動(dòng)電壓電平(ΔEo)，測(cè)得ΔEo＝20mV。與此相比，對(duì)于不帶PFC的電源電路，對(duì)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的波動(dòng)電壓電平(ΔEo)，在最大負(fù)載功率為Po＝150Wh時(shí)，測(cè)得ΔEo＝20mV。通過(guò)比較帶PFC的電源電路和不帶PFC的電源電路的波動(dòng)電壓電平ΔEo，可以認(rèn)為，獲得了一個(gè)好的結(jié)果，即本實(shí)施例中的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的波動(dòng)的增加量被抑制到與不包括功率因數(shù)校正電路的電源電路相等。
可以認(rèn)為，在用于從交流輸入電壓VAC生成整流平滑電壓Ei的整流電路形成為倍壓整流電路的情況下，第六實(shí)施例中的電源電路具有用于對(duì)功率再生系統(tǒng)的功率因數(shù)校正電路的交流輸入電流IAC的基本為M形波形進(jìn)行校正的結(jié)構(gòu)，以獲得更好的功率因數(shù)校正特性。
然而，剛剛描述的這種用于對(duì)IAC的基本為M形波形進(jìn)行校正的結(jié)構(gòu)不僅可以在整流電路形成為倍壓整流電路的情況下使用，還可以在整流電路形成為諸如普通全波整流電路的情況下使用。因此，在功率再生系統(tǒng)的功率因數(shù)校正電路被設(shè)置為全波整流電路的結(jié)構(gòu)中，減小了交流輸入電流IAC的M形波形的趨勢(shì)，并且交流輸入電流IAC的波形更接近一個(gè)理想的正弦波。因此，與上文中描述的第六實(shí)施例一樣，交流輸入電流IAC的波形的高次/奇數(shù)次的諧波失真同樣地減小。
因此，在下面描述的本發(fā)明的第七和第八實(shí)施例包括功率再生系統(tǒng)的功率因數(shù)校正電路的結(jié)構(gòu)，在用于從交流輸入電壓VAC生成整流平滑電壓Ei的整流電路為普通的全波整流電路的情況下，該功率因數(shù)校正電路對(duì)交流輸入電流IAC的基本為M形的波形進(jìn)行校正。
圖19示出了根據(jù)第七實(shí)施例的電源電路的結(jié)構(gòu)。
參照?qǐng)D19，與上文所述的實(shí)施例的電源電路一樣，所示的電源電路使用包括分壓諧振電路和與半橋耦合系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的他激發(fā)電流諧振型轉(zhuǎn)換器的組合的結(jié)構(gòu)作為初級(jí)側(cè)的基本結(jié)構(gòu)。此外，用于產(chǎn)生整流平滑電壓Ei的整流電路形成為與上文中描述的第一至第三實(shí)施例中類似的全波整流電路(Di、Ci)。此外，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT具有與先前實(shí)施例類似的結(jié)構(gòu)，例如，得到耦合系數(shù)k約等于0.75。因此，不管負(fù)載、交流輸入電壓等如何變化，始終得到連續(xù)模式作為次級(jí)側(cè)整流操作。此外，與先前的實(shí)施例一樣，次級(jí)側(cè)整流電路同樣形成為與線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的同步整流電路。
圖19中所示的功率因數(shù)校正電路17接入在用于從交流輸入電壓VAC產(chǎn)生整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的整流平滑電路的整流電路通路中。功率因數(shù)校正電路17采用與磁耦合型相對(duì)應(yīng)的電源電路結(jié)構(gòu)作為其功率再說(shuō)系統(tǒng)。
功率因數(shù)校正電路17包括高頻電感器L10、整流二極管D1(功率因數(shù)校正開(kāi)關(guān)元件)、和濾波電容器CN。
在這個(gè)例子中的高頻電感器L10在其預(yù)定的線圈位置設(shè)置有抽頭，使得將高頻電感器L10分成高頻電感器L10A(第一電感器，第一線圈部分)和高頻電感器L10B(第二電感器，第二線圈部分)。在這個(gè)例子中，高頻電感器L10的整個(gè)線圈的線圈起始端部為高頻線圈部分L10A側(cè)的線圈起始端部。因此，高頻線圈部分L10A的線圈末尾端部和高頻線圈部分L10B的線圈起始端部形成了抽頭的位置。高頻線圈部分L10B側(cè)的線圈末尾端部構(gòu)成高頻電感器L10的整個(gè)線圈的線圈末尾端部。
在高頻電感器L10中，高頻線圈部分L10A在線圈起始端側(cè)的端部與整流二極管D1的陰極相連接。整流二極管D1的陽(yáng)極與橋式整流電路Di的正極輸出端子連接。此外，在高頻電感器L10中，高頻線圈部分L10B在線圈末端側(cè)的端部通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的串聯(lián)連接與初級(jí)線圈N1的端部相連。此外，高頻電感器L10的抽頭與平滑電容器Ci的正極端子連接。
根據(jù)上面描述的連接方式，獲得這樣的電路結(jié)構(gòu)，其中，在交流輸入電壓VAC具有正極性和負(fù)極性的每一個(gè)半周期內(nèi)在用于從交流輸入電壓VAC生成整流平滑電壓Ei的整流電路系統(tǒng)中形成的整流電流通路中，高頻線圈部分L10A與整流二極管D1串聯(lián)連接。
此外，組成初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1和初級(jí)線圈N1的串聯(lián)電路通過(guò)高頻線圈部分L10B的串聯(lián)連接，與高頻線圈部分L10A和平滑電容器Ci的正極端子的節(jié)點(diǎn)相連。換句話說(shuō)，該串聯(lián)電路與用于從交流輸入電壓VAC生成整流平滑電壓Ei的全波整流電路的整流電流通路相連接。從通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路接收向其反饋的開(kāi)關(guān)輸出的功率因數(shù)校正電路17觀察到，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路除了包括初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的電容和初級(jí)線圈N1的漏電感之外，還包括高頻線圈部分L10B的電感。
本例中的濾波電容器CN接入在橋式整流電路Di的正極輸出端子和平滑電容器Ci的正極端子之間。在剛剛描述的接入形式中，濾波電容器CN與整流二極管D1和高頻線圈部分L10A的串聯(lián)電路并聯(lián)連接。濾波電容器CN對(duì)在整流電路通路中產(chǎn)生的普通類型的噪聲進(jìn)行抑制。
根據(jù)如上面所述的功率因數(shù)校正電路17的電路結(jié)構(gòu)，高頻線圈部分L10A的電感分量和用于開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換(連通和斷開(kāi))電流的整流二極管D1形式的元件串聯(lián)，并接入到整流電流通路中。然后，隨著由初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路獲得的開(kāi)關(guān)輸出(初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流)被施加給上面描述的串聯(lián)電路(通過(guò)高頻線圈部分L10B)，通過(guò)串聯(lián)電路獲得交流電壓。整流二極管D1運(yùn)行開(kāi)關(guān)操作，從而響應(yīng)于交流電壓連通和斷開(kāi)整流輸入電流I1，使得可以將整流輸出電流I1適當(dāng)?shù)厥┘咏o平滑電容器Ci。簡(jiǎn)而言之，根據(jù)功率因數(shù)校正電路17，實(shí)現(xiàn)了將初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路獲得的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流再生為功率以及通過(guò)整流電流通路將該功率反饋給平滑電容器的操作。
在這個(gè)例子中，也可以認(rèn)為，在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流的功率再生和反饋中，將以上述方式接入的高頻電感器L10接入。
應(yīng)該注意的是，第七實(shí)施例的電源電路也具有這樣一個(gè)結(jié)構(gòu)，即高頻電感器L10設(shè)置有抽頭，并采用了在圖19中所示的連接方式，使得初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路可通過(guò)高頻電感器L10的高頻線圈部分L10B進(jìn)行功率的再生。
例如，如果采用與上文所述的第二實(shí)施例一樣的磁耦合型的功率因數(shù)校正電路的結(jié)構(gòu)，則高頻電感器L10上與圖6所示一樣沒(méi)有設(shè)置抽頭，從線圈起始端到線圈末尾端的高頻電感器L10的整個(gè)線圈都包括在整流電流通路中。因此，高頻電感器L10的任何線圈部分都沒(méi)有接入到初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路和整流電流通路之間。
圖20示出了在一個(gè)交流周期內(nèi)的功率因數(shù)校正電路的操作。這里假設(shè)，從商用交流電源AC輸入交流200V系統(tǒng)的交流輸入電壓VAC＝230V。
當(dāng)像上面所述的一樣輸入交流輸入電壓VAC時(shí)，如果進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作，則響應(yīng)于該開(kāi)關(guān)操作，開(kāi)關(guān)輸出作為功率再生操作從初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路反饋給功率因數(shù)校正電路17。因此，接入在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1和在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路中的高頻線圈部分L10A與平滑電容器電容器Ci的正極端子的節(jié)點(diǎn)(整流電流通路)之間的高頻線圈部分L10B上的電壓V2具有與開(kāi)關(guān)周期相對(duì)應(yīng)的交流波形，并且具有如圖20中所示的在正極或負(fù)極峰處出現(xiàn)的包絡(luò)線。在高頻線圈部分L10B上的電壓V2的波形中，相應(yīng)于零電平的正極峰值近似為200V。同時(shí)，除了整流輸出電流I1的導(dǎo)通期間之外，在負(fù)極性側(cè)的包絡(luò)線具有近似為200V的固定電壓，并且相應(yīng)于整流輸入電流I1的連通期間顯示一個(gè)突起。突出的包絡(luò)線波形的電平約為300V。
同時(shí)，接入在整流電路通路側(cè)的高頻線圈部分L10A上的電壓V1具有與在圖20中所示的電壓V2基本相反的波形。除了整流輸出電流I1的導(dǎo)通期間之外，在正極性側(cè)的電壓V1的包絡(luò)線具有約為120V基本固定的電壓，并且相應(yīng)于整流輸入電流I1的導(dǎo)通期間顯示一個(gè)突起。突起的包絡(luò)線波形的電平約為200V。負(fù)極性的包絡(luò)線波形與整流平滑電壓Ei的波形一致，并且參照零電平，該包絡(luò)線波形的峰值電平約為120V。
從上文所述的高頻線圈部分L10A上的電壓V1具有交流波形這樣的事實(shí)可以認(rèn)為，開(kāi)關(guān)周期的交流電壓疊加在用于從通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的功率再生而反饋的開(kāi)關(guān)輸出(初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流)產(chǎn)生整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的整流電流通路上。當(dāng)提供電壓V1的交流電壓分量給開(kāi)關(guān)二極管D1時(shí)，它進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作，例如，當(dāng)該交流電壓分量高于交流輸入電壓VAC的正/負(fù)峰值的大約二分之一時(shí)，它執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作，以連通或斷開(kāi)從橋式整流電路Di的正極輸出端子流向它的整流輸出電流I1。
由于用這種方式連通和斷開(kāi)整流輸出電流I1，所以流過(guò)開(kāi)關(guān)二極管D1的整流輸出電流I1具有這樣交流波形，如圖20所示，該交流波形在導(dǎo)通期間內(nèi)具有正弦波形的正極半波包絡(luò)線。應(yīng)該注意的是，在這個(gè)例子中，相應(yīng)于交流輸入電壓VAC顯示峰值的時(shí)間點(diǎn)的整流輸出電流I1的電平為10Ap。
同時(shí)，在高頻線圈部分L10A和平滑電容器Ci的正極電極之間的線路上流過(guò)的電流，即傾向于從高頻線圈部分L10A流入平滑電容器Ci的整流電流I2具有這樣形成的波形，即如圖20所示，上文所述的整流電流I1疊加在正/負(fù)峰值為大約5A的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流上。
對(duì)于以上述的波形流動(dòng)的整流電流I1的導(dǎo)通期間，整流電流I1還在由橋式整流電路Di輸出的輸出電壓值低于平滑電容器Ci上的電壓的期間內(nèi)流動(dòng)。因此，圖20中示出的交流輸入電流IAC的導(dǎo)通期間與整流電流I1的導(dǎo)通期間基本一致。簡(jiǎn)言之，交流輸入電流IAC的導(dǎo)通角比沒(méi)有提供功率校正電路情況下的導(dǎo)通角增大了，并且交流輸入電流IAC的波形接近交流輸入電壓VAC的波形。換句話說(shuō)，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)的校正。應(yīng)該注意的是，本例中的交流輸入電流IAC的峰值電平為5Ap。
如上文所述，在圖19中所示的電源電路的功率因數(shù)校正電路17中，高頻電感器L10設(shè)置有抽頭，用來(lái)將高頻電感器L10分成高頻線圈部分L10A和L10B。高頻線圈部分L10A和L10B具有相互串聯(lián)的關(guān)系。高頻線圈部分L10A作為執(zhí)行全波整流的整流電路的整流輸出線路，接入在整流電路通路中它與開(kāi)關(guān)二極管D1串接的位置中。同時(shí)，高頻線圈部分L10B與初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(C1-L1)串聯(lián)連接，使得它作為初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的電感分量的一部分，并且還與高頻線圈部分L10A和平滑電容器Ci的正極輸出端子之間的上述整流電路通路的線路相連。
根據(jù)像剛剛描述的這種連接方式，通過(guò)高頻電感器L10同時(shí)實(shí)現(xiàn)了將初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的開(kāi)關(guān)輸出輸入高頻線圈部分L10B側(cè)的操作和將交流輸入電壓VAC疊加在高頻線圈部分L10A側(cè)的功率再生開(kāi)關(guān)輸出上的操作。由于通過(guò)在最初的同一個(gè)電感上設(shè)置抽頭而將高頻線圈部分L10A和L10B分開(kāi)，所以它們彼此緊密地耦合。因此，上述的高頻線圈部分L10A和L10B的操作在高頻線圈部分L10A和L10B處于緊密耦合的狀態(tài)下執(zhí)行。
由于獲得了這樣的操作，所以已經(jīng)證明，應(yīng)該在包括高頻電感器L10的功率因數(shù)校正電路17中流動(dòng)的整流電流I1具有參照?qǐng)D20如上文所述的基本理想的正弦波形。由于整流電流I1具有這樣的正弦波形，所以獲得了具有近似的基本理想的正弦波形的整流電流IAC。
例如，當(dāng)用于從交流輸入電壓VAC產(chǎn)生整流平滑電壓Ei的整流電路為全波整流電路時(shí)，采用這樣的結(jié)構(gòu)，即將沒(méi)有分開(kāi)的、作為功率再生系統(tǒng)(磁耦合型或靜電耦合型)的功率因數(shù)校正電路的高頻電感器L10接入到商用交流電源AC側(cè)的線路中，則實(shí)際流過(guò)整流二極管D1和D2的整流電流具有其包絡(luò)線具有基本為M形的波形的趨勢(shì)。因此，交流輸入電流IAC的波形也具有近似為M形的趨勢(shì)。
與此相反，根據(jù)本實(shí)施例，由于交流輸入電流IAC實(shí)際具有正弦波形，因此可以獲得足夠的電源諧波失真規(guī)則所規(guī)定的規(guī)定值容限。此外，為了獲得剛剛描述的效果，使用一種結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)的校正，在該結(jié)構(gòu)中，高頻電感器L10設(shè)置有一個(gè)抽頭，且沒(méi)有另外設(shè)置部件或元件，并且高頻電感器L10的兩端和抽頭以參照?qǐng)D19在上文中描述的方式連接。
在這一點(diǎn)上與本實(shí)施例進(jìn)行比較，在使用在圖25或圖26中所示的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)作為基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)，并且將功率扼流線圈PCH接入來(lái)代替在基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)中的功率因數(shù)校正電路20或21的情況下，功率扼流線圈PCH的重量約為153g。
與此相比，根據(jù)本實(shí)施例，對(duì)于作為功率因數(shù)校正電路17中的一個(gè)元件的具體例子高頻電感器L10來(lái)說(shuō)，例如，使用了小尺寸的鐵氧體磁芯EER-19。此外，濾波電容器CN可以為一個(gè)具有200V耐壓性能的電容器。在這個(gè)例子中，高頻電感器L10和濾波電容器CN的總重量約為20g。此外，對(duì)于開(kāi)關(guān)二極管D1，選擇性使用了3A/600V的二極管。這樣，在圖19的電源電路的情況下，功率因數(shù)校正電路17的所有元件都是小尺寸、輕重量的，并且功率因數(shù)校正電路17的總重量遠(yuǎn)低于上面描述的功率扼流線圈PCH的重量。
在這個(gè)例子中，高頻電感器L10中使用的EER-19鐵氧體磁芯形成一個(gè)封閉的磁通路，因此，沒(méi)有必要像在功率扼流線圈PCH的配置設(shè)計(jì)時(shí)考慮漏磁通的影響那樣來(lái)對(duì)電路板進(jìn)行電路設(shè)計(jì)。此外，也沒(méi)有必要應(yīng)用磁屏蔽。這還可以促進(jìn)用于電源電路的電路板在尺寸和重量上的減小。
此外，為了與交流周期對(duì)應(yīng)，功率扼流線圈PCH所需的電感值約為7.2mH。相反，由于使用高頻電感器L10用于開(kāi)關(guān)周期的高頻電流，其電感可設(shè)置為相當(dāng)?shù)偷闹?，例如，在高頻線圈部分L10A的電感值為45μH，在高頻線圈部分L10B的電感值為85μH。因此，當(dāng)相互比較高頻電感器L10和功率扼流線圈PCH所需的匝數(shù)時(shí)，高頻電感器L10的匝數(shù)可以遠(yuǎn)小于功率扼流線圈PCH的匝數(shù)，并且這種在匝數(shù)上的減少降低了由線圈元件產(chǎn)生的功率損耗。這也獲得了比使用功率扼流線圈PCH用于功率因數(shù)校正更高的功率轉(zhuǎn)換效率的因數(shù)。
圖21中示出了交直流的功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC、功率因數(shù)PF、和整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)相對(duì)于負(fù)載改變的變化特性曲線，這些變化特性曲線是利用圖19所示的電源電路實(shí)際進(jìn)行實(shí)驗(yàn)得出的結(jié)果。應(yīng)該注意的是，在圖21中，示出了圖19所示的、具有包括功率因數(shù)校正電路17的電路結(jié)構(gòu)(帶L10B)的電源電路，和另一個(gè)具有與圖19中所示的功率因數(shù)校正電路17的電路結(jié)構(gòu)等價(jià)、只是將高頻線圈部分L10B省去的電路結(jié)構(gòu)的電源電路的特性曲線。在圖21中，包括功率因數(shù)校正電路17(帶L10B)的電源電路的特性曲線用實(shí)線表示，而省去高頻線圈部分L10B的電源電路的特性曲線用虛線表示。
此外，為了獲得在圖21中示出的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，交流輸入電壓VAC為230V，并且調(diào)節(jié)負(fù)載功率Po在150W(Eo＝5V×30A)到0W的范圍內(nèi)改變。應(yīng)該注意的是，作為交流輸入電壓VAC的輸入條件，確保交流200V系統(tǒng)從120V到280V的范圍變化。此外，選擇性使用具有下面參數(shù)的部件作為在圖19中所示的帶PFC的電源電路的元件●絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PITEER-40鐵氧體磁芯，間隙G＝1.4mm，初級(jí)線圈N1＝60T，次級(jí)線圈N2A和N2B＝2T，耦合系數(shù)k＝0.75●初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1＝0.018μF●高頻電感器L10L10A＝45μH，L10B＝85μH●整流二極管D1＝3A/600V●濾波電容器CN＝1μF/200V此外，當(dāng)設(shè)計(jì)功率因數(shù)校正電路而省去高頻線圈部分L10B時(shí)，將高頻線圈部分L10A的電感值設(shè)為120μH。此外，在下面的描述中，雖然與省去了圖19中所示的自身功率因數(shù)校正電路17的電源電路的特性進(jìn)行了比較，但是在不包括功率因數(shù)校正電路的電源電路中，選擇性設(shè)置初級(jí)線圈N1為N1＝65T，并且選擇性設(shè)置初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1為C1＝0.018μH。
就圖19中所示的包括功率因數(shù)校正電路17的電源電路的特性曲線(實(shí)線)而言，首先將功率因數(shù)與包括省去了高頻線圈部分L10B的功率因數(shù)校正電路的電源電路的功率因數(shù)的特性曲線(虛線)進(jìn)行比較。因此，盡管功率因數(shù)PF在整個(gè)負(fù)載變化范圍內(nèi)都稍微低一些，但是其特性曲線表示的值足夠用于實(shí)際使用，并且可以認(rèn)為基本相同。要注意的是，在這個(gè)例子中，相應(yīng)于負(fù)載的變化，功率因數(shù)PF的變化顯示出這樣的惡性，即在包括功率因數(shù)校正電路17的電源電路和省去了高頻線圈部分L10B的電源電路的兩個(gè)電路中，隨著負(fù)載的加重，功率因數(shù)都會(huì)增加。在包括功率因數(shù)校正電路17的電源電路中，在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，獲得功率因數(shù)PF＝0.80。
應(yīng)該注意的是，對(duì)于不包括功率因數(shù)校正電路17的電源電路的結(jié)構(gòu)，功率因數(shù)PF為PF＝0.54。
此外，盡管沒(méi)有在圖20中作為特性曲線示出，但是在包括省去了高頻線圈部分L10B的功率因數(shù)校正電路的電源電路中，交流輸入電流IAC的波形傾向大致為M形，但在包括功率因數(shù)校正電路17的電源電路中，該電流顯示正弦波形。因此，包括功率因數(shù)校正電路17的電源電路顯示出更有優(yōu)勢(shì)、更綜合的功率因數(shù)校正結(jié)果，包括對(duì)諸如第9、第11、和第13次諧波的高次和奇數(shù)次諧波的失真電平的抑制。
此外，對(duì)于包括功率因數(shù)校正電路17的電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC，在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，獲得ηAC→DC＝92.0％。從圖21可以看出，在從負(fù)載功率Po＝50W到150W的寬負(fù)載功率范圍內(nèi)，包括功率因數(shù)校正電路17的電源電路比包括省去了高頻線圈部分L10B的功率因數(shù)校正電路的電源電路獲得了更高的功率轉(zhuǎn)換效率。換句話說(shuō)，當(dāng)采用在圖19中所示的連接方式時(shí)，其中，高頻電感器L10設(shè)置有抽頭而將高頻電感器L10分成高頻線圈部分L10A和L10B兩部分，可以獲得較高的功率因數(shù)效率。
順便提及，對(duì)于不包括功率因數(shù)校正電路的電源電路，測(cè)得交直流轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC＝90.1％。與此相比，圖19中所示的電源電路顯示出1.9％的校正。與此同時(shí)，交流輸入功率降低了3.5W。
此外，對(duì)于整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)，盡管當(dāng)負(fù)載功率Po趨向于變?yōu)榇筘?fù)載功率時(shí)，包括功率因數(shù)校正電路17的電源電路的整流平滑電壓Ei顯示增大的趨勢(shì)，但可以認(rèn)為，相應(yīng)于負(fù)載變化的整流平滑電壓Ei的變化通常基本固定。若將該特性曲線與在圖9或圖10中示出的電源電路的特性曲線相比較，則相應(yīng)于負(fù)載變化的整流平滑電壓Ei的變化幅度顯著減小。這一結(jié)果源自于由功率因數(shù)校正電路17再生的能量相應(yīng)于負(fù)載的變化是可變的這一事實(shí)。同樣，當(dāng)與采用了圖12中所示的扼流輸入系統(tǒng)的電源電路中的整流平滑電壓Ei的變化特性曲線進(jìn)行比較，整流平滑電壓Ei的變化幅度顯著減小。
此外，比較包括功率因數(shù)校正電路17的電源電路的整流平滑電壓Ei的特性曲線與包括省去了高頻線圈部分L10B的電源電路的整流平滑電壓Ei的特性曲線，可以看到，從低于50W的負(fù)載功率Po到150W的負(fù)載功率的寬范圍內(nèi)得到一個(gè)更高的電平。以這種方式增加的整流平滑電壓Ei的電平使得在圖19所示的實(shí)施例的電路的功率轉(zhuǎn)換效率中的因數(shù)得到校正。
應(yīng)該注意的是，對(duì)于包括功率因數(shù)校正電路17的電源電路，作為在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)的整流平滑電壓Ei的波動(dòng)電壓電平(ΔEi)，測(cè)得ΔEi＝5.5V。此外，對(duì)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的波動(dòng)電壓值(ΔEo)，測(cè)得ΔEo＝20mV。
通過(guò)包括省去了高頻線圈部分L10B的功率因數(shù)校正電路的電源電路，對(duì)于在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)的整流平滑電壓Ei的波動(dòng)電壓電平(ΔEi)，測(cè)得ΔEi＝22.5V。
此外，對(duì)于不包括功率因數(shù)校正電路的電源電路，作為在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)的整流平滑電壓Ei的波動(dòng)電壓電平(ΔEi)，測(cè)得ΔEi＝14V。此外，作為次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的波動(dòng)電壓電平(ΔEo)，測(cè)得ΔEo＝10mV。
根據(jù)上面所述，如果包括功率因數(shù)校正電路17的電源電路首先與包括省去了高頻線圈部分L10B的功率因數(shù)校正電路的電源電路相比較，則可以看到，由于整流平滑電壓Ei的波動(dòng)電壓電平(ΔEi)為ΔEi＝5.5V，同時(shí)后一電源電路為ΔEi＝22.5V，所以將波動(dòng)電壓電平(ΔEi)顯著地抑制到大約四分之一。用這種方式抑制整流平滑電壓Ei的波動(dòng)電壓電平(ΔEi)的事實(shí)表明，疊加在次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo上的商用交流電源周期的波動(dòng)也被顯著地抑制了。換句話說(shuō)，與波動(dòng)電壓電平ΔEi有關(guān)的結(jié)果表明，當(dāng)與包括傳統(tǒng)功率再生系統(tǒng)的功率因數(shù)校正電路的電源電路相比較時(shí)，圖10中所示的實(shí)施例的電源電路大大抑制了次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的波動(dòng)。
此外，如果執(zhí)行關(guān)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的波動(dòng)電壓電平(ΔEo)的比較，則當(dāng)包括功率因數(shù)校正電路17的電源電路顯示ΔEo＝20mV時(shí)，不包括功率因數(shù)校正電路的電源電路顯示ΔEio＝10mV。簡(jiǎn)言之，像上面所述一樣，本實(shí)施例中的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的波動(dòng)的增加值被抑制到大約為不包括功率因數(shù)校正電路的電源電路的兩倍。
圖22示出了根據(jù)本發(fā)明第八實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的例子。
參照?qǐng)D22，所示的電源電路包括功率因數(shù)校正電路18，來(lái)代替設(shè)置在第七實(shí)施例的電源電路的結(jié)構(gòu)中的功率因數(shù)校正電路17。該功率因數(shù)校正電路18也采用了磁耦合型的功率再生系統(tǒng)。
功率因數(shù)校正電路18也接入在橋式整流電路Di和平滑電容器Ci之間的整流電流通路中，用來(lái)從交流輸入電壓VAC產(chǎn)生整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)。該功率因數(shù)校正電路18包括濾波電容器CN、高頻電感器L10(第一電感器)、和高速恢復(fù)型的開(kāi)關(guān)二極管D1。
然而，在這個(gè)例子中，高頻電感器L10上沒(méi)有設(shè)置抽頭。相反，在圖22所示的電路中，在絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級(jí)線圈N1的預(yù)置的線圈位置上設(shè)置有抽頭，從而將初級(jí)線圈N1分成兩個(gè)初級(jí)線圈部分N1A和N1B。對(duì)于初級(jí)線圈部分N1A和N1B，初級(jí)線圈部分N1B包含在組成下文所述的功率因數(shù)校正電路18的電感器(第二電感器)中。
應(yīng)該注意的是，在這個(gè)例子中的初級(jí)線圈N1中，初級(jí)線圈部分N1A的端部為線圈的起始端，并且該線圈起始端通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的串聯(lián)連接與開(kāi)關(guān)元件Q1的源極與開(kāi)關(guān)元件Q2的漏極的節(jié)點(diǎn)(開(kāi)關(guān)輸出點(diǎn))相連。在這個(gè)例子中，盡管將初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1接入到開(kāi)關(guān)輸出點(diǎn)側(cè)的一個(gè)位置上，但由于初級(jí)線圈N1和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1是彼此串聯(lián)連接的，所以通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的電容和初級(jí)線圈N1(N1A+N1B)的L1形成了用于開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的操作成為電流共振型的操作的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。此外，開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)輸出輸送給初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。
此外，由于整個(gè)初級(jí)線圈N1的線圈起始端部就是上文中描述的初級(jí)線圈部分N1A側(cè)的端部，所以初級(jí)線圈部分N1A的線圈起始端部與初級(jí)線圈N1的線圈起始端部相同，同時(shí)，初級(jí)線圈部分N1A的線圈末端端部就是初級(jí)線圈N1的抽頭位置。此外，初級(jí)線圈部分N1B的線圈起始端部為抽頭位置，并且初級(jí)線圈部分N1B的末端端部與初級(jí)線圈N1的線圈末端端部相同。
包括濾波電容器CN、高頻電感器L10、開(kāi)關(guān)二極管D1、和如上所述的初級(jí)線圈部分N1B的功率因數(shù)校正電路18以下面的連接方式形成。
開(kāi)關(guān)二極管D1的陽(yáng)極與橋式整流電路Di的正極輸出端子連接。開(kāi)關(guān)二極管D1的陰極與初級(jí)線圈N1的抽頭相連接。這就表示，在功率因數(shù)校正電路18中，開(kāi)關(guān)二極管D1的陰極與初級(jí)線圈部分N1B的線圈起始端部相連接。
初級(jí)線圈部分N1B的線圈末端端部(初級(jí)線圈N1的線圈末端端部)通過(guò)高頻電感器L10與平滑電容器Ci的正極端子連接到。因此，在功率因數(shù)校正電路18中，高頻電感器L10和初級(jí)線圈部分N1B是彼此串聯(lián)連接的。
用于抑制普通類型噪聲的濾波電容器CN接入在開(kāi)關(guān)二極管D1的陽(yáng)極和平滑電容器Ci的正極端子之間。可以認(rèn)為，以這種方式接入的濾波電容器CN與開(kāi)關(guān)二極管D1、初級(jí)線圈部分N1B、和高頻電感器L10組成的串聯(lián)電路是并聯(lián)連接的。
當(dāng)功率因數(shù)校正電路18以上述連接方式接入時(shí)，由橋式整流電路Di的正極端子輸出的整流電流通過(guò)下面的線路流入平滑電容器Ci開(kāi)關(guān)二極管D1→初級(jí)線圈部分N1B→高頻電感器L10。換句話說(shuō)，開(kāi)關(guān)二極管D1→初級(jí)線圈部分N1B→高頻電感器L10的串聯(lián)電路被接入在用于從交流輸入電壓VAC生成整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的全波整流電路的整流電流通路中。
此外，在這個(gè)例子中，由于初級(jí)線圈N1的初級(jí)線圈部分N1B包括在如上所述的整流電流通路中，所以從初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路獲得的開(kāi)關(guān)輸出(初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流)被再生為功率，并且通過(guò)磁耦合(高頻電感器L10和初級(jí)線圈部分N1B)反饋給平滑電容器Ci。
例如，在圖19中所示的功率因數(shù)校正電路17中，來(lái)自通過(guò)給高頻電感器L10設(shè)置的抽頭而形成的高頻線圈部分L10A和L10B之間的高頻線圈部分L10B沒(méi)有被接入到整流電路通路中，而是通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1與初級(jí)線圈N1串聯(lián)。因此，高頻線圈部分L10B起到形成初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的電感分量的作用。此外，高頻線圈部分L10B將初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的開(kāi)關(guān)輸出傳輸給與其有緊密耦合關(guān)系的高頻線圈部分L10A，因而在功率因數(shù)校正電路17中獲得了將交流電壓分量疊加在開(kāi)關(guān)輸出上的功率再生操作。
在圖22中所示的功率因數(shù)校正電路18中，初級(jí)線圈部分N1B具有組成初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的電感分量，并且與高頻電感器L10串聯(lián)連接。因此，初級(jí)線圈部分N1B可以與高頻電感器L10基本緊密地耦合。由于建立了這樣的關(guān)系，所以通過(guò)將開(kāi)關(guān)輸出從初級(jí)線圈部分N1B傳輸給高頻電感器L10，獲得了與圖19的功率因數(shù)校正電路17相似的功率再生操作。
通過(guò)像上面描述的這樣的操作，可以認(rèn)為，圖19中所示的功率因數(shù)校正電路17中的高頻線圈部分L10A和高頻線圈部分L10B之間的關(guān)系等價(jià)于圖22中所示的功率因數(shù)校正電路18中的高頻電感器L10(第一電感器)和初級(jí)線圈部分N1B(第二電感器)之間的關(guān)系。
在圖23中示出了在圖22中的包括具有上述結(jié)構(gòu)的功率因數(shù)校正電路18的電源電路的功率因數(shù)校正操作。在圖23中，與圖20中類似，示出了交流輸入電壓VAC、交流輸入電流IAC、整流電流I1與I2、以及電壓V1與V2。
在圖22的電路中，整流電流I1通過(guò)整流二極管D1從橋式整流電路Di的正極輸出端子流出，同時(shí)整流電流I2沿著高頻電感器L10和平滑電容器Ci的正極端子之間的線路流動(dòng)。此外，電壓V1為在開(kāi)關(guān)二極管D1的陽(yáng)極與初級(jí)線圈N1的抽頭的節(jié)點(diǎn)和初級(jí)側(cè)地線之間的電壓。電壓V2為在高頻電感器L10與初級(jí)線圈部分N1B的端部的節(jié)點(diǎn)和初級(jí)側(cè)地線之間的電壓。交流輸入電壓VAC為230V，并且具有50Hz的頻率，它們與圖20中條件相同。
在功率因數(shù)校正電路18中，通過(guò)功率再生操作將開(kāi)關(guān)輸出像在上文中描述的一樣從初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路反饋。在這個(gè)例子中，作為在高頻電感器L10的端部和初級(jí)線圈部分N1B處的電壓V2具有這樣的波形，其中，如圖23所示樣，開(kāi)關(guān)周期的交流電壓成分量疊加在疊加了交流周期的波動(dòng)分量的整流平滑電壓Ei上。電壓V2的波形包括相應(yīng)于整流電流I1的導(dǎo)通期間突起的包絡(luò)線。在這個(gè)例子中，在相應(yīng)于交流輸入電壓VAC(整流電流I1)峰值的時(shí)間點(diǎn)的電壓V2的包絡(luò)線波形的最大值為570V，而最小值為320V。
同時(shí)，作為在開(kāi)關(guān)二極管D1的陽(yáng)極與初級(jí)線圈N1的抽頭的節(jié)點(diǎn)和初級(jí)側(cè)地線之間電壓的電壓V1，具有與電壓V2基本近似的波形。然而，由于沒(méi)有接入初級(jí)線圈部分N1B，所以整體來(lái)看，從相應(yīng)于整流電流I1峰值的時(shí)間點(diǎn)的電壓最大值為550V和最小值為300V的事實(shí)可以看出，電壓V1減小了20V。
從電壓V1和V2具有交流波形的事實(shí)可以認(rèn)為，在圖22所示的功率因數(shù)校正電路18中，開(kāi)關(guān)周期的交流電壓疊加在用與從通過(guò)功率再生從初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路反饋的開(kāi)關(guān)輸出(初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流)生成整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的整流電流通路上。在這個(gè)例子中，當(dāng)向開(kāi)關(guān)二極管D1施加電壓V1的交流電壓分量時(shí)，該開(kāi)關(guān)二極管執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作，例如，當(dāng)施加的交流電壓分量高于交流輸入電壓VAC的正/負(fù)峰值的大約二分之一時(shí)，該開(kāi)關(guān)二極管執(zhí)行開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換操作，用來(lái)連通或斷開(kāi)從橋式整流電路Di的整流輸出端子流入的整流電流I1。因此，在這個(gè)例子中，整流電流I1在開(kāi)關(guān)二極管D1導(dǎo)通的期間具有正弦波形的正極性半波的包絡(luò)線的交流波形。應(yīng)該注意的是，在這個(gè)例子中，相應(yīng)于交流輸入電壓VAC顯示峰值的時(shí)間點(diǎn)的整流電流I1的值為10Ap。
同時(shí)，趨向于從初級(jí)線圈部分N1B流入平滑電容器Ci的整流電流I2具有這樣的波形，其中，整流電流I1疊加在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流上，如圖23所示，在這個(gè)例子中，該初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流的正/負(fù)峰值約為5A。
以上述波形流動(dòng)的整流電流I1也在由橋式整流電路Di輸出的整流輸出電壓的值低于平滑電容器Ci上的電壓的期間內(nèi)流動(dòng)，并且交流輸入電流IAC的導(dǎo)通期間與整流電流I1的導(dǎo)通期間基本一致。換句話說(shuō)，在這個(gè)例子中，交流輸入電流IAC的連續(xù)角相應(yīng)于不包括功率因數(shù)校正電路的電源電路擴(kuò)大，并且因此，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)的校正。應(yīng)該注意的是，在這個(gè)例子中的交流輸入電流IAC的峰值為5Ap。
參照?qǐng)D22，如上文所述，在功率因數(shù)校正電路18中的高頻電感器L10和初級(jí)線圈部分N1B的操作和功能分別等價(jià)于在圖19中所示的第七實(shí)施例的電源電路的功率因數(shù)校正電路17中的高頻線圈部分L10A和高頻線圈部分L10B的操作和功能。如上文所述，整流電流I1根據(jù)功率因數(shù)校正電路17的高頻線圈部分L10A和高頻線圈部分L10B的操作顯示正弦波形，結(jié)果，交流輸入電流IAC也具有正弦波形。因此，作為圖22中所示的功率因數(shù)校正電路18的功率因數(shù)校正的結(jié)果，整流電流I1和交流輸入電流IAC具有與在圖23中所示的一樣的正弦波形。
簡(jiǎn)言之，在圖22中所示的第八實(shí)施例的電源電路同樣可對(duì)高次和奇數(shù)次諧波失真進(jìn)行抑制，并且可以充分獲得由電源諧波失真規(guī)則規(guī)定的規(guī)定值容限。此外，在第八實(shí)施例中，為了獲得像剛剛描述的效果，僅僅需要為絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級(jí)線圈N1設(shè)置一個(gè)抽頭，并進(jìn)行連接而形成圖22中所示的電路，并且尤其沒(méi)有必要另外設(shè)置額外的部件或元件。
在具有如上所述的電路結(jié)構(gòu)的第八實(shí)施例的電源電路中，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT具有與在上文中描述的第七實(shí)施例相似的結(jié)構(gòu)，例如，耦合系數(shù)k變低，例如k約等于0.75。因此，不管負(fù)載、交流輸入電壓等如何變化，總是可以獲得連續(xù)模式作為次級(jí)側(cè)整流操作。
因此，用以在上文中描述的第七實(shí)施例的電源電路中類似的方式抑制了疊加在次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo上的波動(dòng)電壓的增加，并且，當(dāng)采用磁耦合型結(jié)構(gòu)用于功率再生系統(tǒng)時(shí)，可以很容易地實(shí)現(xiàn)該操作。此外，當(dāng)與扼流輸入系統(tǒng)的電源電路的轉(zhuǎn)換功率進(jìn)行比較時(shí)，同樣實(shí)現(xiàn)了高的功率轉(zhuǎn)換效率。
此外，在圖22中所示的電源電路中，由于假設(shè)可以始終獲得連續(xù)模式作為次級(jí)側(cè)整流操作，同步整流電路形成為與次級(jí)側(cè)線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的全波整流電路，所以可以通過(guò)最小的電路結(jié)構(gòu)有效地實(shí)現(xiàn)次級(jí)側(cè)功率損耗的減少。
此外，在這個(gè)例子中，高頻電感器L10具有遠(yuǎn)低于用于與扼流輸入系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的功率因數(shù)校正的扼流線圈PCH的電感值，并且也可以獲得同樣的功率損耗的降低作用。
圖24中示出了交直流的功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC、功率因數(shù)PF、和整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)相對(duì)于負(fù)載改變的變化特性曲線，這些變化特性曲線是利用圖19所示的第八實(shí)施例的電源電路實(shí)際進(jìn)行實(shí)驗(yàn)得出的結(jié)果。
此外，為了獲得在圖24中示出的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，交流輸入電壓VAC為230V，并且調(diào)節(jié)負(fù)載功率Po在150W(Eo＝5V×30A)到0W的范圍內(nèi)改變。此外，選擇性使用具有下面參數(shù)的部件作為在圖22中所示的帶PFC的電源電路的元件●絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PITEER-40鐵氧體磁芯，間隙G＝1.4mm，初級(jí)線圈(初級(jí)線圈部分N1A＝60T，次級(jí)線圈部分N1B＝4T)，次級(jí)線圈N2A＝N2B＝2T，耦合系數(shù)k＝0.75●初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1＝0.018μF/800V●高頻電感器L10＝75μH(EER-19型磁芯)●開(kāi)關(guān)二極管D1＝3A/600V●濾波電容器CN＝1μF/200V圖22中所示的電源電路的功率因數(shù)PF關(guān)于負(fù)載變化具有這樣的特性曲線，它具有隨負(fù)載增加而增加的趨勢(shì)。對(duì)于在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)的功率因數(shù)PF，獲得PF＝0.81。
此外，對(duì)于在圖22中所示的電源電路的交直流功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC，在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)，獲得ηAC→DC＝92.0％，并且該特性曲線與在第七實(shí)施例中的特性曲線基本一致。
此外，關(guān)于整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)的特性曲線，本實(shí)施例的電源電路顯示出比不帶功率因數(shù)校正電路的電源電路更高的電平。相對(duì)于負(fù)載改變的電平變化特性曲線是這樣的，盡管具有類似與在第七實(shí)施例中的隨負(fù)載功率Po的加重而增加的趨勢(shì)，但通常認(rèn)為相對(duì)于負(fù)載改變的變化值基本固定。簡(jiǎn)言之，在第八實(shí)施例的電源電路中，相對(duì)于負(fù)載改變的直流輸入電壓的變化減小。
此外，在圖22所示的電源電路中，對(duì)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的波動(dòng)電壓電平(ΔEo)，測(cè)得ΔEo＝20mV，因此，獲得了與第七實(shí)施例的電源電路所得結(jié)果類似的結(jié)果。此外，對(duì)于在最大負(fù)載功率Po＝150Wh時(shí)的整流平滑電壓Ei的波動(dòng)電壓電平(ΔEi)，測(cè)得波動(dòng)電壓電平被抑制到接近于零電平。
應(yīng)該注意的是，本實(shí)施例不限于上面所述的電源電路的結(jié)構(gòu)。
首先，可以適當(dāng)?shù)馗淖兘^緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT，例如，變?yōu)榇判拘?，只要所設(shè)計(jì)的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT中的磁通密度低于所需值。
此外，例如，雖然上文中描述的實(shí)施例的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器是基于他激發(fā)電流諧振型的轉(zhuǎn)換器，但是本發(fā)明的電源電路也可以另外包括一個(gè)自激發(fā)電流諧振型的轉(zhuǎn)換器。在這個(gè)例子中，例如，可以選擇性使用雙極晶體管用作開(kāi)關(guān)元件。此外，可以應(yīng)用四個(gè)開(kāi)關(guān)元件以全橋耦合方式連接的電流諧振型轉(zhuǎn)換器。此外，對(duì)于開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的初級(jí)側(cè)的開(kāi)關(guān)元件(Q1和Q2)，除了MOS-FET，也可以采用IGBT(絕緣柵極雙極晶體管)，只要它們能夠以他激發(fā)形式應(yīng)用。此外，依照實(shí)際情況等等，可以改變?cè)谏衔闹忻枋龅牟考驮某?shù)和其他參數(shù)。
更進(jìn)一步，也可以適當(dāng)?shù)馗淖冇米鞔渭?jí)側(cè)全波整流電路的線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路的具體結(jié)構(gòu)。此外，當(dāng)不需要低電壓/高電流條件時(shí)，可以使用具有橋式結(jié)構(gòu)的全波整流電路或使用基于雙二極管的結(jié)構(gòu)來(lái)替代同步整流電路。
此外，功率因數(shù)校正電路也不限于上文所述的實(shí)施例的結(jié)構(gòu)，但可以具有由本發(fā)明的受讓人先前提出的、基于與各種功率再生(反饋)系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的電路結(jié)構(gòu)的各種結(jié)構(gòu)中的任何一個(gè)結(jié)構(gòu)。
雖然已經(jīng)通過(guò)使用特殊的術(shù)語(yǔ)描述了本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，但這種描述僅僅是為了說(shuō)明的目的，在不違背隨后的權(quán)利要求的精神和原則的前提下，可以對(duì)本發(fā)明進(jìn)行各種更改和變化。
權(quán)利要求
1.一種開(kāi)關(guān)電源電路，包括整流平滑單元，用于接收作為輸入的交流輸入電壓，以產(chǎn)生整流電壓，所述整流平滑單元包括用于對(duì)所述整流電壓進(jìn)行平滑處理而產(chǎn)生直流輸入電壓的平滑電容器；開(kāi)關(guān)單元，所述開(kāi)關(guān)單元包括用于接收來(lái)自所述平滑電容器的所述直流輸入電壓作為輸入以進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作的開(kāi)關(guān)元件；開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)單元，用于驅(qū)動(dòng)所述開(kāi)關(guān)元件執(zhí)行所述開(kāi)關(guān)操作；絕緣轉(zhuǎn)換變壓器，所述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器包括初級(jí)線圈和次級(jí)線圈，通過(guò)所述開(kāi)關(guān)單元的所述開(kāi)關(guān)操作而獲得的開(kāi)關(guān)輸出輸送到所述初級(jí)線圈中，并且，在所述次級(jí)線圈中響應(yīng)于所述初級(jí)線圈的所述開(kāi)關(guān)輸出而激發(fā)產(chǎn)生交流電壓；初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路由所述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的所述初級(jí)線圈的漏電感分量和與所述初級(jí)線圈串聯(lián)連接的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容組成，用于使所述開(kāi)關(guān)單元的操作成為電流諧振型操作；次級(jí)側(cè)直流輸出電壓產(chǎn)生單元，用于接收在所述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的所述次級(jí)線圈中激發(fā)產(chǎn)生的所述交流電壓作為輸入，以進(jìn)行整流操作來(lái)產(chǎn)生次級(jí)側(cè)直流輸出電壓；固定電壓控制單元，用于響應(yīng)于所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的電平來(lái)控制所述開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)單元，以改變所述開(kāi)關(guān)單元的開(kāi)關(guān)頻率，從而對(duì)所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓進(jìn)行固定電壓控制；以及功率因數(shù)校正單元，用于將通過(guò)所述開(kāi)關(guān)單元的所述開(kāi)關(guān)操作在所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路上獲得的所述初級(jí)側(cè)諧振電流作為電功率再生并反饋給所述平滑電容器，所述功率因數(shù)校正單元包括功率因數(shù)校正開(kāi)關(guān)元件，用于響應(yīng)于反饋給所述平滑電容器的電功率而對(duì)通過(guò)所述整流平滑單元的所述整流操作獲得的整流電流進(jìn)行開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換，來(lái)連通或斷開(kāi)所述整流電流；絕緣轉(zhuǎn)換變壓器設(shè)定有一定的磁通密度，使得不管所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓如何變化，所述次級(jí)側(cè)整流電流都顯示連續(xù)模式。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，所述功率因數(shù)校正單元包括串聯(lián)電路，其中，高頻電感器和作為所述功率因數(shù)校正開(kāi)關(guān)元件的二極管串聯(lián)連接，所述高頻電感器串聯(lián)接入在用于在所述整流平滑單元中對(duì)所述交流輸入電壓進(jìn)行整流的、全波整流電路形式的整流電路的整流輸出端子和所述平滑電容器的正極端子之間；功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器，所述功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器與所述二極管元件并聯(lián)連接，并與所述高頻電感器一起組成串聯(lián)諧振電路；以及濾波電容器，所述濾波電容器與所述串聯(lián)電路并聯(lián)連接；所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路與所述高頻電感器和所述串聯(lián)電路的所述二極管元件的節(jié)點(diǎn)相連。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，所述功率因數(shù)校正電路包括串聯(lián)電路，其中，高頻電感器和作為所述功率因數(shù)校正開(kāi)關(guān)元件的二極管串聯(lián)連接，所述高頻電感器串聯(lián)接入在用于在所述整流平滑單元中對(duì)所述交流輸入電壓進(jìn)行整流的、全波整流電路形式的整流電路的整流輸出端子和所述平滑電容器的正極端子之間；濾波電容器，所述濾波電容器與所述串聯(lián)電路并聯(lián)連接；所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路與所述高頻電感器和所述串聯(lián)電路的所述二極管元件的節(jié)點(diǎn)相連。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，所述整流平滑單元形成為倍壓整流電路，并且包括接入到在所述交流輸入電壓的一個(gè)半周期中形成的整流電流通路中的第一整流元件和接入到在所述交流輸入電壓的另一個(gè)半周期中形成的另一個(gè)整流電流通路中的第二整流元件；所述第一整流元件和所述第二整流元件用作所述功率因數(shù)校正單元的所述功率因數(shù)校正開(kāi)關(guān)元件；所述功率因數(shù)校正電路單元還包括高頻電感器，所述高頻電感器在所述交流輸入電壓的一個(gè)半周期中形成的整流電流通路中與所述第一整流元件串聯(lián)連接，并且在所述交流輸入電壓的另一個(gè)半周期中形成的整流電流通路中與所述第二整流元件串聯(lián)連接。功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器，所述功率因數(shù)校正串聯(lián)諧振電容器與所述第一和第二整流元件并聯(lián)連接，用于與所述高頻電感器一起組成串聯(lián)諧振電路；以及濾波電容器，所述濾波電容器與由所述第一整流元件和所述高頻電感器組成的所述串聯(lián)電路并聯(lián)連接，并且還與由所述第二整流元件和所述高頻電感器組成的所述串聯(lián)電路并聯(lián)連接；所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路與所述第一整流元件、第二整流元件、和所述高頻電感器的節(jié)點(diǎn)相連。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，所述整流平滑單元形成為倍壓整流電路，并且包括接入到在所述交流輸入電壓的一個(gè)半周期中形成的整流電流通路中的第一整流元件和接入到在所述交流輸入電壓的另一個(gè)半周期中形成的另一個(gè)整流電流通路中的第二整流元件；所述功率因數(shù)校正單元還包括高頻電感器，所述高頻電感器在所述交流輸入電壓的一個(gè)半周期中形成的整流電流通路中與所述第一整流元件串聯(lián)連接，并且在所述交流輸入電壓的另一個(gè)半周期中形成的整流電流通路中與所述第二整流元件串聯(lián)連接；以及濾波電容器，所述濾波電容器與由所述第一整流元件和所述高頻電感器組成的所述串聯(lián)電路并聯(lián)連接，并且還與由所述第二整流元件和所述高頻電感器形成的所述串聯(lián)電路并聯(lián)連接；所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路與所述第一整流元件、第二整流元件、和所述高頻電感器的節(jié)點(diǎn)相連。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，在所述交流輸入電壓顯示正極性和負(fù)極性的每一個(gè)半周期期間內(nèi)形成在構(gòu)成全波整流電路或倍壓整流電路的所述整流平滑單元中的整流電流通路中，設(shè)置所述功率因數(shù)校正單元的所述功率因數(shù)校正開(kāi)關(guān)元件，用于響應(yīng)于對(duì)其反饋的電功率執(zhí)行開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換操作，以連通或斷開(kāi)所述整流電流，并且所述功率因數(shù)校正單元還包括第一電感器，所述第一電感器在所述整流電流通路中與所述功率因數(shù)校正開(kāi)關(guān)元件串聯(lián)；第二電感器與所述第一電感器串聯(lián)連接，并且包含在用于形成所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的電感分量中；以及濾波電容器，被連接用來(lái)抑制普通類型的噪聲。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，所述功率因數(shù)校正單元的所述第一和第二電感器分別為第一線圈部分和第二線圈部分，所述第一線圈部分和第二線圈部分通過(guò)為所述高頻電感器的線圈設(shè)置抽頭而將單個(gè)高頻電感器的所述線圈分開(kāi)而形成。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，所述功率因數(shù)校正單元的所述第一電感器被設(shè)置為單個(gè)的高頻電感器，并且所述功率因數(shù)校正單元的所述第二電感器為通過(guò)向所述初級(jí)線圈設(shè)置抽頭而將所述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的所述初級(jí)線圈分開(kāi)而形成的線圈部分中的一個(gè)。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓產(chǎn)生單元包括與線圈電壓檢測(cè)系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)的同步整流電路形式的整流電路。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，所述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器還包括上面纏繞有所述初級(jí)線圈和所述次級(jí)線圈的磁芯，所述磁芯中形成有間隙，使得所述初級(jí)線圈和所述次級(jí)線圈以疏耦合方式彼此耦合。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，進(jìn)一步設(shè)定所述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的磁通密度，使得通過(guò)對(duì)所述初級(jí)線圈和所述次級(jí)線圈的匝數(shù)進(jìn)行設(shè)定，將所述次級(jí)線圈的每一匝的感生電壓電平設(shè)定為低于預(yù)定值。
全文摘要
本發(fā)明披露了一種包括用于功率因數(shù)校正的結(jié)構(gòu)的開(kāi)關(guān)電源電路，它使波動(dòng)最小化，并實(shí)現(xiàn)了高的功率轉(zhuǎn)換效率。針對(duì)包括與與半橋連接相對(duì)應(yīng)的電流諧振轉(zhuǎn)換器結(jié)合的分壓諧振電路的復(fù)合諧振轉(zhuǎn)換器的功率因數(shù)校正，設(shè)計(jì)了一種功率因數(shù)校正電路，使得通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路獲得的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流再生，并作為電功率反饋給平滑電容器。形成復(fù)合諧振轉(zhuǎn)換器型的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器，對(duì)其中的磁通密度進(jìn)行設(shè)定，使得不管次級(jí)側(cè)直流輸出電壓如何變化，次級(jí)側(cè)整流電流都顯示連續(xù)模式。
文檔編號(hào)H02M3/24GK1641987SQ20051000171
公開(kāi)日2005年7月20日 申請(qǐng)日期2005年1月14日 優(yōu)先權(quán)日2004年1月14日
發(fā)明者安村昌之 申請(qǐng)人:索尼公司