專利名稱：：用于集成電路的工作參數(shù)監(jiān)視器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及集成電路領(lǐng)域。更特別地，本發(fā)明涉及集成電路內(nèi)的工作參數(shù)的監(jiān)視。
背景技術(shù)：
：為集成電路提供設(shè)法提供關(guān)于集成電路的工作參數(shù)的監(jiān)視信息的一個(gè)或多個(gè)監(jiān)視電路是已知的。要監(jiān)視的典型工作參數(shù)是工作溫度?？梢员槐O(jiān)視的其它工作參數(shù)包括工作電壓。此信息可以用來(lái)保證集成電路的正確工作，并且在某些情況下可以用來(lái)使用反饋機(jī)制調(diào)整該工作。提供環(huán)形振蕩器電路是已知的，在該環(huán)形振蕩器電路中，振蕩頻率給出集成電路的工作參數(shù)的指示。隨著集成電路變熱，構(gòu)成環(huán)形振蕩器內(nèi)的反相器鏈的晶體管將更快速地工作，因此振蕩頻率將增加。此類機(jī)制的問(wèn)題是振蕩頻率與溫度之間的關(guān)系可能是復(fù)雜的，并且環(huán)形振蕩器可能要求相對(duì)復(fù)雜的偏置電路和/或模擬輸出。隨著工藝幾何結(jié)構(gòu)在尺寸方面的減小，基本MOSFET特性的局部變化變得如此大，以致于簡(jiǎn)單的芯片級(jí)防護(hù)帶設(shè)計(jì)變得被嚴(yán)重地過(guò)度設(shè)計(jì)且低效。另外，諸如注入屏蔽(implantshadowing)或應(yīng)力工程效應(yīng)等關(guān)鍵系統(tǒng)效應(yīng)使應(yīng)進(jìn)行監(jiān)視以便使系統(tǒng)效應(yīng)周圍的過(guò)度設(shè)計(jì)最小化的MOSFET實(shí)現(xiàn)的排列數(shù)倍增。由于此類效應(yīng)，MOSFET特性已變得視位置和背景而定。因此，由于不能從提供晶片監(jiān)視器的遠(yuǎn)距離區(qū)域進(jìn)行監(jiān)視的背景相關(guān)的效應(yīng)和位置變化，依賴于簡(jiǎn)單的一組邊界提供的晶片驗(yàn)收測(cè)試，MOSFET參數(shù)與芯片上系統(tǒng)嵌入式MOSFET監(jiān)視器相比將不那么準(zhǔn)確。因此，需要一種用于嵌入式MOSFET監(jiān)視以及硅驗(yàn)收測(cè)試、性能重新分級(jí)(binning)和自適應(yīng)電路的小且低功率的監(jiān)視電路。
發(fā)明內(nèi)容從一方面看，本發(fā)明提供一種監(jiān)視集成電路的工作參數(shù)的方法，所述方法包括步驟用包括多個(gè)串聯(lián)反相級(jí)的環(huán)形振蕩器在振蕩頻率下生成振蕩信號(hào)；使所述反相級(jí)中的至少一個(gè)工作，以使得向所述反相級(jí)供應(yīng)電流的至少一個(gè)晶體管限制所述反相級(jí)中的電流和輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換速率(slewrate)，從而控制所述振蕩頻率；以及向所述晶體管供應(yīng)柵電壓以使所述晶體管在泄露模式下工作，在該模式下通過(guò)所述晶體管的基本上所有電流都是由于電流泄漏產(chǎn)生的；其中所述工作參數(shù)控制所述電流泄漏的幅值，使得所述振蕩頻率取決于所述工作參數(shù)。帶有具有供應(yīng)反相級(jí)中的有限電流的晶體管的至少一個(gè)反相級(jí)的環(huán)形振蕩器將用于限制該反相級(jí)的轉(zhuǎn)換速率并因此控制環(huán)形振蕩器的振蕩頻率(反相級(jí)可以具有多種不同的形式，諸如簡(jiǎn)單反相器、NAND門等)。本技術(shù)認(rèn)識(shí)到如果用于控制振蕩頻率的此晶體管在通過(guò)晶體管的基本上所有電流都是由于電流泄漏產(chǎn)生的泄露模式下工作，則電流泄漏4具有可預(yù)測(cè)的隨期望對(duì)其進(jìn)行監(jiān)視的多個(gè)工作參數(shù)的變化，因此可以通過(guò)觀察環(huán)形振蕩器的振蕩頻率來(lái)監(jiān)視那些參數(shù)。使環(huán)形振蕩器以這種方式工作提供了一種監(jiān)視電路，該監(jiān)視電路在提供監(jiān)視集成電路的多種參數(shù)的能力的同時(shí)是小的、低成本且低功率的。在某些實(shí)施例中，可能期望監(jiān)視的工作參數(shù)是在給定柵電壓下通過(guò)晶體管的泄漏電流。在泄露模式下工作的晶體管可以是集成電路內(nèi)的其它晶體管的代表，并且所有這些晶體管的臨界參數(shù)是泄漏電流隨電壓的變化。這樣，可以確定適當(dāng)?shù)目刂齐妷阂詼p少通過(guò)電流泄漏產(chǎn)生的功率浪費(fèi)。特別感興趣的另一工作參數(shù)是柵電壓的閾值，在該閾值處泄漏電流基本上為零。在低功率集成電路中常常期望的是將集成電路置于低功率模式，在該低功率模式下，期望將泄漏電流減小至基本上為零。因此，監(jiān)視電路能夠主動(dòng)地確定將用來(lái)實(shí)現(xiàn)監(jiān)視電路的晶體管和整個(gè)集成電路中的基本為零的泄漏的柵電壓，以便實(shí)現(xiàn)基本為零的泄漏電流。在某些實(shí)施例中，可以通過(guò)下述來(lái)確定此類閾值將所述晶體管的最大跨導(dǎo)柵電壓識(shí)別為柵電壓，在該柵電壓下所述振蕩頻率隨柵電壓的增加速率為最大；從所述最大跨導(dǎo)柵電壓和所述最大跨導(dǎo)柵電壓下的所述振蕩頻率的增加速率線性地向后外推以識(shí)別外推柵電壓，在該外推柵電壓下所述振蕩頻率將是零；以及使用所述外推柵電壓作為所述閾值。本技術(shù)非常適合于監(jiān)視的另一工作參數(shù)是環(huán)形振蕩器內(nèi)的晶體管的工作參數(shù)。此工作參數(shù)可以很好地與集成電路的周圍部分的工作溫度相關(guān)聯(lián)。當(dāng)晶體管是具有源極電壓和體電壓的MOSFET且晶體管進(jìn)行工作以使得柵電壓與源極電壓之間的電壓差基本上等于所述體電壓與所述源極電壓之間的電壓差時(shí)，則獲得工作溫度與振蕩頻率之間的簡(jiǎn)化關(guān)系，許多器件特有參數(shù)基本上從該關(guān)系中取消。特別地，在此類實(shí)施例中，泄漏電流與ev_T成比例，其中，e是自然對(duì)數(shù)的基數(shù)，k是玻爾茲曼常數(shù)且T是所述工作溫度。為了校準(zhǔn)此類溫度監(jiān)視電路，可以執(zhí)行以下步驟(a)在已知溫度Tto_下提供包括所述環(huán)形振蕩器的所述集成電路；(b)將所述體電壓與所述源極電壓之間的所述電壓差VBS設(shè)置為第一值VB&；(c)測(cè)量所述環(huán)形振蕩器的第一振蕩頻率Ftl；(d)將所述體電壓與所述源極電壓之間的所述電壓差VBS設(shè)置為第二值VBS1；(e)測(cè)量所述環(huán)形振蕩器的第二振蕩頻率F1；(f)將計(jì)算溫度Tcal確定為(VBS1-VBSci)/(k*ln(F0ZF1))；以及(g)將偏移溫度T。ffsrt計(jì)算為Tcal-Tknown；由此然后可以通過(guò)重復(fù)步驟(b)至(f)并將Tmkn_確定為T。al_T。ffsrt來(lái)確定所述集成電路的未知溫度Tunknown°可以是環(huán)形振蕩器中的僅一個(gè)級(jí)包括在泄露模式下工作并限制其相關(guān)反相級(jí)中的電流和輸出轉(zhuǎn)換速率的晶體管。然而，在優(yōu)選實(shí)施例中，當(dāng)多個(gè)反相級(jí)包括在泄漏模式下工作的此類晶體管時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)更強(qiáng)的效果。在某些實(shí)施例中，可以是環(huán)形振蕩器內(nèi)的反相級(jí)每個(gè)均包括在泄露模式下工作的晶體管。反相器可以具有多種不同形式，但優(yōu)選地是三態(tài)反相器。當(dāng)使用三態(tài)反相器時(shí)，可以在與生成三態(tài)反相器的輸出的軌道(rail)不同的通過(guò)集成電路的軌道上形成頭晶體管(headertransistor)和腳晶體管(footertransistor)以便相對(duì)于在與反相級(jí)的輸出相同的軌道中提供這些晶體管時(shí)減小體效應(yīng)。可以將在泄露模式下工作的晶體管形成為具有與形成反相器的其它晶體管不同的尺寸，以便使監(jiān)視電路變得對(duì)不同參數(shù)和不同測(cè)量范圍敏感。在泄露模式下工作的晶體管可以是匪OSFET或PM0SFET。從另一方面看，本發(fā)明提供一種被配置為監(jiān)視集成電路的工作參數(shù)的監(jiān)視電路，所述監(jiān)視電路包括環(huán)形振蕩器，其具有被配置為在振蕩頻率下生成振蕩信號(hào)的多個(gè)串聯(lián)反相級(jí)，所述反相級(jí)中的至少一個(gè)具有被配置為向所述反相級(jí)供應(yīng)電流并限制所述反相級(jí)中的電流和輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換速率、從而控制所述振蕩頻率的至少一個(gè)晶體管；以及柵電壓供應(yīng)電路，其被配置為向所述晶體管供應(yīng)柵電壓以使所述晶體管在泄露模式下工作，在該模式下，通過(guò)所述晶體管的基本上所有電流都是由于電流泄漏產(chǎn)生的；其中所述工作參數(shù)控制所述電流泄漏的幅值，使得所述振蕩頻率取決于所述工作參數(shù)。從另一方面看，本發(fā)明提供一種被配置為監(jiān)視集成電路的工作參數(shù)的監(jiān)視電路，所述監(jiān)視電路包括環(huán)形振蕩器裝置，其具有用于在振蕩頻率下生成振蕩信號(hào)的多個(gè)串聯(lián)反相級(jí)裝置，所述反相級(jí)裝置中的至少一個(gè)具有用于向所述反相級(jí)裝置供應(yīng)電流并限制所述反相級(jí)裝置中的電流和輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換速率、從而控制所述振蕩頻率的至少一個(gè)晶體管裝置；以及柵電壓供應(yīng)裝置，其用于向所述晶體管裝置供應(yīng)柵電壓以使所述晶體管裝置在泄露模式下工作，在該模式下，通過(guò)所述晶體管裝置的基本上所有電流都是由于電流泄漏產(chǎn)生的；其中所述工作參數(shù)控制所述電流泄漏的幅值，使得所述振蕩頻率取決于所述工作參數(shù)。通過(guò)將結(jié)合附圖來(lái)閱讀的說(shuō)明性實(shí)施例的以下詳細(xì)說(shuō)明，將清楚本發(fā)明的上述及其它目的、特征和優(yōu)點(diǎn)。圖1示意性地示出包括用于監(jiān)視集成電路的工作參數(shù)的多個(gè)監(jiān)視電路的集成電路；圖2示意性地示出采取環(huán)形振蕩器(RO)形式的監(jiān)視電路；圖3示意性地示出供在圖2的環(huán)形振蕩器內(nèi)使用的三態(tài)反相器；圖4是示意性地示出用于確定集成電路內(nèi)的基本為零的泄漏電流的閾值電壓的技術(shù)的流程圖；圖5示意性地示出通過(guò)場(chǎng)效應(yīng)晶體管的截面；圖6是示意性地示出用于校準(zhǔn)溫度監(jiān)視電路的技術(shù)的流程圖；圖7示意性地示出用于用溫度監(jiān)視電路來(lái)測(cè)量未知溫度的技術(shù)；圖8示出供在充當(dāng)閾值電壓監(jiān)視電路且包括出于模擬目的(即，在工作設(shè)計(jì)中不6需要)提供的晶體管P2的環(huán)形振蕩器內(nèi)使用的三態(tài)反相器；圖9示意性地示出用于監(jiān)視閾值電壓且包括NAND門以啟用環(huán)形振蕩器的環(huán)形振蕩器電路；圖10示意性地示出由理想電流源或圖8的晶體管m來(lái)控制通過(guò)三態(tài)反相級(jí)的電流的情況下的環(huán)形振蕩器頻率的變化；圖11示意性地示出通過(guò)在其泄露模式下工作的晶體管的電流和環(huán)形振蕩器頻率(兩者均被標(biāo)準(zhǔn)化為其在0.3V下的值)與晶體管的柵電壓之間的關(guān)系；圖12示意性地示出環(huán)形振蕩器頻率和環(huán)形振蕩器頻率隨著電壓的變化率，因?yàn)槠潆S著施加于在泄露模式下工作的晶體管的柵電壓的變化而變化；圖13示意性地示出與各種晶體管的閾值電壓的加工廠定義(foimdarydefinition)相比用上文所討論的監(jiān)視電路確定的閾值電壓變化；圖14是示出供在充當(dāng)溫度監(jiān)視電路的環(huán)形振蕩器中使用的三態(tài)反相器的示意圖；圖15示意性地示出用作溫度監(jiān)視電路的環(huán)形振蕩器電路；圖16示意性地示出通過(guò)圖14的PM0SFET的漏極電流與在泄露模式下工作的限流晶體管的本體與源極之間的電壓之間的關(guān)系；圖17示出使用如圖15所示的監(jiān)視電路測(cè)量時(shí)的測(cè)量溫度與模擬溫度之間的變化；圖18示出將通過(guò)在泄露模式下工作的晶體管的電流表示為溫度、柵極和源極之間的電壓、本體和源極之間的電壓、以及漏極與源極之間的電壓的函數(shù)的表達(dá)式；圖19示出使用環(huán)形振蕩器內(nèi)的PM0SFET限流晶體管的測(cè)量溫度和模擬溫度之間的關(guān)系，其中所述本體被束縛于(tieto)所述晶體管的柵極；圖20示出當(dāng)用理想電流源替換在泄漏模式下工作的晶體管時(shí)的環(huán)形振蕩器頻率與通過(guò)三態(tài)反相器的電流之間的關(guān)系；圖21是示出相對(duì)于通過(guò)三態(tài)反相器的電流而言測(cè)量頻率中的絕對(duì)誤差的表；圖22示出振蕩器頻率以及通過(guò)晶體管的飽和電流隨在泄露模式下工作的晶體管的柵電壓的變化；圖23示意性地示出作為各種輸入電壓對(duì)的溫度的函數(shù)的頻率比；圖M示意性地示出使用在^SK下執(zhí)行校準(zhǔn)的上述監(jiān)視電路和技術(shù)提取的溫度測(cè)量結(jié)果；圖25示出作為溫度的函數(shù)的振蕩器頻率的變化；以及圖沈示出使用替換方法來(lái)提取溫度信息時(shí)的測(cè)量溫度對(duì)比模擬溫度。具體實(shí)施例方式圖1示意性地示出包括經(jīng)由系統(tǒng)總線4互連的多個(gè)功能單元的芯片上系統(tǒng)集成電路2。所述功能單元包括處理器核心6、圖形處理單元8、數(shù)字信號(hào)處理器10和存儲(chǔ)器12。應(yīng)認(rèn)識(shí)到本技術(shù)可適用于多種不同的集成電路。位于集成電路2內(nèi)的是多個(gè)監(jiān)視電路14、16、18、20。監(jiān)視電路16位于處理器6內(nèi)并用于監(jiān)視處理器6的工作參數(shù)。此工作參數(shù)可以是例如與用于降低泄漏電流、工作溫度等的低功率狀態(tài)相關(guān)聯(lián)的閾值電壓電平。以類似方式，圖形處理單元8具有嵌入圖形處理單元8內(nèi)的監(jiān)視器電路18。在集成電路2上的間隔位置處提供其它監(jiān)視電路14、20以監(jiān)視諸如工作溫度和/或閾值電壓的參數(shù)。應(yīng)認(rèn)識(shí)到，用現(xiàn)代集成電路，諸如工作溫度的工作參數(shù)可以在集成電路2內(nèi)變化，使得該集成電路的一個(gè)特定部分可能過(guò)熱地工作，同時(shí)另一部分在可接受的溫度下工作。因此，分布在集成電路內(nèi)的多個(gè)監(jiān)視電路14、16、18、20的供應(yīng)提供防止不適當(dāng)工作的較大程度保護(hù)并允許實(shí)現(xiàn)更準(zhǔn)確的和細(xì)粒水平的工作參數(shù)監(jiān)視。此外，跨越集成電路2的工藝變化，諸如對(duì)準(zhǔn)、摻雜、層厚度等方面的變化，可以導(dǎo)致在同一集成電路內(nèi)的不同位置處發(fā)生不同的工作參數(shù)，因此，通過(guò)集成電路2分布多個(gè)監(jiān)視電路14、16、18、20使得能夠正確地感測(cè)此類不同的工作參數(shù)。圖2示意性地示出采取具有振蕩頻率F·的環(huán)形振蕩器形式的監(jiān)視電路22。環(huán)形振蕩器由串聯(lián)地布置的三個(gè)反相器對(duì)、26、觀形成并具有從最后一個(gè)反相器觀串聯(lián)回到該串聯(lián)的第一反相器M的輸入端的反饋路徑。假如在單個(gè)路徑內(nèi)存在奇數(shù)個(gè)反相器對(duì)、26、28(或更一般而言為信號(hào)反相)，則可以用由通過(guò)反相器鏈對(duì)、26、觀的延遲控制的頻率Fqsc來(lái)生成振蕩信號(hào)輸出。AND門30被設(shè)置在該信號(hào)路徑中并用于啟用和禁用通過(guò)環(huán)形振蕩器反饋的信號(hào)路徑并因此根據(jù)啟用信號(hào)來(lái)接通和關(guān)斷環(huán)形振蕩器。各反相器對(duì)、26、觀被形成為三態(tài)反相器且這些三態(tài)反相器內(nèi)的晶體管之一具有用柵電壓源電路32控制的柵電壓。此柵電壓源電路32生成柵電壓，該柵電壓將反相器24、26,28內(nèi)的受控晶體管置于其中通過(guò)該晶體管的電流基本上全部是由于電流泄漏產(chǎn)生的泄漏工作模式。此晶體管充當(dāng)用于其反相級(jí)的限流器件。本領(lǐng)域的技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到電流泄漏是這樣的過(guò)程，即用來(lái)使得在到晶體管的控制信號(hào)使得該晶體管正常地被視為關(guān)斷時(shí)有限量的電流通過(guò)該晶體管的過(guò)程。無(wú)論如何，諸如量子隧穿的效應(yīng)導(dǎo)致有限泄漏電流。圖3示意性地示出被形成為兩個(gè)PM0SFET晶體管36、38和兩個(gè)NM0SFET晶體管40,42的堆疊的三態(tài)反相器34。晶體管36和42在與分別載送信號(hào)A和Z的輸入和輸出軌道不同的通過(guò)集成電路的軌道上形成。這減小了主體效應(yīng)。晶體管36和42具有比晶體管38和40大的器件寬度，因?yàn)檫@允許在例如OE上的地和EN上的Vdd的正常軌道電壓下的更可靠的工作。在工作中，施加于晶體管42的柵電壓OE使得其將晶體管42置于泄露工作模式。因此，晶體管42充當(dāng)限流器件，該限流器件限制由反相器34生成的輸出信號(hào)Z的轉(zhuǎn)換速率。應(yīng)認(rèn)識(shí)到晶體管36、38、40和42以及相關(guān)的連接和信號(hào)傳輸線具有有限電容，因此限制通過(guò)反相器34的電流限制在輸出信號(hào)Z中可以實(shí)現(xiàn)的轉(zhuǎn)換速率，并因此限制通過(guò)三態(tài)反相器34的傳播延遲。因此，當(dāng)一個(gè)或多個(gè)此類三態(tài)反相器34被設(shè)置在環(huán)形振蕩器22中時(shí)，諸如圖2所示，則控制通過(guò)三態(tài)反相器34的電流的柵電壓OE又將控制環(huán)形振蕩器22的振蕩頻率F。se。通過(guò)以上內(nèi)容應(yīng)認(rèn)識(shí)到環(huán)形振蕩器22的振蕩頻率Frec提供通過(guò)充當(dāng)限流晶體管的一個(gè)或多個(gè)晶體管42的泄漏電流的度量。來(lái)自環(huán)形振蕩器的輸出信號(hào)可能要求波形調(diào)節(jié)電流，使得其可以擴(kuò)展至軌到軌信號(hào)以易于感測(cè)，但振蕩頻率F.足夠低，使得此類調(diào)節(jié)電路可以容易地被形成為例如基本施密特(Schmidtt)觸發(fā)器。環(huán)形振蕩器22與現(xiàn)代高度復(fù)雜的集成電路相比具有簡(jiǎn)單的構(gòu)造和工作。此類小環(huán)形振蕩器22的提供構(gòu)成相對(duì)少的電路開(kāi)銷。環(huán)形振蕩器信號(hào)Fffi。的輸出頻率足夠低，使得其不難測(cè)量。實(shí)現(xiàn)振蕩器頻率Fffic隨泄漏電流的相對(duì)較大程度的變化，從而提供良好的靈敏度。可以通過(guò)檢測(cè)集成電路2對(duì)通過(guò)充當(dāng)限流器件的晶體管42的泄漏電流的影響及其因此對(duì)振蕩頻率Fffi。的影響來(lái)監(jiān)視集成電路2的各種工作參數(shù)。此類參數(shù)的一個(gè)示例是柵電壓OE的閾值，在該閾值下通過(guò)晶體管42的泄漏電流基本上為零。此閾值電壓在被檢測(cè)到時(shí)可以在整個(gè)集成電路2中使用以便將集成電路2置于與單獨(dú)的集成電路及其當(dāng)前工作狀態(tài)/環(huán)境匹配的低泄漏模式(或集成電路2的各部分)。圖4示出可以用來(lái)確定閾值電壓的過(guò)程。在步驟44處，在不同的柵電壓下進(jìn)行振蕩頻率隨柵電壓的變化率的測(cè)量。然后，步驟46識(shí)別對(duì)應(yīng)于振蕩頻率隨柵電壓的變化率處于其最大值時(shí)的位置的柵電壓Vteans和頻率Fteans。這對(duì)應(yīng)于晶體管42內(nèi)的最大跨導(dǎo)的點(diǎn)。步驟48和50(其可以視為被組合)用于從最大跨導(dǎo)Ftrans、Vtrans點(diǎn)向后外推以找到外推指示零振蕩頻率結(jié)果的電壓。因此，通過(guò)使用在步驟50中示出的公式用線性外推來(lái)計(jì)算電壓，其中，柵電壓隨振蕩頻率的變化率是在最大跨導(dǎo)的點(diǎn)處所檢測(cè)的最大變化率。圖5示意性地示出通過(guò)場(chǎng)效應(yīng)晶體管52的截面。該場(chǎng)效應(yīng)晶體管包括源極區(qū)54、漏極區(qū)56和在源極區(qū)M與漏極區(qū)56之間延伸的溝道區(qū)58。通過(guò)絕緣層62與溝道區(qū)58分離的柵極60用于控制源極區(qū)M與漏極區(qū)56之間的通過(guò)溝道區(qū)58的電流。場(chǎng)效應(yīng)晶體管52的溝道區(qū)58及其它部分在體半導(dǎo)體區(qū)64上形成。柵極60被保持在柵極電位Ve。源極討被保持在源極電位Vs。漏極被保持在漏極電位VD。體半導(dǎo)體64被保持在體電位VB。在用于充當(dāng)溫度傳感器的本文所述的監(jiān)視電路的實(shí)施例中，當(dāng)柵極與源極之間的電壓差Ves(即Ve-Vs)等于本體與源極之間的電壓差VBS(即Vb-Vs)時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)溫度與通過(guò)晶體管52的泄漏電流之間的簡(jiǎn)化關(guān)系。這將在下文中進(jìn)一步描述。圖6和7分別示意性地示出用于校準(zhǔn)用于監(jiān)視溫度的監(jiān)視電路14、16、18、20并使用該監(jiān)視電路14、16、18、20來(lái)測(cè)量未知溫度的過(guò)程。圖6從設(shè)置用于包括嵌入式監(jiān)視電路14、16,18,20的集成電路2的已知溫度值Tto_的步驟66開(kāi)始。步驟68將本體與源極之間的電壓差Vbs設(shè)置為第一值VBS(I。柵極與源極之間的電壓Ves由于與被用作溫度監(jiān)視器的反相器的內(nèi)部連接而是相同的值。步驟70在已知溫度Tkn_和第一電壓Vbsci下測(cè)量振蕩頻率F10°步驟72將電壓Vbs設(shè)置為第二值Vbsi(柵極與源極之間的電壓以相同的方式改變)。步驟72測(cè)量此第二控制電壓Vbsi下的振蕩頻率Fp步驟74依照步驟74所示的關(guān)系使用Vbsci和Vbsi及其相關(guān)振蕩頻率Ftl和F1來(lái)計(jì)算集成電路2的溫度。在步驟76處使用計(jì)算溫度T。al和已知溫度Tkn_之間的差來(lái)計(jì)算偏移溫度T。ffsrt。然后可以使用此偏移溫度T。ffsrt作為依照?qǐng)D7的未知溫度測(cè)量期間的校準(zhǔn)值。圖7示出用于在已依照?qǐng)D6的過(guò)程校準(zhǔn)監(jiān)視電路14、16、18、20時(shí)立即測(cè)量未知溫度的過(guò)程。在步驟78處，將本體與源極之間的電壓Vbs設(shè)置為第一值VBS(I。步驟80測(cè)量此第一控制電壓下的振蕩頻率&。步驟82將電壓Vbs設(shè)置為第二值Vbsi且步驟84測(cè)量此第二控制電壓下的振蕩頻率K。步驟86依照?qǐng)D7的步驟86所示的關(guān)系使用兩個(gè)測(cè)量頻率Ftl和&以及控制電壓Vbsi和Vbm來(lái)確定計(jì)算溫度。步驟88使用來(lái)自步驟86的計(jì)算溫度Teal以及先前所計(jì)算的偏移溫度T。ffsrt來(lái)計(jì)算未知溫度。如圖8所示，監(jiān)視電路的核心是使用標(biāo)準(zhǔn)或經(jīng)修改的三態(tài)反相器單元(INVZ)形成9的環(huán)形振蕩器。與標(biāo)準(zhǔn)INVZ相比，圖8的示例INVZ示意圖將三態(tài)開(kāi)關(guān)移動(dòng)至相鄰軌道。這不是要求的，但由于與器件Pl/m緊挨著輸出Z時(shí)相比降低的體效應(yīng)而能夠潛在地增加準(zhǔn)確度。P2器件是用于模擬目的且在運(yùn)行實(shí)現(xiàn)中是不要求的。如果例如NlEN被連接到振蕩器啟用信號(hào)，則當(dāng)振蕩器未被啟用時(shí)，與本技術(shù)的環(huán)形振蕩器的頻率結(jié)果相比，可以測(cè)量器件W的漏極電流。然后，使用此INVZ門來(lái)形成具有圖9所示的一種可能實(shí)現(xiàn)的環(huán)形振蕩器。在這種情況下，已添加一個(gè)NAND門以提供振蕩器啟用功能。在所示的示例中，OE引腳被束縛于VDD且OEN引腳被束縛于P0WER_EN_N，P0WER_EN_N在該用途中是可變模擬信號(hào)。級(jí)數(shù)是任意的，但應(yīng)注意到由于緩慢的工作速度和由于nA范圍限流工作所引起的功率消耗，可以以比所示少的級(jí)來(lái)使此振蕩器可靠地工作。觀察到總共奇數(shù)個(gè)級(jí)(包括NAND)的基本環(huán)形振蕩器要求。可以直接從頻率計(jì)數(shù)器電路或外部測(cè)試器頻率計(jì)數(shù)器進(jìn)行觀察。此電路的工作是被用作振蕩器限流器的(一個(gè)或多個(gè))MOSFET偏置在近閾值區(qū)或亞閾值區(qū)(即在泄漏工作模式下)，使得振蕩頻率與電流成比例。使用行業(yè)代表性的32nmMOSEFTPSPHSPICE模型的模擬顯示此假設(shè)跨越適當(dāng)偏置溫度、電壓、和工藝極限(processcorner)是有效的。在圖10中，已經(jīng)用SPICE模擬中的理想電流源取代NMOS下拉FET(圖8的器件Ni)。此模擬顯示F與I成正比的假設(shè)的準(zhǔn)確性。INVZ線表示作為來(lái)自電流源的饋送電流的函數(shù)的電路頻率。圖ο示出與取代晶體管m的理想電流源相比的環(huán)形振蕩器頻率。模擬實(shí)際電路(MOSFETNl而不是圖10的電流源)，如下面圖11所示在RO頻率與MOSFETNl漏極電流之間存在良好的一致性。為了在同一個(gè)圖上進(jìn)行繪制，已將兩個(gè)曲線標(biāo)準(zhǔn)化為其在0.3V(Vt)下的值。圖11示出MOSFETNl漏極電流和RO頻率，兩者均被標(biāo)準(zhǔn)化為VOE=0.3V值。在有限的準(zhǔn)確度內(nèi)，這示出在亞閾值狀態(tài)的RO頻率很好地跟隨MOSFET漏極電流，因此，可以直接使用亞閾值區(qū)中的RO頻率的斜率來(lái)近似地測(cè)量MOSFET漏極電流的亞閾值斜率(MHz/十倍頻程至mV/十倍頻程)。其次，由于RO頻率很好地合理地跟隨MOSFET漏極電流直至閾值電壓，所以可以以與MOSEFTVt的最大跨導(dǎo)外推的方法相同的方式來(lái)使用RO頻率的斜率。在這種方法中，確定峰值跨導(dǎo)點(diǎn)，并將MOSFETI-V曲線外推回至其X軸截距。在下面的圖12中使用RO頻率示出q這種相同方法。使用斜率的峰值來(lái)確定VOE點(diǎn)，在該點(diǎn)處對(duì)Y軸截距進(jìn)行外推。圖13示出將器件m的實(shí)際Vt與從RO頻率特性外推的Vt相比較。在此特定情況下，Vt的加工廠定義是恒定電流密度定義。即使這樣，一致性也是良好的。一般而言，RO頻率外推方法將Vt過(guò)高估計(jì)了20-30mV。在RO提取的Vt與實(shí)際Vt之間存在輕微的斜率差，此結(jié)果對(duì)于硅驗(yàn)收測(cè)試和中度自適應(yīng)方法而言足夠準(zhǔn)確。差別的原因1.電路本身(參見(jiàn)圖8)與電流源限制RO頻率相比表現(xiàn)出斜率方面的某種非理想性。2.由加工廠將Vt定義為恒定電流值可能引入跨越工藝極限的某種偏斜。3.嚴(yán)格地說(shuō)，Vt被定義為最大跨導(dǎo)點(diǎn)的X軸截距減Vdrain/2。I不能顯示確定器件m的Vdrain/2并減去該量提供任何附加準(zhǔn)確度。最后，由于在許多情況下，可以將MOSFETVt定義為以(例如nA*W/L)為單位的已知電流密度，所以所提取的Vt下的RO的頻率可以直接與絕對(duì)電流相關(guān)。也就是說(shuō)，使用RO斜率外推來(lái)確定Vt，則使其等同于Vg=Vt時(shí)的用于該MOSFET的加工廠定義的恒定電流值。然后，可以使用以下公式來(lái)逼近VG=O關(guān)斷狀態(tài)泄漏Ioff=在VOE=0下的RO頻率/在VOE=Vt下的頻率*在Vt下的恒定電流定義。在確定MOSFETIoff的這種方法中存在許多誤差源，包括ROVt測(cè)量的誤差、RO亞閾值斜率的誤差、和非常低的電流下的RO頻率的誤差，但是如從圖4可以看到的那樣，這種方法可以精確到2-3倍以內(nèi)，因此可以用來(lái)準(zhǔn)確地解決MOSFET關(guān)斷狀態(tài)泄漏電流中的任何數(shù)量級(jí)的差。上文所示的示例使用到INVZ單元的OEN引腳的可變模擬輸入。然而，PM0SFET限制工作也是有效的(將OEN束縛于VSS并改變OE上的電壓)。不需要正式地使用INVZ單元。例如，可以使用INV單元并可以使用NMOS腳或PMOS頭MOSFET來(lái)對(duì)振蕩頻率進(jìn)行限流?？梢愿淖兤骷挾鹊谋萅0/N1以便使結(jié)果的準(zhǔn)確度最優(yōu)化。例如，使W(Nl)=IOXff(NO)將使響應(yīng)曲線移位一個(gè)數(shù)量級(jí)并可以得到更準(zhǔn)確的結(jié)果。用于監(jiān)視工作溫度的此監(jiān)視電路的核心是使用標(biāo)準(zhǔn)或經(jīng)修改的三態(tài)反相器單元(INVZ)形成的環(huán)形振蕩器。在以下示例INVZ示意圖中，與標(biāo)準(zhǔn)INVZ單元相比，存在三處修改ι.三態(tài)開(kāi)關(guān)Pi和m具有大的器件寬度。這不是對(duì)設(shè)計(jì)的要求，然而，增加這些器件的寬度可以潛在地允許正常軌道電壓(0E上的0V、OEN上的VDD)下的更可靠的工作。如上所述，這可以簡(jiǎn)化輸入電壓生成的要求。2.三態(tài)開(kāi)關(guān)被移動(dòng)至鄰近于軌道。這也不是要求的，但由于與器件Pl/m緊挨著輸出Z時(shí)相比減小的體效應(yīng)而能夠潛在地提高準(zhǔn)確度。3.在本示例中，Pl的主體也被束縛于0ΕΝ，而不是如正常的那樣束縛于VNW。下面將描述此變化的原因。圖14的三態(tài)反相器用于形成具有圖15所示的一種可能實(shí)現(xiàn)的環(huán)形振蕩器。在圖15的環(huán)形振蕩器中，已經(jīng)添加一個(gè)NAND門以提供振蕩器啟用功能。在所示的示例中，OE引腳被束縛于VDD且OEN引腳被束縛于在此用途中是可變模擬信號(hào)的P0WER_EN_N。級(jí)數(shù)是任意的，但應(yīng)注意到由于非常緩慢的工作速度和由于nA范圍限流工作所引起的功率消耗，可以以比所示少的級(jí)來(lái)使此振蕩器可靠地工作。觀察到總共奇數(shù)個(gè)級(jí)(包括NAND)的基本環(huán)形振蕩器要求。本發(fā)明的工作的關(guān)鍵原理是使被用作振蕩器限流器的(一個(gè)或多個(gè))MOSFET偏置在亞閾值區(qū)，并且所使用的器件表現(xiàn)出理想的亞閾值斜率，其中，電流與e(Vg_vt)/kT成比例，并且k是玻爾茲曼常數(shù)(8.62e4eV/K)且T是以開(kāi)氏度為單位的溫度。使用行業(yè)代表性的32nmMOSEFTPSPHSPICE模型的模擬顯示此假設(shè)跨越適當(dāng)?shù)钠脺囟群碗妷菏怯行У摹Ｕ?qǐng)注意，下圖中的指數(shù)趨勢(shì)線擬合中的接近完美的R2值，其示出作為“VBS”的函數(shù)的通過(guò)來(lái)自圖1的器件Pl的電流，“VBS”等效于“VGS”，因?yàn)樗鼈冊(cè)诒緦?shí)現(xiàn)中被束縛于同一節(jié)點(diǎn)。圖16示出作為VBS(=VGS)的函數(shù)的PM0SFET漏極電流。在此配置中，PM0SFET電流與eVBS/kT成比例。使用圖16中的趨勢(shì)線擬合的指數(shù)斜率，并將結(jié)果校準(zhǔn)至T=25C，隨后可以在任何后續(xù)測(cè)量處測(cè)量電流并將溫度外推為與eXp(l/kT)成比例。結(jié)果在圖17中被示為跨越工藝極限是準(zhǔn)確的，并且直到校準(zhǔn)溫度以上至少100C處還在實(shí)際溫度的幾個(gè)百分比內(nèi)。圖17示出使用以上算法從PMOS漏極電流提取的測(cè)量溫度，在T=25C下校準(zhǔn)的測(cè)量結(jié)果。設(shè)置VGS=VBS的特征允許電流呈指數(shù)地依賴Ι/kT而不是Ι/nkT，其中，‘η’是亞閾值斜率非理想因子。如圖18的表達(dá)式所示，基于由Chen和Ho在IEEETRANSACTIONSONCOMPUTER-AIDEDDESIGNOFINTEGRATEDCIRCUITSANDSYSTEMS,(第6卷，NO.4,1997年4月，第343頁(yè))中提出的亞閾值MOSFET模型，可以對(duì)此進(jìn)行如下解釋。對(duì)于比熱電壓(在25C下kT=26mV)大幾倍的任何Vds而言，可以忽視取決于Vds的第三指數(shù)項(xiàng)。對(duì)于限流RO設(shè)計(jì)而言，由限流器件所看到的Vds通常將為Vdd/2和更高，因?yàn)榄h(huán)形振蕩器中的任何后續(xù)級(jí)“N+1，，在此值處將開(kāi)始切換，并且級(jí)“N”所發(fā)生的任何情況都與RO延遲無(wú)關(guān)。因此，在此實(shí)現(xiàn)中，可以完全忽視第三指數(shù)項(xiàng)。在這里所示的模擬全部是針對(duì)全飽和的(VDS=Vdd)。可以使MOSFET在VBS=OV下工作且第二指數(shù)項(xiàng)將消失。在這種情況下，獲得Idrain與exp(VesAikT)成比例的典型性質(zhì)。在“自適應(yīng)設(shè)計(jì)”章節(jié)(NO.3)中進(jìn)一步解釋這種方式的工作。對(duì)于本發(fā)明的主要形式，設(shè)置Vbs=Ves，然后，VBS/nkT和Ves/nkT項(xiàng)抵消，留有上面圖16所示的VBS/kT依賴關(guān)系。已知的是對(duì)于適當(dāng)?shù)碾娏麟娖蕉?，限流環(huán)形振蕩器的頻率將直接跟隨饋送器電流的值。因此并非意外地，圖14和15所示的電路的完全模擬產(chǎn)生圖19所示的結(jié)果，其非常類似于圖18的MOSFET電流模擬。為了生成圖19中的測(cè)量結(jié)果，使用以下程序1)設(shè)定“已知”溫度25C。2)在VB=VG=0.8V(VBS=VGS=0.2V)下測(cè)量振蕩器頻率。3)在VB=VG=0.84V下測(cè)量振蕩器頻率。4)將中間Tcal計(jì)算為(0.84V-0.8V)/(k*ln(Freql/Freq2))5)將偏移溫度T。ffset計(jì)算為Tcal_25C。6)改變溫度7)重復(fù)步驟248)將測(cè)量T計(jì)算為T對(duì)于模擬的有限電壓空間而言，0.8V和0.84V電壓電平產(chǎn)生良好的擬合。除上述核心電路之外，在未使用軌道電壓下的單輸入電壓的情況下，完全的解決方案可能要求添加電路以生成輸入電壓電平。另外，上述環(huán)形振蕩器輸出將需要被發(fā)送到計(jì)數(shù)器以進(jìn)行數(shù)字讀出。計(jì)數(shù)器可以已存在于全芯片設(shè)計(jì)中。上文所示的示例使用到INVZ單元的OEN引腳的可變模擬輸入。然而，相反極性的工作也是有效的(將OEN束縛于VSS并改變OE上的電壓)。不需要正式地使用INVZ單元。例如，可以使用INV單元并可以使用NMOS腳或PMOS頭MOSFET來(lái)對(duì)振蕩器頻率進(jìn)行限流。可以用被束縛于其標(biāo)準(zhǔn)阱電位的限流MOSFET主體構(gòu)成相同的電路。在這種情況下，亞閾值斜率與Ι/nkT而不是Ι/kT成比例，其中，η是眾所周知的“理想因子”。為了使用此電路，首先使用同一T處的兩個(gè)測(cè)量結(jié)果對(duì)‘η’進(jìn)行求解，然后假設(shè)此‘η’獨(dú)立于電壓和溫度(這通常是很好的假設(shè))。主要實(shí)施例的優(yōu)點(diǎn)是對(duì)‘η’的無(wú)關(guān)性。此理想因子表示對(duì)最終準(zhǔn)確度的幾個(gè)限制a.‘η’可以對(duì)于不同的技術(shù)在很大程度上改變b.‘η’具有主體偏置依賴性c.‘η’依賴于氧化物俘獲的電荷，因此對(duì)于同一集成電路內(nèi)的不同器件而言可以改變。在圖20的結(jié)果中，已經(jīng)用SPICE模擬中的理想電流源取代NMOS下拉FET(圖14的器件W)。此模擬示出假設(shè)F與I成正比的準(zhǔn)確度。綠線將電路頻率表示為來(lái)自電流源的饋送電流的函數(shù)。在高電流下，下拉延遲變得短到足以與上拉延遲相當(dāng)，因此總延遲將停止被限流器件支配。在低頻率下，其它寄生泄漏電流開(kāi)始變得顯著。因此，在本示例中，最佳工作在饋送電流的InA與IuA之間，對(duì)應(yīng)于IOOkHz與IOOMHz之間的頻率。頻率相對(duì)于輸入電流的絕對(duì)誤差在圖21中的表中示出。用包括器件m的全I(xiàn)NVZ，圖22中示出與輸入電壓OE相比的頻率響應(yīng)。INVZ線是源自于圖14的器件Nl的電流。此NM0SFET的Vtsat約為360mV。如同在主要示例中，用于給定OE電壓的亞閾值電流將根據(jù)Vt及其它因素相當(dāng)大地改變，但不同OE電壓下的兩個(gè)頻率的比相對(duì)穩(wěn)定。在圖23中，示出了在不同的OE電壓差下在多個(gè)溫度范圍內(nèi)的頻率比溫度測(cè)量算法則將是1.測(cè)量已知溫度下的頻率和準(zhǔn)確感測(cè)區(qū)內(nèi)的兩個(gè)OE電壓(在這些模擬中50mV至200mV是最佳的)2.對(duì)理想因子η求解。3.針對(duì)所計(jì)算的η和已知T校準(zhǔn)溫度測(cè)量結(jié)果。在圖M中示出具有四8開(kāi)氏度下的初始校準(zhǔn)的示例結(jié)果。使用所述使用兩個(gè)頻率的比的主測(cè)量算法以便抵消閾值電壓隨變化的溫度的變化。然而，如果較不精確的溫度測(cè)量結(jié)果是可容忍的(使傳感器過(guò)熱等)，則可以僅使用處于一個(gè)偏置電位的一個(gè)頻率測(cè)量結(jié)果。如果適當(dāng)?shù)卦O(shè)計(jì)電路，則其在電源電壓下(VGS=0V)用限流器件的門電位進(jìn)行工作，消除了對(duì)生成任何模擬輸入電壓電平的需要。針對(duì)主電路和VBS=VGS=0V，在圖25中示出作為溫度的函數(shù)的頻率變化(不是頻率比)。在圖25中看到作為溫度的函數(shù)的絕對(duì)頻率的大幅度變化以及斜率變化。由于斜率變化，單頻率測(cè)量方法將不如在主要發(fā)明中描述的兩個(gè)頻率比方法那么準(zhǔn)確。此依賴性主要是Vt依賴性這一事實(shí)使得此方法在技術(shù)之間不可移動(dòng)(portable)。對(duì)于這里模擬的代表性32nm技術(shù)而言，仍然可以采取來(lái)自HSPICE模擬的假定斜率(TT極限)，并通過(guò)測(cè)量初始已知溫度、然后通過(guò)假設(shè)頻率與exp(0.0361V/kT)成比例來(lái)計(jì)算后續(xù)溫度而應(yīng)用該斜率(0.0361V)來(lái)產(chǎn)生溫度測(cè)量結(jié)果。來(lái)自此技術(shù)的結(jié)果在圖沈中示出。雖然圖沈的結(jié)果看起來(lái)與圖18和22所示的兩個(gè)頻率比方法結(jié)果相比具有類似的準(zhǔn)確度，但是依賴于HSPICE模擬來(lái)確定斜率和斜率隨工藝變化的變化意味著這種方法可能不那么準(zhǔn)確。雖然已在本文中參照附圖詳細(xì)地描述了本發(fā)明的說(shuō)明性實(shí)施例，但應(yīng)理解的是本發(fā)明不限于那些精確實(shí)施例，并且在不脫離所附權(quán)利要求所限定的本發(fā)明的范圍和精神的情況下，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以實(shí)現(xiàn)各種改變和修改。權(quán)利要求1.一種監(jiān)視集成電路的工作參數(shù)的方法，所述方法包括步驟用包括多個(gè)串聯(lián)反相級(jí)的環(huán)形振蕩器在振蕩頻率下生成振蕩信號(hào)；使所述反相級(jí)中的至少一個(gè)工作，以使得向所述反相級(jí)供應(yīng)電流的至少一個(gè)晶體管限制所述反相級(jí)中的電流和輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換速率，從而控制所述振蕩頻率；以及向所述晶體管供應(yīng)柵電壓以使所述晶體管在泄露模式下工作，在該泄露模式下，通過(guò)所述晶體管的基本上所有電流都是由于電流泄漏產(chǎn)生的；其中所述工作參數(shù)控制所述電流泄漏的幅值，以使得所述振蕩頻率取決于所述工作參數(shù)。2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述工作參數(shù)是在給定柵電壓下通過(guò)所述晶體管的泄漏電流。3.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述工作參數(shù)是所述柵電壓的閾值，在該閾值處所述泄漏電流基本上為零。4.如權(quán)利要求3所述的方法，其中，通過(guò)下述來(lái)確定所述閾值將所述晶體管的最大跨導(dǎo)柵電壓識(shí)別為柵電壓，在該柵電壓下所述振蕩頻率隨柵電壓的增加速率為最大；從所述最大跨導(dǎo)柵電壓和所述最大跨導(dǎo)柵電壓下的所述振蕩頻率的增加速率線性地向后外推以識(shí)別外推柵電壓，在該外推柵電壓下所述振蕩頻率將是零；以及使用所述外推柵電壓作為所述閾值。5.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述工作參數(shù)是所述晶體管的工作溫度。6.如權(quán)利要求5所述的方法，其中，所述晶體管是具有源極電壓和體電壓的MOSFET且所述晶體管進(jìn)行工作，以使得所述柵電壓與所述源極電壓之間的電壓差VGS基本上等于所述體電壓與所述源極電壓之間的電壓差VBS。7.如權(quán)利要求6所述的方法，其中，所述泄漏電流與eVBsAT成比例，其中，e是自然對(duì)數(shù)的基數(shù)，k是玻爾茲曼常數(shù)且T是所述工作溫度。8.如權(quán)利要求7所述的方法，包括用以下步驟校準(zhǔn)(a)在已知溫度Tkn_下提供包括所述環(huán)形振蕩器的所述集成電路；(b)將所述體電壓與所述源極電壓之間的所述電壓差VBS設(shè)置為第一值VB&；(c)測(cè)量所述環(huán)形振蕩器的第一振蕩頻率Ftl;(d)將所述體電壓與所述源極電壓之間的所述電壓差VBS設(shè)置為第二值VBS1；(e)測(cè)量所述環(huán)形振蕩器的第二振蕩頻率F1；(f)將計(jì)算溫度Tcal確定為(VBS1-VBWziG^ln(FcZF1))；以及(g)將偏移溫度Toffset計(jì)算為Tcal"Tknown；由此然后能通過(guò)重復(fù)步驟(b)至⑴并將Tunknwn確定為；^㈣來(lái)確定所述集成電路的未知溫度ιunknown°9.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述環(huán)形振蕩器內(nèi)的多個(gè)反相級(jí)每個(gè)均包括在所述泄露模式下工作并限制它們的反相級(jí)中的電流和輸出轉(zhuǎn)換速率的晶體管。10.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述環(huán)形振蕩器內(nèi)的所有反相級(jí)每個(gè)均包括在所述泄露模式下工作并限制它們的反相級(jí)中的電流和輸出轉(zhuǎn)換速率的晶體管。11.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述反相器是三態(tài)反相器。12.如權(quán)利要求11所述的方法，其中，所述三態(tài)反相器每個(gè)均包括在與生成所述三態(tài)反相器的輸出信號(hào)的軌道不同的、通過(guò)所述集成電路的軌道上形成的頭晶體管和腳晶體管。13.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，在所述泄露模式下工作的所述晶體管具有與形成所述反相器的其它晶體管不同的尺寸。14.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，在所述泄露模式下工作的所述晶體管是NM0SFET。15.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，在所述泄露模式下工作的所述晶體管是PM0SFET。16.一種被配置為監(jiān)視集成電路的工作參數(shù)的監(jiān)視電路，所述監(jiān)視電路包括環(huán)形振蕩器，其具有被配置為在振蕩頻率下生成振蕩信號(hào)的多個(gè)串聯(lián)反相級(jí)，所述反相級(jí)中的至少一個(gè)具有被配置為向所述反相級(jí)供應(yīng)電流并限制所述反相級(jí)中的電流和輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換速率、從而控制所述振蕩頻率的至少一個(gè)晶體管；以及柵電壓供應(yīng)電路，其被配置為向所述晶體管供應(yīng)柵電壓以使所述晶體管在泄露模式下工作，在該模式下，通過(guò)所述晶體管的基本上所有電流都是由于電流泄漏產(chǎn)生的；其中所述工作參數(shù)控制所述電流泄漏的幅值，以使得所述振蕩頻率取決于所述工作參數(shù)。17.—種被配置為監(jiān)視集成電路的工作參數(shù)的監(jiān)視電路，所述監(jiān)視電路包括環(huán)形振蕩器裝置，其具有用于在振蕩頻率下生成振蕩信號(hào)的多個(gè)串聯(lián)反相級(jí)裝置，所述反相級(jí)裝置中的至少一個(gè)具有用于向所述反相級(jí)裝置供應(yīng)電流并限制所述反相級(jí)裝置中的電流和輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換速率、從而控制所述振蕩頻率的至少一個(gè)晶體管裝置；以及柵電壓供應(yīng)電路裝置，其用于向所述晶體管裝置供應(yīng)柵電壓以使所述晶體管裝置在泄露模式下工作，在該模式下，通過(guò)所述晶體管裝置的基本上所有電流都是由于電流泄漏產(chǎn)生的；其中所述工作參數(shù)控制所述電流泄漏的幅值，以使得所述振蕩頻率取決于所述工作參數(shù)。全文摘要本發(fā)明涉及用于集成電路的工作參數(shù)監(jiān)視器。以環(huán)形振蕩器(22)的形式為集成電路(2)提供一個(gè)或多個(gè)監(jiān)視電路(14、16、18、20)。這些環(huán)形振蕩器(22)包括包含在泄露模式下工作的限流晶體管(42)的多個(gè)三態(tài)反相器(24、26、28)。通過(guò)晶體管(42)的泄漏電流取決于被監(jiān)視的集成電路(2)的工作參數(shù)。因此，環(huán)形振蕩器(22)的振蕩頻率FOSC根據(jù)要測(cè)量的工作參數(shù)而變化。文檔編號(hào)G01K7/01GK102072781SQ20101053511公開(kāi)日2011年5月25日申請(qǐng)日期2010年11月3日優(yōu)先權(quán)日2009年11月3日發(fā)明者G·M·耶里克申請(qǐng)人:Arm有限公司