專利名稱：距離向多孔徑接收寬測繪帶合成孔徑雷達設(shè)計方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及航測技術(shù)領(lǐng)域，特別是一種距離向多孔徑接收寬測繪帶合成孔徑雷達信噪比的設(shè)計方法。
背景技術(shù)：
寬測繪帶合成孔徑雷達(SAR)是當今合成孔徑雷達研究領(lǐng)域的熱點問題，在需要全球觀測和高重復(fù)周期觀測等許多應(yīng)用中有迫切的需求。但是常規(guī)合成孔徑雷達的基本原理決定了測繪帶寬度和方位向分辨率之間是一對相互矛盾的制約變量，提高方位向分辨率將降低測繪帶寬度，提高測繪帶寬度就會降低方位向分辨率，兩者無法同時提高。
為了解決方位向分辨率和測繪帶寬度的矛盾，國內(nèi)外學(xué)者陸續(xù)提出了一些寬測繪帶的合成孔徑雷達體制。距離向多孔徑接收寬測繪帶合成孔徑雷達的測繪方法是其中一種復(fù)雜度低、信噪比高的方法，具有很強的應(yīng)用前景。由于該方法的信噪比分析非常復(fù)雜，牽涉到許多非線性變量，以往的研究中只是定性的對系統(tǒng)的信噪比進行分析，無法給出信噪比設(shè)計的最優(yōu)準則，這樣就阻礙了該方法的進一步應(yīng)用。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種達到距離向多孔徑接收寬測繪帶合成孔徑雷達信噪比的設(shè)計方法，該方法利用信噪比設(shè)計最優(yōu)準則公式計算出距離向子天線間距，解決了方位向分辨率和測繪帶寬度的矛盾，且本方法簡單明確。
為達到上述目的，本發(fā)明的技術(shù)解決方案是一種距離向多孔徑接收寬測繪帶合成孔徑雷達設(shè)計方法，其提供了距離向多孔徑接收寬測繪帶合成孔徑雷達方法的最優(yōu)信噪比設(shè)計準則，即
cos(θ0-β)cosθ0(H+RE)-r0r0(H+RE)sinθ0c2FrDλ=1N]]>其中，θ0為測繪帶內(nèi)波束中心視角，r0為波束中心線對應(yīng)的斜距，c為光速，RE為本地地球半徑，H為合成孔徑雷達平臺高度，F(xiàn)r為脈沖重復(fù)頻率，D為子天線距離向間距，λ為波長，N為子測繪帶個數(shù)。
所述的設(shè)計方法，其首先根據(jù)應(yīng)用要求確定測繪帶范圍、子測繪帶個數(shù)和相關(guān)指標，再根據(jù)信噪比最優(yōu)設(shè)計準則公式確定子天線間距。
所述的設(shè)計方法，包括下列步驟a)根據(jù)方位向分辨率要求確定脈沖重復(fù)頻率Fr；b)根據(jù)脈沖重復(fù)頻率確定子測繪帶寬度和子測繪帶個數(shù)N；c)根據(jù)子測繪帶寬度、測繪帶位置和寬度要求劃分子測繪帶；d)根據(jù)測繪帶位置和寬度確定波束中心視角θ0及其對應(yīng)的斜距r0；e)根據(jù)信噪比最優(yōu)設(shè)計準則公式計算距離向子天線間距D。


圖1距離向多孔徑合成孔徑雷達原理示意圖；圖2目標、合成孔徑雷達天線的幾何關(guān)系圖；圖3本發(fā)明距離向多孔徑接收寬帶合成孔徑雷達設(shè)計方法的流程圖。
具體實施例方式
一般合成孔徑雷達的天線是收發(fā)復(fù)用的，發(fā)射脈沖時不能接收數(shù)據(jù)。對于常規(guī)合成孔徑雷達來說要求回波在兩次發(fā)射脈沖之間回到天線，所以測繪帶內(nèi)的斜距范圍為(nFr+τ)c2<R<(n+1Fr-τ)c2---(1)]]>其中τ為脈沖持續(xù)時間，F(xiàn)r為脈沖重復(fù)頻率，c為光速，n為某一整數(shù)。所以理論上最大測繪帶寬度為RM=(1Fr-2τ)c2---(2)]]>Fr就是方位向采樣率，它必須大于方位向帶寬，而方位向帶寬又決定了方位向分辨率，它們之間的關(guān)系為vFr<σ---(3)]]>其中σ為方位向分辨單元大小，所以RM<cσ2v-τc---(4)]]>從(4)式可以看出測繪帶寬度和方位向分辨率是一對矛盾。要提高測繪帶寬RM就必須增大方位向分辨單元大小σ，也就是降低方位向分辨率。
上世紀90年代后陸續(xù)有一些學(xué)者提出了一些寬測繪帶合成孔徑雷達(SAR)方法來解決測繪帶寬度和方位向分辨率的矛盾，多孔徑接收的寬測繪帶方法與其他方法相比系統(tǒng)相對簡單，可以在擴展測繪帶的同時保持高分辨率，子測繪帶之間串擾小，信噪比較高，是一種應(yīng)用前景較好的寬測繪帶合成孔徑雷達(SAR)方法。該方法的基本原理如圖1所示天線在距離向上分為N個子天線，每個子天線間距D。發(fā)射時用一個波束發(fā)射，照射的斜距范圍(nFr+τ)c2<R<(n+NFr-τ)c2,]]>n為某一整數(shù)(5)其中包括N個子測繪帶，它們的范圍為(n+iFr+τ)c2<Ri<(n+1+iFr-τ)c2]]>，0≤i≤N-1(6)接收時用N個子天線分別進行接收。記這N個子天線為A0，A1，...，AN-1。
很顯然，這N個子測繪帶的回波會同時到達天線，也就是第1個子測繪帶反射的n個周期以前的脈沖，第2個子測繪帶反射的n+1個周期以前的脈沖...第N個子測繪帶反射的n+N-1個周期以前的脈沖回波同時到達天線。這就是常規(guī)合成孔徑雷達的距離向模糊問題，如果能從混疊信號中提取出各子測繪帶信號就能突破(4)式的限制。
對各個子天線用同一本振解調(diào)并用同一距離向匹配濾波器進行距離向脈沖壓縮后，進行同步采樣，對τ時刻的采樣值，可以近似認為是斜距分別為 …， 的地面目標信號的混疊信號。由于這N個地面目標到天線的連線與天線法線的夾角不同，所以這N個地面目標信號在各個天線面板會產(chǎn)生不同的相移。記這N個點與天線的連線與天線法線的夾角(離開天線法線往上為正、往下為負)分別為α0(τ)，α1(τ)，...，αN-1(τ)。令α(r)為斜距r的目標視角與天線法線的夾角，則根據(jù)目標與天線相對位置(如圖2所示)可以得出α(r)=arccos[r2+H2+2HRE2r·(H+RE)]-β---(7)]]>β為合成孔徑雷達到地心的連線與合成孔徑雷達天線面板的法線夾角，H為合成孔徑雷達的高度，RE為地球半徑。
所以αi(τ)=α[c2(τ+n+iFr)].]]>這樣第1個點在A0，A1，...，AN-1上的相移分別為0， ...， ；第2個點在A0，A1，...，AN-1上的相移分別為0， ，...， ；其它點在A0，A1，...，AN-1上的相移可類似寫出。只要這N組相移線性無關(guān)就可以利用這N組不同的相移在混疊的信號中提取出這N個點的信號。
寫成矩陣形式為F(τ)＝W(τ)σ(τ)(8)其中F(τ)＝[f0(τ)，f1(τ)，...，fN-1(τ)]T為各數(shù)據(jù)通道的采樣值，σ(τ)＝[σ0(τ)，σ1(τ)，...，σN-1(τ)]T為斜距分別為 ...， 的地面目標的復(fù)反射系數(shù)。

只要w(τ)可逆，各子測繪帶的回波信號便可從混疊信號F(τ)中由下式分離出來σ(τ)＝W-1(τ)F(τ)(10)反解出各子測繪帶信號后的處理就和常規(guī)合成孔徑雷達一樣了。
假設(shè)信號反解前各接收通道的噪聲平均功率都是Pn，且互不相關(guān)，分別為為δ0(τ)，δ1(τ)，…，δN-1(τ)，反解后的噪聲為δ0′(τ)，δ1′(τ)，…，δN-1′(τ)，這樣δ′(τ)＝W-1(τ)δ(τ)(11)其中δ'(τ)=[δ0'(τ),δ1'(τ),...,δN-1'(τ)]T]]>，δ(τ)＝[δ0(τ)，δ1(τ)，…，δN-1(τ)]T根據(jù)Vandermonde的求逆方法，對于矩陣 逆矩陣A-1的各個元素為Am,n-1=bm,nΠk=0,k≠mN-1(xm-xk)---(13)]]>其中bm，n為如下多項式的系數(shù)Ym(x)=Πk=0,k≠mN-1(x-xk)=Σn=0N-1bm,nxn---(14)]]>只要令xk=exp[j2πDsinαk(τ)λ]]]>，代入(13)式就可以計算矩陣W的逆矩陣。
這樣反解后第m個子測繪帶的噪聲功率與原噪聲功率之比為令Bm，n為bm，n的離散傅立葉變換， Bm,n=Σk=0N-1bm,kexp(j2πnkN)=Ym[exp(j2πnN)]---(16)]]>根據(jù)Parseval定理
Σn=0N-1|bm,n|2=1NΣn=0N-1|Bm,n|2=1NΣn=0N-1|Ym[exp(j2πnN)]|2]]>=1NΣn=0N-1|Πk=0,k≠mN-1[exp(j2πnN)-xk]|2]]>(17)=1NΣn=0N-1Πk=0,k≠mN-1|{exp(j2πnN)-exp[j2πDsinαk(τ)λ]}|2]]>=4N-1NΣn=0N-1Πk=0,k≠mN-1sin2[πnN-πDsinαk(τ)λ]]]>這樣ρ(m)=Σn=0N-1Πk=0,k≠mN-1sin2[nπN-πDsinαk(τ)λ]NΠk=1,k≠mN-1sin2[πDsinαm(τ)λ-πDsinαk(τ)λ]---(18)]]>可以證明 其中k為任一數(shù)值序列，ψ為任一常數(shù)。
這樣令 ψ=πDsinαm(τ)λ,]]>就可以得到ρ(m)=Σn=0N-1Πk=0,k≠mN-1sin2[nπN-πDsinαk(τ)λ]NΠk=0,k≠mN-1sin2[πDsinαm(τ)λ-πDsinαk(τ)λ]]]>=Σn=0N-1Πk=0,k≠mN-1sin2[nπN+πDsinαm(τ)λ-πDsinαk(τ)λ]NΠk=0,k≠mN-1sin2[πDsinαm(τ)λ-πDsinαk(τ)λ]---(20)]]>=1N+Σn=1N-1Πk=0,k≠mN-1sin2[nπN+πDsinαm(τ)λ-πDsinαk(τ)λ]NΠk=0,k≠mN-1sin2[πDsinαm(τ)λ-πDsinαk(τ)λ]≥1N]]>從(20)式可以看出反解運算后，反解計算后，每個子測繪帶信號最多可以將信噪比提高為原來的N倍。
設(shè)測繪帶內(nèi)波束中心視角為θ0，波束中心線對應(yīng)的斜距為r0，對sinα(r)在r＝r0處泰勒展開并忽略二階以上的項，可得sinα(r)≈sin(θ0-β)+cos(θ0-β)cosθ0(H+RE)-r0r0(H+RE)sinθ0(r-r0)---(21)]]>將(21)式代入(20)式可得ρ(m)≈1N+Σn=1N-1Πk=0,k≠mN-1sin2[nπN+(m-k)ξπ]NΠk=0,k≠mN-1sin2[(m-k)ξπ]---(22)]]>其中ξ=cos(θ0-β)cosθ0(H+RE)-r0r0(H+RE)sinθ0c2FrDλ]]>，可以證明看出只有當ξ=iN]]>，i＝kN+j，k為任一正整數(shù)，1≤j≤N-1，且j與N互質(zhì)ρ(m)才能達到最小值 。但是(22)式是一階近似，如果ξ越大則會將近似誤差放大，所以我們應(yīng)該選擇ξ的最小解，也就是ξ=cos(θ0-β)cosθ0(H+RE)-r0r0(H+RE)sinθ0c2FrDλ=1N---(23)]]>這就是實現(xiàn)距離向多孔徑接收寬測繪帶合成孔徑雷達系統(tǒng)信噪比最優(yōu)設(shè)計中系統(tǒng)參數(shù)之間的約束準則。
經(jīng)上述利用公知的公式或定律，嚴謹推導(dǎo)后，得出了距離向多孔徑接收寬測繪帶合成孔徑雷達測繪方法的信噪比定量分析方法，給出了該方法的信噪比最優(yōu)設(shè)計公式cos(θ0-β)cosθ0(H+RE)-r0r0(H+RE)sinθ0c2FrDλ=1N---(24)]]>其中θ0為測繪帶內(nèi)波束中心視角，r0為波束中心線對應(yīng)的斜距，c為光速，RE為本地地球半徑，H為合成孔徑雷達平臺高度，F(xiàn)r為脈沖重復(fù)頻率，D為子天線距離向間距，λ為波長，N為子測繪帶個數(shù)。
有了這個最優(yōu)設(shè)計公式后，我們就可以給出信噪比最優(yōu)設(shè)計步驟，如圖3所示，包括5)根據(jù)方位向分辨率要求確定脈沖重復(fù)頻率Fr。
6)根據(jù)脈沖重復(fù)頻率確定子測繪帶寬度和子測繪帶個數(shù)N。
7)根據(jù)子測繪帶寬度、測繪帶位置和寬度要求劃分子測繪帶。
8)根據(jù)測繪帶位置和寬度確定波束中心視角θ0及其對應(yīng)的斜距r0。
5)根據(jù)信噪比最優(yōu)設(shè)計準則計算距離向子天線間距D。
權(quán)利要求
1.一種距離向多孔徑接收寬測繪帶合成孔徑雷達設(shè)計方法，其特征在于，提供了距離向多孔徑接收寬測繪帶合成孔徑雷達方法的最優(yōu)信噪比設(shè)計準則，即cos(θ0-β)cosθ0(H+RE)-r0r0(H+RE)sinθ0c2FrDλ=1N]]>其中，θ0為測繪帶內(nèi)波束中心視角，r0為波束中心線對應(yīng)的斜距，c為光速，RE為本地地球半徑，H為合成孔徑雷達平臺高度，F(xiàn)r為脈沖重復(fù)頻率，D為子天線距離向間距，λ為波長，N為子測繪帶個數(shù)。
2.如權(quán)利要求1所述的設(shè)計方法，其特征在于，首先根據(jù)應(yīng)用要求確定測繪帶范圍、子測繪帶個數(shù)和相關(guān)指標，再根據(jù)信噪比最優(yōu)設(shè)計準則公式確定子天線間距。
3.如權(quán)利要求1或2所述的設(shè)計方法，其特征在于，包括下列步驟1)根據(jù)方位向分辨率要求確定脈沖重復(fù)頻率Fr；2)根據(jù)脈沖重復(fù)頻率確定子測繪帶寬度和子測繪帶個數(shù)N；3)根據(jù)子測繪帶寬度、測繪帶位置和寬度要求劃分子測繪帶；4)根據(jù)測繪帶位置和寬度確定波束中心視角θ0及其對應(yīng)的斜距r0；5)根據(jù)信噪比最優(yōu)設(shè)計準則公式計算距離向子天線間距D。
全文摘要
本發(fā)明是一種距離向多孔徑接收寬測繪帶合成孔徑雷達設(shè)計方法，提供了距離向多孔徑接收寬測繪帶合成孔徑雷達方法的最優(yōu)信噪比設(shè)計準則，其中，θ
文檔編號G01S13/90GK1996046SQ20051013076
公開日2007年7月11日 申請日期2005年12月28日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月28日
發(fā)明者王小青, 朱敏慧 申請人:中國科學(xué)院電子學(xué)研究所