專利名稱：數(shù)字群時(shí)延補(bǔ)償器的制作方法
相關(guān)申請(qǐng)的交叉引用本申請(qǐng)要求2002年10月7日提交的美國臨時(shí)專利申請(qǐng)60/416,705的優(yōu)先權(quán)，其整個(gè)內(nèi)容附此作參考。
背景技術(shù)：
本發(fā)明一般地涉及采樣數(shù)據(jù)系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包含至少一個(gè)子系統(tǒng)，后者由模擬輸入信號(hào)、若干個(gè)模擬硬件、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)、諸如數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)等處理元件和數(shù)字形式的處理后的輸出信號(hào)構(gòu)成。
具體地說，本發(fā)明涉及其中相位特性是次最優(yōu)的這樣的系統(tǒng)。之所以對(duì)相位特別感興趣，是因?yàn)楸M管振幅響應(yīng)規(guī)范往往可以被清晰地表述，但相位規(guī)范卻往往不能。振幅響應(yīng)規(guī)范往往直接在頻域形成。換句話說，所述規(guī)范是在特定頻率下所需的振幅響應(yīng)的具體表述。最經(jīng)常的情況是，在頻域下指定、設(shè)計(jì)和估算用來補(bǔ)償振幅響應(yīng)的濾波器。然而，相位的情況就不一定如此。
一般說來，對(duì)相位響應(yīng)的要求是它是線性的。這是因?yàn)椋簳r(shí)延作為觀察相位的另一種辦法，定義為GD(ω)=-ddωΦ(ω)]]>方程1式中Φ是相位。群時(shí)延是頻率分量穿過系統(tǒng)時(shí)所經(jīng)受的時(shí)間延遲。線性的負(fù)相位意味著群時(shí)延在所有頻率上是常數(shù)(亦即整個(gè)信號(hào)在它穿過所述系統(tǒng)時(shí)只經(jīng)歷時(shí)間位移)。
群時(shí)延和相位的表述基本上是等價(jià)的，兩者將交替使用。
發(fā)明概述盡管達(dá)到恒定的群時(shí)延或者線性相位是相位補(bǔ)償系統(tǒng)的基本目標(biāo)，但是本申請(qǐng)的發(fā)明者已經(jīng)確定，可能出現(xiàn)幾問題。
這些問題最好用一個(gè)示例來說明。圖2表示LeCroyWaveMaster8600A(WM 8600A或者簡單地8600A)數(shù)字采樣示波器(DSO)的階躍響應(yīng)。所述DSO是一種帶寬為6GHz、20GS/s(千兆次采樣/秒)的示波器(在寫作本文時(shí)這是世界上性能最高的實(shí)時(shí)DSO)。所示階躍是所述DSO對(duì)利用提供32ps上升時(shí)間的微微秒脈沖試驗(yàn)室(PSPL)1110-C脈沖發(fā)生器施加的階躍的響應(yīng)。所述8600A的振幅響應(yīng)是一個(gè)四階Bessel響應(yīng)，-3dB點(diǎn)在6GHz。圖2表示過沖的測量，允許過沖為20％(與最高端DSO一致)，但是實(shí)測的上升時(shí)間為114ps。
盡管不精確，但是為了進(jìn)行這些討論，現(xiàn)將假定上升時(shí)間是正交相加的。這意味著，遵循以下公式trise(measured)=trise(instrument)2+trise(applied)2]]>公式2利用公式2算出內(nèi)部裝置上升時(shí)間為109ps。
對(duì)于像8600A這樣的具有振幅響應(yīng)滾降特性的系統(tǒng)，理論預(yù)測的帶寬-上升時(shí)間乘數(shù)為0.375-0.5，而可以接受的乘數(shù)約為0.45。所述系統(tǒng)具有0.654的乘數(shù)。換種說法，假定乘數(shù)為0.45，所述系統(tǒng)具有等同于4.1GHz帶寬的內(nèi)部上升時(shí)間。
測量了所述信道的群時(shí)延特性并示于圖5，可以看出，群時(shí)延不是恒定的，而是近似于冪曲線，在6GHz下延遲達(dá)到300ps。因此，相位響應(yīng)極差，并據(jù)認(rèn)為這是上升時(shí)間性能差的原因。
為了處理這種情況，要通過使用全通濾波器對(duì)這些群時(shí)延進(jìn)行補(bǔ)償。全通濾波器設(shè)計(jì)成補(bǔ)償示于圖5的群時(shí)延。這種補(bǔ)償?shù)慕Y(jié)果示于圖3。圖3表示有問題的結(jié)果。上升時(shí)間非常低，而且過沖大大減少了，但階躍邊沿前面有不希望有的表現(xiàn)。群時(shí)延補(bǔ)償實(shí)際上把所述邊沿延遲了約400ps。示波器軟件通過移動(dòng)波形來維持適當(dāng)?shù)挠|發(fā)位置，來考慮這些延遲。但是對(duì)于示波器用戶，所述信道顯得太隨便(acausal)，因?yàn)樗鲂诺揽磥碓谒鲞呇厣形吹竭_(dá)就對(duì)其作出了反應(yīng)。這些表現(xiàn)稱為預(yù)沖(preshoot)?？磥砣簳r(shí)延的補(bǔ)償是不正確的。
因此，從理論觀點(diǎn)看來，整個(gè)頻率響應(yīng)已經(jīng)得到理想的補(bǔ)償，但階躍響應(yīng)卻不理想。由于非線性影響和對(duì)硬件性能的理解不足等，在高速設(shè)計(jì)方面往往是這種情況。解決這些具體問題的方法是，改變?nèi)V波器的系數(shù)，直至階躍響應(yīng)良好為止。
現(xiàn)在暫時(shí)假定，有可能設(shè)計(jì)一個(gè)全通濾波器設(shè)計(jì)，它能夠?qū)⑺鲰憫?yīng)最優(yōu)化。對(duì)于所提供的示例，這意味著，有一個(gè)全通濾波器能夠在不提供太多預(yù)沖的情況下優(yōu)化上升時(shí)間。先有技術(shù)要求用嘗試法設(shè)計(jì)這樣的一種濾波器，隨機(jī)地調(diào)整濾波器的系數(shù)。這樣的一種設(shè)計(jì)的結(jié)果可以提供如圖4所示的結(jié)果。圖4表示一種預(yù)沖小于1.4％的響應(yīng)。過沖是13.4％，這是非常好的了。實(shí)測上升時(shí)間為80ps，換算為內(nèi)部上升時(shí)間73.3ps。所述系統(tǒng)具有0.44的帶寬-上升時(shí)間乘數(shù)，這是適當(dāng)?shù)?。但仍未確定，如何才能在不隨機(jī)選擇系數(shù)的情況下設(shè)計(jì)一個(gè)帶有這些性能的全通濾波器。
這些示例說明先有技術(shù)中存在的本申請(qǐng)的發(fā)明者要解決的幾個(gè)問題1.在許多系統(tǒng)中，優(yōu)化系統(tǒng)性能的最優(yōu)相位響應(yīng)尚不清楚。
2.針對(duì)不同目的設(shè)計(jì)的系統(tǒng)在衡量最優(yōu)性能方面具有不同的判據(jù)。
3.因?yàn)槿V波器是按照所需的群時(shí)延特性設(shè)計(jì)的，所以若所需的群時(shí)延特性未知，則不清楚如何設(shè)計(jì)這樣的一種濾波器。
4.群時(shí)延(關(guān)于全通濾波器設(shè)計(jì)的規(guī)范)是線性系統(tǒng)的一種頻域特性。包含(即使略微包含)非線性元件的系統(tǒng)也會(huì)在頻域和時(shí)域表現(xiàn)之間呈現(xiàn)很差的相關(guān)性。
5.系統(tǒng)群時(shí)延特性可以是顛簸的，給提供精確的補(bǔ)償造成困難。補(bǔ)償中的誤差本身在時(shí)域性能表現(xiàn)如何尚不清楚。
因此，本發(fā)明涉及數(shù)字信號(hào)處理(DSP)元件(或者數(shù)字濾波器)的研制及其在采樣系統(tǒng)的信號(hào)路徑中、在ADC和所述數(shù)字化波形的任何其它下游處理之間的插入。
本發(fā)明假定正在數(shù)字化的信道已經(jīng)匹配一種預(yù)定的振幅響應(yīng)特性，或者固有地或者通過把數(shù)字濾波器用于振幅補(bǔ)償。首要的假定是所述信道的響應(yīng)特性由于群時(shí)延或者相位響應(yīng)不理想而是次優(yōu)的，而且想要改善這些特性。
本發(fā)明的目的是提供一種用于群時(shí)延補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)，它1.提供最優(yōu)系統(tǒng)性能，因此無需直接指定相位響應(yīng)即可提供最優(yōu)的相位響應(yīng)。
2.提供一種通過直接陳述所需的特性來指定最優(yōu)性能的的機(jī)制。
3.允許在不同的響應(yīng)特性之間進(jìn)行折衷。
4.即使所需的群時(shí)延特性未知，也能利用全通濾波器。
5.即使對(duì)信道特性理解很差，或者存在非線性信道特性，也可以使用。
6.相位補(bǔ)償?shù)木_性對(duì)時(shí)域或者其它性能方面相對(duì)不敏感。
另外，本發(fā)明的目的是提供一種群時(shí)延補(bǔ)償系統(tǒng)，它1.能夠處理不完善的激勵(lì)。
2.能夠?qū)ο到y(tǒng)配置和信道特性方面的改變，諸如不同的探針系統(tǒng)進(jìn)行動(dòng)態(tài)補(bǔ)償。
3.利用向用戶的反饋提供可靠的補(bǔ)償，確保系統(tǒng)性能。
附圖的簡要說明為了更完整地理解本發(fā)明，參見以下描述和附圖，附圖中

圖1是本發(fā)明群時(shí)延補(bǔ)償器的方框圖2是帶有由上升時(shí)間、過沖的測量值呈現(xiàn)的不良的群時(shí)延特性的WM8600A DSO的信道階躍響應(yīng)；圖3是同一DSO的信道階躍響應(yīng)，簡單地執(zhí)行所述群時(shí)延補(bǔ)償，因而具有由預(yù)沖測量值呈現(xiàn)的不良的特性。
圖4是同一DSO的信道階躍響應(yīng)，其中適當(dāng)?shù)貓?zhí)行了由上升時(shí)間、過沖和預(yù)沖的測量值呈現(xiàn)的群時(shí)延補(bǔ)償。
圖5是作為頻率函數(shù)的未補(bǔ)償?shù)男诺廊簳r(shí)延特性，連同所述特性的冪曲線估計(jì)。
圖6是表示用于校準(zhǔn)WM8600A中群時(shí)延補(bǔ)償系統(tǒng)的校準(zhǔn)設(shè)備及其配置的方框圖；圖7和圖8表示W(wǎng)M8600A中的對(duì)話頁，用于配置群時(shí)延測量、全通濾波器擬合、估算、性能測量、評(píng)分和最優(yōu)化；圖9是Nassi-Schneiderman(NS)圖，描述全通濾波器擬合用的Levenberg-Marquardt算法一次疊代的細(xì)節(jié)；圖10表示三段全通濾波器的實(shí)現(xiàn)；圖11表示全通濾波器擬合的結(jié)果，并演示其對(duì)群時(shí)延補(bǔ)償規(guī)范的順應(yīng)性；圖12用于配合正文解釋如何測量上升時(shí)間、過沖和預(yù)沖；圖13表示模糊邏輯評(píng)分系統(tǒng)用的模糊隸屬度集合；圖14、圖15、圖16和圖17描述用于性能最優(yōu)化的步驟；圖18是作為優(yōu)化器輸出控制變量函數(shù)的系統(tǒng)總體性能得分的曲面圖；圖19包含演示性能最優(yōu)化過程如何平衡上升時(shí)間、過沖和預(yù)沖規(guī)范的示意圖；圖20說明在性能最優(yōu)化過程中研究的群時(shí)延補(bǔ)償?shù)目赡苄?，連同未補(bǔ)償?shù)男诺赖娜簳r(shí)延和所選的群時(shí)延補(bǔ)償；以及圖21示出補(bǔ)償?shù)暮臀囱a(bǔ)償?shù)牡娜簳r(shí)延特性，用于說明不能僅僅孤立地考慮群時(shí)延特性來優(yōu)化所述系統(tǒng)性能。
推薦實(shí)施例的詳細(xì)說明圖1示出達(dá)到這些目標(biāo)的群時(shí)延補(bǔ)償器系統(tǒng)100的方框圖。
如圖1所示，設(shè)置一個(gè)校準(zhǔn)激勵(lì)發(fā)生器。當(dāng)校準(zhǔn)系統(tǒng)時(shí)，校準(zhǔn)激勵(lì)發(fā)生器1通過開關(guān)2切換到前端放大器3。在所述配置下，通過由前端放大器3、ADC 4構(gòu)成的模擬信道把來自校準(zhǔn)激勵(lì)發(fā)生器1的激勵(lì)采集到任選的存儲(chǔ)器(未示出)中并通過振幅補(bǔ)償器35和平均器5。重復(fù)地采集所述激勵(lì)并且求其平均值，以形成所述激勵(lì)的高采樣速率、低噪聲再現(xiàn)(rendering)。保存所述結(jié)果作為信道對(duì)所述激勵(lì)6的響應(yīng)?；蛘?，可以把外部硬件，諸如連接到所述輸入的探頭，連接到校準(zhǔn)激勵(lì)發(fā)生器的外部輸出端7，使得任何采集都包括信道對(duì)激勵(lì)的響應(yīng)6中的外部硬件特性。
以前，校準(zhǔn)激勵(lì)發(fā)生器1所產(chǎn)生的激勵(lì)由高帶寬、高準(zhǔn)確度裝置采集和數(shù)字化，并作為實(shí)際激勵(lì)8存儲(chǔ)。這形成性能可跟蹤性的要點(diǎn)。整個(gè)校準(zhǔn)的正確性將取決于實(shí)際的激勵(lì)8的正確性，因而它必須利用高度精密的方法采集。
通過利用去卷積器10對(duì)具有實(shí)際激勵(lì)8的激勵(lì)6的信道響應(yīng)進(jìn)行去卷積來確定信道脈沖響應(yīng)9。
信道脈沖響應(yīng)9傳送到12，它計(jì)算所述信道的頻率響應(yīng)，并進(jìn)一步傳送到14，它相對(duì)于頻率對(duì)相位進(jìn)行微分，以便形成所述信道的群時(shí)延特性。這形成了群時(shí)延規(guī)范發(fā)生器15的輸入。
15的前面是最優(yōu)化系統(tǒng)16。16采取由17提供的最優(yōu)化策略，并使用所述策略來產(chǎn)生搜索。這從選擇控制變量(或者設(shè)計(jì)規(guī)則)18開始，傳送到15時(shí)，引起15調(diào)整14所提供的規(guī)范。這一般是通過調(diào)整群時(shí)延特性的一些函數(shù)逼近，類似于冪曲線的逼近來完成的。
利用14作為15的輸入而提供的信道群時(shí)延特性是一個(gè)有效的，但不是最重要的方面，這應(yīng)該是顯而易見的。群時(shí)延規(guī)范發(fā)生器15剛好也可以不依賴于實(shí)測的群時(shí)延特性產(chǎn)生群時(shí)延規(guī)范。
由15產(chǎn)生的群時(shí)延規(guī)范傳送到全通擬合濾波器19。然后19利用設(shè)計(jì)規(guī)則20計(jì)算想要補(bǔ)償所提供的群時(shí)延的數(shù)字全通濾波器系數(shù)。
全通擬合濾波器19利用一個(gè)非線性公式求解器。這是不可靠性的來源，因?yàn)闊o法確保非線性公式求解器將會(huì)成功。然而，若由控制變量18決定的狀態(tài)空間是有界的，則有可能預(yù)先計(jì)算(或者至少預(yù)先測試)每一個(gè)可能的控制變量對(duì)濾波器系數(shù)的影響。換句話說，這些區(qū)域的可靠性是有保證的。14的輸出端上對(duì)實(shí)測群時(shí)延的上述函數(shù)逼近用法具有屏蔽作用，這改善了可靠性，因?yàn)閿M合濾波器19不必處理顛簸的特性來進(jìn)行擬合，而相反用有界的一組條件來處理平滑的曲線。擬合顛簸的曲線涉及許多可能導(dǎo)致收斂失效的局部最小值。
然后，把19產(chǎn)生的系數(shù)裝入濾波器系數(shù)區(qū)21，并裝入由22標(biāo)識(shí)的數(shù)字全通濾波器的存儲(chǔ)體。之所以要有一個(gè)濾波器存儲(chǔ)體，是因?yàn)樵O(shè)計(jì)成補(bǔ)償信道的濾波器，其采樣速率不一定與激勵(lì)的采樣速率相同，事實(shí)上它一般要低得多。另外，被補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)的采樣速率，若低于所述激勵(lì)的采樣速率，則不會(huì)充分地對(duì)所述信道采樣，來通過單次(single-shot)采集提供實(shí)際時(shí)域參數(shù)的準(zhǔn)確測量值。
一旦已經(jīng)產(chǎn)生系數(shù)21，則可以估算時(shí)域響應(yīng)特性。
這從理想的激勵(lì)11的產(chǎn)生開始。所述激勵(lì)是我們要為之優(yōu)化系統(tǒng)的激勵(lì)。11利用卷積器13與信道響應(yīng)9進(jìn)行卷積。結(jié)果是所述信道對(duì)所述理想的激勵(lì)11的響應(yīng)。應(yīng)當(dāng)指出，所述處理克服了生成完美激勵(lì)的困難。
如上所述，正在設(shè)計(jì)的濾波系統(tǒng)的采樣速率往往低于產(chǎn)生所需激勵(lì)用的采樣速率。為此卷積器13的結(jié)果通過低通濾波器(LPF)23傳送，并由24進(jìn)行下降采樣。LPF 23是抗混淆濾波器，并且設(shè)計(jì)成理想地向外提供單位增益以便把系統(tǒng)采樣速率減半并且此后不傳送信號(hào)。
下降采樣器24以等于所需激勵(lì)11的采樣速率除以正在補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)的采樣速率的因數(shù)N進(jìn)行下降采樣。若因數(shù)N不是整數(shù)，則LPF 23的輸出重新采樣，使之成為整數(shù)。下降采樣器24并不就是一個(gè)采樣器，而是它具有用標(biāo)號(hào)25表示的N個(gè)多相輸出端。每一相都通過多個(gè)估算的相同的相位補(bǔ)償濾波器饋送。每一個(gè)濾波后的輸出都饋送入過采樣器27的多相輸入端26。這樣，便產(chǎn)生把所需激勵(lì)11加到模擬信道和由濾波器系數(shù)21定義的相位補(bǔ)償濾波器的組合的結(jié)果。然后把所述結(jié)果波形傳送給測量器28。所述測量器簡單地按照測量選項(xiàng)29測量感興趣的參數(shù)，并通過它的參數(shù)輸出端30將其輸出到評(píng)分系統(tǒng)31。所述評(píng)分系統(tǒng)的工作是產(chǎn)生等級(jí)或者得分32，這是被測參數(shù)30的函數(shù)。評(píng)分系統(tǒng)31應(yīng)用評(píng)分規(guī)則33來產(chǎn)生性能的得分。作為一種付作用，測量器28和評(píng)分系統(tǒng)31產(chǎn)生一組性能結(jié)果34，它可以輸出并在外部觀看性能檢驗(yàn)結(jié)果。
得分32傳送到最優(yōu)化系統(tǒng)16，于是我們完成一個(gè)完整的循環(huán)。最優(yōu)化系統(tǒng)16現(xiàn)在具有相位補(bǔ)償濾波器的就其輸出變量而言的得分，事實(shí)上，它具有所述狀態(tài)空間中的多維坐標(biāo)。
此刻，最優(yōu)化系統(tǒng)16按照最優(yōu)化策略17對(duì)其輸出變量進(jìn)行疊代、使其發(fā)生適應(yīng)性變化，使得所述得分32最大化，或者使所述系統(tǒng)的性能結(jié)果34是適當(dāng)?shù)?。這形成一個(gè)閉環(huán)系統(tǒng)，使得當(dāng)最優(yōu)化系統(tǒng)16已經(jīng)完成時(shí)，濾波器系數(shù)21便是能使得所述性能最優(yōu)的系數(shù)，并且具有由34給定的性能結(jié)果。
假定最優(yōu)化系統(tǒng)16和最優(yōu)化策略17是足夠的，便可以求出控制變量18，使得得分32最大。盡管所述得分最大化并不能確保滿足所述規(guī)范，但它確定確保已經(jīng)達(dá)到可能的最好的性能折衷，因?yàn)樗龅梅直旧硎歉鶕?jù)所提供的評(píng)分規(guī)則33得出的。
可以看出，所述得分的最大化并不取決于結(jié)果補(bǔ)償器的絕對(duì)群時(shí)延特性，而只取決于補(bǔ)償器使實(shí)測性能方面最大化的能力。
還可以看到，所述最優(yōu)化方法已經(jīng)使所述系統(tǒng)對(duì)實(shí)際的群時(shí)延補(bǔ)償?shù)恼`差不敏感。認(rèn)識(shí)到底線是特定一組控制變量18產(chǎn)生特定一組濾波器系數(shù)21，估算時(shí)所述特定一組濾波器系數(shù)21產(chǎn)生特定的得分32，就能理解所述特征。為何一組控制變量比另一組產(chǎn)生更好的得分，尚不得而知，而且實(shí)質(zhì)上并不重要。
然后把濾波器系數(shù)21裝入所述信道(36)用的相位補(bǔ)償濾波器，并與振幅補(bǔ)償濾波器35結(jié)合，用于對(duì)用戶輸入信號(hào)37進(jìn)行濾波，并提供補(bǔ)償后的輸出信號(hào)38。
所述系統(tǒng)最好用在WM8600A DSO，用于優(yōu)化上升時(shí)間，附帶改善過沖，而附帶的反效果是引入預(yù)沖，但是可以用于任何適當(dāng)?shù)臄?shù)字存儲(chǔ)示波器。為了適應(yīng)其它應(yīng)用而對(duì)特定實(shí)現(xiàn)進(jìn)行的明顯修改，應(yīng)視為本發(fā)明的實(shí)施例。
WM8600A，例如，包含工作在10毫伏/垂直分度(10mV/div)到1V/div的增益范圍的四個(gè)信道。一般，它以10、20、50、100、200、500和1000mV/di v的固定步距工作。隨著V/div設(shè)置的不同，每一個(gè)信道都具有不同的相位特性。另外，在所述裝置的內(nèi)部，所述前端放大器有四個(gè)可能的附加設(shè)置。這些設(shè)置的描述已超出本文檔的范圍，但只要注意到這四個(gè)設(shè)置也影響相位也就夠了。
信道、V/div范圍和前端放大器設(shè)置的組合總共產(chǎn)生所述裝置用的112個(gè)不同的相位特性。
產(chǎn)生這些不同特性的所有設(shè)置都按圖6所示的配置中在工廠校準(zhǔn)。8600A 48的信道連接到衰減器43的輸出。由脈沖發(fā)生器40和脈沖頭41構(gòu)成的階躍發(fā)生器39通過衰減器42和43把邊沿發(fā)送到8600A 48的信道中。
盡管所述輸入邊沿是15ps，但所述衰減器的輸出是一個(gè)慢得多質(zhì)量下降的階躍。造成所述質(zhì)量下降的主要因素是趨膚效應(yīng)。
觸發(fā)輸入通過電纜46連接到階躍發(fā)生器39的觸發(fā)輸出。8600A 48還連接到局域網(wǎng)49。在校準(zhǔn)過程中，8600A 48通過網(wǎng)絡(luò)49從一個(gè)也連接到網(wǎng)絡(luò)49的計(jì)算機(jī)50接受遠(yuǎn)程命令。計(jì)算機(jī)50命令所述8600A48采取指定的v/div和測試用的前端放大器配置。然后，計(jì)算機(jī)50通過通用裝置總線(GPIB)連接51指導(dǎo)可編程衰減器驅(qū)動(dòng)程序45，通過所述可編程衰減器42和43指定適當(dāng)?shù)乃p量，使得8600A 48進(jìn)行采集時(shí)，來自階躍發(fā)生器39的9V信號(hào)占用所述垂直屏幕的80％。然后，計(jì)算機(jī)50指導(dǎo)8600A 48調(diào)整它對(duì)信號(hào)中心的偏移量，并調(diào)整它的時(shí)間/水平分度(T/div)、觸發(fā)閾值和觸發(fā)延遲，使得所述階躍的前沿出現(xiàn)在持續(xù)時(shí)間為5ns的窗口水平中心位置上。采集1000種波形并求其平均值，以200GS/s的采樣速率產(chǎn)生1000點(diǎn)等效時(shí)間波形，然后通過網(wǎng)絡(luò)49將其上載到計(jì)算機(jī)50。
運(yùn)行與本發(fā)明的意圖一致的校準(zhǔn)程序的計(jì)算機(jī)50，利用以前通過用采樣示波器44對(duì)在這些精確的條件下產(chǎn)生的信號(hào)進(jìn)行采集而獲得的結(jié)果，對(duì)所述采集進(jìn)行去卷積，以便產(chǎn)生信道脈沖響應(yīng)。然后，利用內(nèi)部產(chǎn)生的預(yù)定的理想階躍對(duì)它進(jìn)行卷積，以便模擬上升時(shí)間為50ps的臨界衰減二階(Q＝0.5)系統(tǒng)，以便產(chǎn)生所述信道對(duì)所需激勵(lì)的響應(yīng)。所述結(jié)果通過網(wǎng)絡(luò)49送回8600A 48，在這里它把所述結(jié)果存儲(chǔ)在它的硬盤上以備后用。
反卷積-卷積階躍考慮到到達(dá)43的輸出端的質(zhì)量下降的階躍。
對(duì)所有112個(gè)組合重復(fù)所述操作，并把8600A 48與校準(zhǔn)裝置分離。
當(dāng)8600A在特定V/div設(shè)置下、在給定的信道上、以特定的采樣速率在特定的前端放大器輸出配置下工作時(shí)，必須通過構(gòu)建群時(shí)延補(bǔ)償濾波器來完成所述校準(zhǔn)。實(shí)際上，所述操作是在工廠在自檢配置中完成的。8600A利用允許這些補(bǔ)償濾波器構(gòu)建一次并存儲(chǔ)在硬盤上的濾波器高速緩存配置。所述濾波器高速緩存的控制示于圖7對(duì)話框的高速緩存控制區(qū)52，在這里指定濾波器讀取53、寫54并覆蓋55的使能，一般地說，這些設(shè)置成進(jìn)行讀和寫，如圖所示，以便若它們存在，則濾波器便從硬盤讀出，而若它們不存在，則在構(gòu)建之后寫入硬盤。
為了說明的目的，假定濾波器不存在，并在特定的設(shè)置下構(gòu)建濾波器。為了開始構(gòu)建，從硬盤讀出信道對(duì)所需激勵(lì)的適當(dāng)響應(yīng)。算出微分之后，接著應(yīng)用帶有在65中指定的α值的Kaiser-Bessel窗口。Kaiser-Bessel窗口是眾所周知的。然后，算出Chirp-Z變換(CZT)，使得所述結(jié)果是一組在由58指定的0Hz和最大補(bǔ)償頻率之間的N+1個(gè)等間隔的點(diǎn)(這里N由57指定)。之所以利用CZT，是因?yàn)樗梢栽谌我忸l率范圍內(nèi)提供任意數(shù)目的點(diǎn)。另外，內(nèi)部只需要兩個(gè)FFT的冪。CZT是眾所周知。然后利用在59指定的最大相位變化，算出和展開相位，并利用公式1算出所述群時(shí)延。所有這些計(jì)算都是眾所周知。
所述計(jì)算產(chǎn)生以包含N+1個(gè)元件的坐標(biāo)矢量的形式描述的實(shí)測信道群時(shí)延特性，使得每一個(gè)坐標(biāo)(f[n]，gdmeas[n])就頻率而言描述實(shí)測的群時(shí)延，在這里n是一個(gè)整數(shù)，使得n＜
。
如果是振幅補(bǔ)償器(或者也使用任何其它數(shù)字濾波器)，則必須考慮它的群時(shí)延。這是通過在頻率點(diǎn)f[n]上畫出振幅補(bǔ)償濾波器的群時(shí)延，并把所述延遲逐點(diǎn)加到算出的所述信道的群時(shí)延上而完成的。另外，正如將要簡短地說明的，振幅補(bǔ)償濾波器與估算的全通濾波器級(jí)聯(lián)。通過把所述振幅補(bǔ)償器的群時(shí)延加在所述未補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)的算出的群時(shí)延上，并通過把所述振幅補(bǔ)償器與估算的全通濾波器級(jí)聯(lián)，即可收到適當(dāng)?shù)男Ч?br> 既然已經(jīng)產(chǎn)生了適當(dāng)?shù)募?lì)，并且已經(jīng)測量了所述群時(shí)延特性，現(xiàn)在我們把注意力轉(zhuǎn)向優(yōu)化器元件。
如上所述，所述優(yōu)化器元件的工作是優(yōu)化所述信道的性能。這是通過指定輸出控制變量并在其輸入端讀取得分而完成的。在這個(gè)意義上，它是一個(gè)閉環(huán)系統(tǒng)。
在討論最優(yōu)化的細(xì)節(jié)之前，先說明所述閉環(huán)回路。換句話說，將要在不考慮選擇這些輸出控制變量的策略的情況下，描述從一組控制變量的規(guī)范開始在所述優(yōu)化器的輸出上圍繞通道回到得分輸入的操作。一旦說明了這一點(diǎn)，就將詳細(xì)討論最優(yōu)化策略。
在8600A中，優(yōu)化器指定兩個(gè)輸出控制變量，稱為冪和游標(biāo)。這些值提供給所述補(bǔ)償規(guī)范發(fā)生器。
所述補(bǔ)償規(guī)范發(fā)生器首先按以下公式擬合所述未補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)的實(shí)測的群時(shí)延特性GDapprox(f)＝A·fP公式3式中f是頻率，P是優(yōu)化器提供的冪，而A是一個(gè)使未補(bǔ)償?shù)男诺赖膶?shí)測群時(shí)延特性和公式3的求值之間的均方差最小化的值。換句話說，這樣選擇A以便將以下公式減到最小1N·Σn(gdmeasn-A·fnP)2]]>公式4完成這一點(diǎn)的A值為A=ΣnfnP·gdmeasnΣnfn2·P]]>公式5通過利用于下公式生成另一個(gè)N+1元件坐標(biāo)矢量(f[n]，gdspec[n])來算出所述群時(shí)延規(guī)范gdspec[n]＝A·fnp·V 公式6式中V是優(yōu)化器提供的游標(biāo)值。于是，所述群時(shí)延規(guī)范是一個(gè)所述信道修改后的實(shí)際的群時(shí)延特性的逼近。
然后，把所述群時(shí)延規(guī)范輸送到全通擬合濾波器。所述全通擬合濾波器利用從文件讀出并可以通過圖7所示的對(duì)話框配置的設(shè)計(jì)規(guī)則51、提供的群時(shí)延規(guī)范和解方程器來重新求解補(bǔ)償所提供的群時(shí)延規(guī)范的全通濾波器系數(shù)。
所述全通濾波器是一個(gè)無窮脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器，由多個(gè)級(jí)聯(lián)雙象限(biquad)段構(gòu)成。段數(shù)由補(bǔ)償程度61指定。一般說來，補(bǔ)償程度越高，得出的濾波器就越大，執(zhí)行時(shí)間就越長，但是更符合所述規(guī)范。
模擬全通濾波器段看來象是如此H(s)=s2-ω0Q·s+ω02s2+ω0Q·s+ω02]]>公式7在這里ω0是中心頻率(單位是弧度/秒)，而Q是品質(zhì)因數(shù)。假定所述系統(tǒng)是欠衰減的(Q＞0.5)，濾波器段具有一對(duì)復(fù)共軛的極點(diǎn)。一個(gè)極點(diǎn)位于σ=-ω02·Q+j·ω02·Q·4·Q2-1]]>公式8而另一個(gè)位于Re(σ)-jIm(σ)。類似地，它具有兩個(gè)復(fù)共軛的零點(diǎn)。一個(gè)零點(diǎn)位于-Re(σ)+j Im(σ)，而另一個(gè)在-Re(σ)-jIm(σ)。
所述濾波器影響群時(shí)延(和相位)，但不影響振幅響應(yīng)。這樣的一個(gè)濾波器級(jí)的最大群時(shí)延發(fā)生在ωm=ω0·4-1Q2-1]]>公式9它總是小于0，但對(duì)于高Q值約略等于0。在ωm提過的最大群時(shí)延為Tmax=4·Qω0]]>公式10利用匹配的z變換靠建立數(shù)字全通濾波器。匹配的z變換涉及極點(diǎn)和零點(diǎn)位置的簡單的替代ζ＝eσ/Fs公式11式中Fs是采樣速率。
所述替代產(chǎn)生以下傳遞函數(shù)H(z)=(z-1ζ)·(z-1ζ‾)(1-1ζ)·(1-1ζ‾)·(1-ζ)·(1-ζ‾)(z-ζ)·(z-ζ‾)]]>公式12式中所述傳遞函數(shù)已經(jīng)歸一化為單位增益。公式12可以重新排列為如下形式
H(z)=β+α·z-1+z-21+α·z-1+β·z-2]]>公式13式中β＝(|ζ|)2α＝-2Re(ζ)公式14所述全通擬合濾波器的目標(biāo)是用所述濾波器的每一段產(chǎn)生系數(shù)α和β使得所述群時(shí)延規(guī)范得到補(bǔ)償。這意味著，所述全通濾波器的群時(shí)延加到群時(shí)延規(guī)范上應(yīng)該等于一個(gè)恒定的數(shù)值(式中所述恒定的數(shù)值是由所述濾波器作為不可避免的付作用提供的絕對(duì)延遲)。
公式13中濾波器段的群時(shí)延是D(x=cos(2·π·fFs))=-2Fs·(-α+α·β)·x+(β2-1)(4·β)·x2+(2·α·β+2·α)·x+(1+α2-2·β+β2)]]>公式15對(duì)于包含S段的濾波器，所提供的總的群時(shí)延是GDcomp(f)=ΣsD(cos(2·π·fFs),αs,βs)]]>公式16式中s∈[O，S)。
可以澄清所述擬合濾波器的目標(biāo)以便計(jì)算用于每一個(gè)段的系數(shù)α和β，使得以下公式減到最小mse=1N+1·Σn(gdspecn+GDcomp(fn)-Dconst)2]]>公式17因?yàn)镈const是任意的，故可利用所述濾波器的零點(diǎn)頻率群時(shí)延，并將所述情況簡化為mse=1N+1·Σn(gdspecn+GDcomprel(f))2]]>公式18式中GDcomprel(f)＝GDcomp(fn)-GDcomp(0)公式19為了使公式18減到最小，確定梯度為零的點(diǎn)。換句話說，當(dāng)求出所有s的濾波器系數(shù)的值αs和βs時(shí)，達(dá)到(局部)最小值，使得當(dāng)在這些系數(shù)值的條件下估算濾波器群時(shí)延時(shí)，均方差對(duì)所有系數(shù)的部分微分為0。
這意味著，對(duì)任何系數(shù)的部分微分被描述為0∂∂αsmse=0]]>和∂∂bsmse=0]]>對(duì)于所有s。對(duì)這些部分微分的估算產(chǎn)生∂∂αsmse=2N+1·Σn(GDcomprel(fn)+gdspecn)·∂∂αsGDcomprel(fn)]]>公式20和∂∂βsmse=2N+1·Σn(GDcomprel(fn)+gdspecn)·∂∂βsGDcomprel(fn)]]>公式21公式20和公式21表明，為了估算均方差的部分微分，要求對(duì)于群時(shí)延和對(duì)所述系數(shù)的群時(shí)延的部分微分的分析功能。
相對(duì)群時(shí)延對(duì)每一個(gè)系數(shù)的部分微分是∂∂αsGDcomrel(f)=∂∂αsGDcomp(f)-∂∂αsGDcomp(0)]]>公式22和∂∂βsGDcomrel(f)=∂∂βsGDcomp(f)-∂∂βsGDcomp(0)]]>公式23式中∂∂αsGDcomp(x=cos(2·π·fFs))=]]>-2Fs·(-4·βs+4·βs2)·x3+(αs+5·βs-5βs2+1-βs·αs2-βs3)·x+(2·αs-2·βs2·αs)(4·βs)·x2+(2·αs·βs+2·αs)·x+(αs2-2·βs+βs2+1)2]]>公式24
∂∂βsGDcomp(x=cos(2·π·fFs))=]]>-2Fs·(4·αs)·x3+(4·βs2+4·αs2+4)·x2+(αs+αs·βs2+αs3+6·αs·βs)·x+(-2·βs24·βs+2·βs·αs2-2)(4·βs)·x2+(2·αs·βs+2·αs)·x+(αs2-2·βs+βs2+1)2]]>公式25此刻，知道了公式19、公式22和公式23，即可用任何合理的解非線性方程器諸如MathCAD中的genfit函數(shù)，適當(dāng)?shù)亟獬鰹V波器。實(shí)際上，解方程器利用Levenberg-Marquardt算法求解。
一個(gè)要求是合理地猜測αs和βs的值。這可以靠經(jīng)驗(yàn)通過找到合理的值、擬合成功的原因而做到這一點(diǎn)，然后針對(duì)αs和βs算出統(tǒng)計(jì)分析典型結(jié)果值。
人們可以使用由公式7描述的模擬全通濾波器提供的更深入一些的觀察并使用以下方法首先，指定最大延遲64、補(bǔ)償用的最高頻率58和段數(shù)61。通過最大延遲64除以段數(shù)61來算出一段的最大延遲。利用于下公式設(shè)置每一級(jí)的中心頻率值f0s=(3+(fmaxcomp-3)·sS)]]>ω0s＝2·π·f0s公式26對(duì)于圖7所示的規(guī)范這使f0的數(shù)值為3、4.1和5.2GHz。然后利用公式10和所分配的每一段的最大延遲來算出每一級(jí)的Q。
Qs=ω0s·delaymaxS4]]>公式27這產(chǎn)生1.57、2.14和2.72的Q值，而每一段的恒定的″帶寬″約為2GHz。
繼續(xù)下去之前指出以下一點(diǎn)是有用的，假定每一級(jí)對(duì)max延遲的貢獻(xiàn)是相同的，算出每段的max延遲。這是合理的，因?yàn)镼低，導(dǎo)致一個(gè)高帶寬裝置，每一個(gè)濾波器級(jí)的作用給人的感覺是頻率范圍相當(dāng)大。
然后在公式8中使用Q和ω0值，以便確定s域極點(diǎn)的位置。在公式11中使用所述極點(diǎn)，確定z域極點(diǎn)位置。在公式14中使用所述極點(diǎn)，以便確定αs和βs的開始值。
盡管任何利用所述模擬濾波器公式的計(jì)算都不會(huì)精確地匹配所述數(shù)字濾波器的特性，但是所述要求是αs和βs的開始值合理地彼此接近，解非線性公式器從那里接手。
知道了所述濾波器的群時(shí)延函數(shù)和部分微分，連同開始時(shí)的濾波器系數(shù)的初始猜測，即可重復(fù)運(yùn)行Levenberg-Marquardt算法。在每一次疊代中，調(diào)整所述系數(shù)以便減小均方差。Levenberg-Marquardt是兩個(gè)共同的最小二乘方最小化方法之間的平衡最陡下降法，其中沿著每一次疊代的均方差的梯度矢量取小的步距。最陡下降法非常緩慢，但是確保收斂到局部最小值。另一個(gè)方法是Newton-Gauss法。
Newton-Gauss法收斂非常迅速，但可能發(fā)散。Levenberg-Marquardt每一次疊代都測量它自己的性能。成功的疊代使它在下一次疊代比Newton-Gauss優(yōu)越。失效的疊代使它在下一次疊代中比最陡下降法優(yōu)越。
圖9是NS圖，表示Levenberg-Marquardt算法的一次疊代。圖9作以下假定g是各系數(shù)矢量的矢量，使得(gi)2.s＝αs(gi)2.s+1＝βs公式28式中i代表疊代次數(shù)。
g0是包含初始猜測的矢量。mse0是利用公式18用初始猜測值算出的初始均方差。
在步驟5和8中，W是單元矩陣(因?yàn)闆]有使用加權(quán))。
λ被任意地初始化為1000。
應(yīng)當(dāng)指出，在步驟8中，必須算出反矩陣。有為此目的的教科書算法，或者可以使用在諸如LAPACK或者TNT等公共域中可用的其它軟件。
正如下面將要描述的，在疊代或者沒有減小mse，或者沒有滿足一些收斂判據(jù)時(shí)，應(yīng)用所述算法的變型。這意味著，若步驟11檢測到均方差，則改變?chǔ)耍琯i用gi-1替換，并循環(huán)回到步驟8。實(shí)際上這更經(jīng)濟(jì)，因?yàn)樗苊馐Ｓ?、Jacobian和近似Hessian矩陣的重復(fù)計(jì)算。
有幾種方法用來停止疊代1.若達(dá)到了mse的規(guī)范。mse規(guī)范由允差62(按習(xí)慣指定為均方差(rms)，ns)提供。一般，不取決于它，而且mse規(guī)范一直保持非常低。這是因?yàn)?，若所述系統(tǒng)達(dá)到低mse，則隨后只疊代幾次，即可到達(dá)局部最小值。一般地，為了更好地使誤差最小化，要求再多作幾次疊代。你可以看到，用于允差62的默認(rèn)規(guī)范是0。
2.若λ到達(dá)最大值(1e10)。有時(shí)，這表示發(fā)散，但若收斂無法檢測，則有時(shí)所述情況發(fā)生在收斂點(diǎn)上。底線是對(duì)于lambda的巨大值，在隨后的疊代中的進(jìn)一步收斂將極其緩慢，因此，即使它沒有收斂，疊代也應(yīng)該停止并應(yīng)該嘗試一種新的策略。
3.若λ抵達(dá)最小值(1e-10)-在所述λ值下，已知所述系統(tǒng)已經(jīng)充分收斂。
4.在所述收斂點(diǎn)，λ可以在兩個(gè)或者三個(gè)值之間永遠(yuǎn)振蕩。通過第一次把λ的對(duì)數(shù)加到帶有5個(gè)樣值的時(shí)間常數(shù)的簡單數(shù)字濾波器來檢測所述振蕩的發(fā)生。然后取λ的對(duì)數(shù)和所述簡單濾波器的輸出之間差值的絕對(duì)值。若五次疊代之后，它降到2.5以下，則停止疊代。
5.在所述收斂點(diǎn)上，mse改變非常緩慢。這通過把mse的對(duì)數(shù)加到具有5個(gè)樣值的時(shí)間常數(shù)的簡單數(shù)字濾波器即可檢測出來。然后取mse的對(duì)數(shù)和所述簡單濾波器的輸出之間差值的絕對(duì)值。若五次疊代之后它下降到2.5以下，則停止疊代。通過Newton-Gauss呈現(xiàn)二次型收斂的事實(shí)證明使用mse的對(duì)數(shù)是正確的。
6.若已經(jīng)超過允許的最大疊代次數(shù)。最大疊代次數(shù)由63提供。一般，上述另一個(gè)條件發(fā)生在所述點(diǎn)之前很遠(yuǎn)。設(shè)置疊代次數(shù)最大值是為了避免無窮疊代。30是一個(gè)適合的數(shù)值。
一旦達(dá)到了局部最小值，便檢驗(yàn)均方差來測試最小化的性能。若它還不夠低，則隨機(jī)攪動(dòng)所述系數(shù)，以便把所述系統(tǒng)振離所述局部最小值，繼續(xù)進(jìn)行疊代，希望收斂到絕對(duì)最小值。當(dāng)所提供的群時(shí)延特性的估計(jì)是一條單調(diào)的曲線，不會(huì)提供引起問題的局部最小值時(shí)，這往往是不必要的。使用所述隨機(jī)系數(shù)攪動(dòng)的選項(xiàng)由60控制。
所述擬合一般在約10次疊代即收斂。完成所述擬合時(shí)，利用公式28從g矢量卸掉所述全通濾波器系數(shù)，并構(gòu)造全通濾波器的實(shí)現(xiàn)。所述濾波器由公式13的級(jí)聯(lián)差分公式的實(shí)現(xiàn)構(gòu)成ys，k＝βs·xs，k+αs·xs，k-1+xs，k-2-αs·ys，k-1-βs·ys，k-2公式29式中除了當(dāng)S為0時(shí)外y[S-1][k]是所述濾波器的第k次輸出，而x[S][k]是y[S-1][k]，其中x
[k]是所述濾波器的第k次輸入點(diǎn)。圖10中形象地描述了這種情況。圖10表示三段(6階)數(shù)字全通濾波器，同時(shí)理解階數(shù)較高的濾波器是簡單地由更多的濾波器段級(jí)聯(lián)而產(chǎn)生。
在此刻，已經(jīng)產(chǎn)生了全通濾波器，這是一個(gè)與所述信道的群時(shí)延特性一起，指定了冪和游標(biāo)值的函數(shù)。
圖11表示適合于所提供的群延遲補(bǔ)償規(guī)范的全通濾波器的結(jié)果。圖11演示，這樣設(shè)計(jì)所述全通濾波器，使得所述全通濾波器群時(shí)延和所述群時(shí)延補(bǔ)償規(guī)范之和大體上是一條直線。圖11還表示，所述全通濾波器很好地遵循所述規(guī)范，最大誤差約為+/-3微微秒。
現(xiàn)在需要估算所述濾波器的性能。
為了開始估算，把所產(chǎn)生的全通濾波器安裝在多相配置中。所述多相配置是必要的，因?yàn)樗鋈V波器一般設(shè)計(jì)成以這樣的采樣速率進(jìn)行采樣，所述采樣速率低于對(duì)未補(bǔ)償?shù)男诺理憫?yīng)進(jìn)行采樣的采樣速率。例如，如上所述，在8600A中，已經(jīng)在200GS/s(千兆次采樣/秒)下產(chǎn)生未補(bǔ)償?shù)男诺理憫?yīng)。所述系統(tǒng)的單脈沖采樣速率是20GS/s。這意味著，所產(chǎn)生的全通濾波器無法直接對(duì)所述未補(bǔ)償?shù)男诺理憫?yīng)進(jìn)行采樣。一個(gè)簡單的方法是簡單地對(duì)未補(bǔ)償?shù)男诺理憫?yīng)進(jìn)行抽選，但這會(huì)導(dǎo)致信息的丟失。另外，對(duì)抽選后的未補(bǔ)償?shù)男诺理憫?yīng)采樣的濾波結(jié)果并不提供用于估算濾波器性能的適當(dāng)?shù)男畔ⅰ?br> 為此，不是簡單地進(jìn)行抽選，而是利用下降采樣器產(chǎn)生多相輸出。所述下降采樣器所提供的相位數(shù)等于抽選因數(shù)。每一相都通過所述全通濾波器的相同的復(fù)制品(亦即，帶有相同系數(shù)值但帶有單獨(dú)的內(nèi)部延遲線存儲(chǔ)器的一全通濾波器元件)傳送。每個(gè)濾波器的結(jié)果通過一個(gè)類似的過采樣器配置交錯(cuò)。最后的結(jié)果是用所設(shè)計(jì)的所述全通濾波器對(duì)所述未補(bǔ)償?shù)男诺理憫?yīng)進(jìn)行濾波的結(jié)果，以此保留所述未補(bǔ)償?shù)男诺理憫?yīng)的采樣速率。
當(dāng)還在所述信道上使用振幅補(bǔ)償數(shù)字濾波器時(shí)，在所述多相配置中振幅補(bǔ)償濾波器與所述估算的全通濾波器級(jí)聯(lián)。
完成所述操作的結(jié)果是補(bǔ)償后的信道響應(yīng)。換句話說，過采樣器的輸出提供由全通濾波器進(jìn)行補(bǔ)償?shù)男诺理憫?yīng)?，F(xiàn)在討論所述全通濾波器是否最優(yōu)地補(bǔ)償了所述信道。
因?yàn)樗龆嘞酁V波器配置的使用，對(duì)一些事項(xiàng)必須小心。第一，所述未補(bǔ)償?shù)男诺理憫?yīng)必須經(jīng)過低通濾波，以便把任何混淆可能性減到最小。這是通過以所述全通濾波器的Nyquist速率施加尖銳截?cái)酁V波來完成的。另外，若所述未補(bǔ)償?shù)男诺理憫?yīng)采樣速率不是所述全通濾波器采樣速率的整數(shù)倍，那么，需要利用內(nèi)插濾波器以整數(shù)倍采樣速率對(duì)所述響應(yīng)重新采樣。例如，若所述未補(bǔ)償?shù)男诺理憫?yīng)已經(jīng)以200GS/s采樣，而且所述全通濾波器元件是以20GS/s進(jìn)行采樣的，那么，所述低通濾波器將要設(shè)計(jì)成盡可能好地讓最高10GS/s的所有頻率通過，而抑制所有高于10GS/s的頻率。這并不是個(gè)問題，因?yàn)闊o論如何所述全通濾波器應(yīng)該對(duì)它的信道進(jìn)行充分的采樣。在8600A的情況下，系統(tǒng)帶寬是6GHz，并且輸入在7GHz下受到相當(dāng)大的衰減。這允許所述低通濾波器在7GHz周圍開始它的截?cái)啵瑸樗鰹V波器提供3GHz的過渡頻帶，以便達(dá)到良好的衰減。
這種類型的抗混淆和內(nèi)插濾波器對(duì)本專業(yè)的技術(shù)人員來說是眾所周知的。
另一個(gè)要小心的要素是濾波器的啟動(dòng)。由于所述濾波器并未永久地對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行采樣這一事實(shí)，所以，所有濾波器都要求一定數(shù)量的樣值，輸出需要通過這些樣值來穩(wěn)定。所需的時(shí)間量基于所述全通濾波器的脈沖響應(yīng)的長度。因?yàn)樗救V波器(在不失一般性的情況下)是一個(gè)無窮脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器元件，必須作出判決來確定啟動(dòng)時(shí)間。一般，需要使用的樣值數(shù)量是階躍響應(yīng)抵達(dá)它的最終值的99％的樣值數(shù)量。在本說明書中，已經(jīng)這樣選擇所采集的未補(bǔ)償?shù)男诺理憫?yīng)，使得它的持續(xù)時(shí)間是5ns，而且邊沿發(fā)生在2.5ns的點(diǎn)上，所述邊沿前面的點(diǎn)全都相同。減去所述階躍的基底值，產(chǎn)生2.5ns數(shù)值為0的點(diǎn)(500個(gè)零值點(diǎn))。這意味著，對(duì)于一個(gè)20GS/s濾波器，只要所述全通濾波器的脈沖響應(yīng)長度小于50個(gè)點(diǎn)，則除了通過減去基底值對(duì)未補(bǔ)償?shù)男诺理憫?yīng)歸一化之外，不再需要特別的小心。
此刻，已經(jīng)確定了所設(shè)計(jì)的全通濾波器的補(bǔ)償后的信道響應(yīng)。為了開始計(jì)算它的性能，對(duì)所述補(bǔ)償后的響應(yīng)進(jìn)行測量。對(duì)于8600A，重要的測量值是上升時(shí)間、過沖和預(yù)沖。上升時(shí)間和過沖是按照所接受的標(biāo)準(zhǔn)測量的。盡管標(biāo)準(zhǔn)提供了預(yù)沖的定性定義，但是它們不決定定量測量用的方法。因此，預(yù)沖測量利用這里描述的定制算法。
請(qǐng)讀者參看圖12，其中示出了所有三個(gè)測量值的定義。預(yù)沖測量值需要進(jìn)一步說明。
預(yù)沖是根據(jù)在測量開始時(shí)間和結(jié)束時(shí)間之間的時(shí)間過程中，從基底值算起的最大絕對(duì)預(yù)沖偏離量(excursion)算出的。終點(diǎn)時(shí)間是50％延遲點(diǎn)。開始時(shí)間是終點(diǎn)時(shí)間減去孔徑。在已經(jīng)滿足以下條件中的至少一個(gè)之后(在時(shí)間上從50％延遲點(diǎn)往回走)，僅僅考慮預(yù)沖偏離量。
1.波形點(diǎn)的值接近基底值相交或低于所述基底值。
2.直至所述點(diǎn)(亦即所述點(diǎn)和50％閾值交叉點(diǎn)之間)，波形點(diǎn)的值按照大于滯后值(亦即所述波形已″翻轉(zhuǎn)″)的數(shù)量大于算出的最小值。
3.波形點(diǎn)的時(shí)間小于或者等于一個(gè)數(shù)量，所述數(shù)量等于50％延遲時(shí)間減去截取因數(shù)乘以投影截取時(shí)間和10％延遲時(shí)間之間的時(shí)間。投影截取時(shí)間是通過計(jì)算在10％閾值和90％閾值之間畫的直線與基線相交的時(shí)間求出的。
在圖8的對(duì)話框中在所述預(yù)沖測量設(shè)置97的對(duì)話區(qū)域中，示出孔徑99、滯后98和和截取因數(shù)100的配置。
最好上升時(shí)間、過沖和預(yù)沖為最優(yōu)。最優(yōu)的表述是主觀的，是以所需的最后的系統(tǒng)特性為根據(jù)的。所述最優(yōu)化的主觀屬性通過評(píng)分系統(tǒng)解決。評(píng)分系統(tǒng)的作用是要根據(jù)所提供的參數(shù)測量值提供一個(gè)總體性能的得分。這是通過一個(gè)函數(shù)完成的得分＝F(上升時(shí)間，過沖，預(yù)沖)公式30公式30表現(xiàn)了一種困難情況。實(shí)測的參數(shù)與得分的關(guān)系并不容易定義。這就是采用模糊邏輯評(píng)分系統(tǒng)的理由。
模糊邏輯的用法對(duì)那些在控制和最優(yōu)化技術(shù)有實(shí)踐經(jīng)驗(yàn)的人是眾所周知的。我將試圖在這里把討論限于實(shí)踐本發(fā)明所需要的有關(guān)信息。
模糊邏輯評(píng)分系統(tǒng)要求三個(gè)要素隸屬度集合、規(guī)則庫和解模糊化元件。隸屬度集合對(duì)什么構(gòu)成高、低和中參數(shù)測量值提供主觀的定義。另外，模糊屬性故意地導(dǎo)致隸屬度的二元性和不完善性。
規(guī)則庫提供關(guān)于什么類型的得分與它們的各組參數(shù)測量值的隸屬度相關(guān)的主觀的陳述。
解模糊化元件取出所有應(yīng)用的規(guī)則來解決最后的單一得分結(jié)果。
因?yàn)樗鲋饔^的性質(zhì)，隸屬度集合和規(guī)則庫是可以配置的。這個(gè)特征允許整個(gè)最優(yōu)化系統(tǒng)早期的構(gòu)建，并后期判定主觀的要素。另外，簡單地改變所述配置即可容易地在性能上進(jìn)行折衷。
所述評(píng)分系統(tǒng)的配置如圖8所示?？梢耘渲玫姆矫姹硎緸槟：`屬度集合75和模糊規(guī)則庫79。
隸屬度集合75定義三個(gè)測量參數(shù)(上升時(shí)間78、過沖76和預(yù)沖77)在三個(gè)集合(低(L)、中(M)和高(H))中的隸屬度。這些定義導(dǎo)致如圖13所示片段式的線性隸屬函數(shù)。
在估算過程中，確定測量參數(shù)在所述集合中的隸屬程度，但是上升時(shí)間隸屬度要求特殊處理。上升時(shí)間隸屬度設(shè)置必須考慮所需激勵(lì)的和所述系統(tǒng)帶寬用的非零上升時(shí)間。用于進(jìn)行該項(xiàng)調(diào)整的參數(shù)示于94，并與已知的系統(tǒng)帶寬和所需激勵(lì)的已知的實(shí)際上升時(shí)間配合使用，以便對(duì)上升時(shí)間隸屬度定義78進(jìn)行調(diào)整。這用如下方法完成1.利用公式2中所示的關(guān)系，從78中的上升時(shí)間減去94中的正交的上升時(shí)間，即可算出內(nèi)部上升時(shí)間。對(duì)于圖8所示的數(shù)字，對(duì)于低、中和高內(nèi)部上升時(shí)間，內(nèi)部上升時(shí)間分別為67.46、74.16和81.83ps。
2.這些上升時(shí)間乘以94中指定的帶寬，定義帶寬-上升時(shí)間乘數(shù)。對(duì)于圖8所示的數(shù)字，所述乘數(shù)分別是0.405、0.445和0.491。
3.這些乘數(shù)除以已知的系統(tǒng)帶寬，形成適合于所述帶寬的內(nèi)部上升時(shí)間。因?yàn)樵谶@種情況下，已知的系統(tǒng)帶寬與94中指定的相同，所以我們向后達(dá)到在步驟1中指定的內(nèi)部上升時(shí)間。
4.在步驟3中利用公式2中的關(guān)系算出的內(nèi)部上升時(shí)間加到正交的理想激勵(lì)的上升時(shí)間上。理想的激勵(lì)的上升時(shí)間是50ps，于是對(duì)于低、中和高上升時(shí)間，用于隸屬度判斷的新的上升時(shí)間分別是83.97、89.44和95.23ps。
一旦確定了隸屬度，便可執(zhí)行規(guī)則。一般，對(duì)于每一個(gè)集合隸屬度結(jié)合有一條規(guī)則。在這種情況下，有三個(gè)測量參數(shù)，加上三個(gè)集合(L，M和H)，總共有33或者27個(gè)組合。79表示這些27條規(guī)則。所述規(guī)則根據(jù)隸屬度指定得分。所述得分是典型的學(xué)校的字母分。它們用一個(gè)字母得分(A，B，C，D和F)標(biāo)示，后跟一個(gè)修改符(p表示正，m表示負(fù))。當(dāng)字母分在修改符字段中重復(fù)時(shí)，所述分不修改。于是，例如，Ap、Cm和DD分別指得分A+，C-和D。
執(zhí)行所述表中的每一條規(guī)則。例如，一條規(guī)則是若(過沖”IS”低)”AND”(上升時(shí)間”IS”中)”AND”(預(yù)沖”IS”高)則得分為C-?！盜S”的估算意味著隸屬度的程度。例如，過沖”IS”低的估算，就是過沖在過沖低集合中的隸屬程度。另外，”AND”的估算在模糊邏輯中定義為兩個(gè)值中的最小值A(chǔ) AND B＝min(A，B)。最后，無論何處，在多條規(guī)則中存在相同得分，這些值邏輯上OR在一起，式中OR的估算在模糊邏輯上定義為兩個(gè)值中的最大值A(chǔ) OR B＝max(A，B)。
在規(guī)則運(yùn)行完成時(shí)，將有一個(gè)在0和11之間的數(shù)被指定給每一可能的字母分(F，D-，D，D+，C-，C，C+，B-，B，B+，A-，A，A+)。這些結(jié)果必須結(jié)合為一個(gè)單一的數(shù)值。所述步驟稱為解模糊化。因?yàn)槔脤W(xué)校評(píng)分系統(tǒng)，所以沒有所提供的得分的配置，它們是內(nèi)部硬編碼的。以下數(shù)值賦給得分
表1
解模糊化是通過計(jì)算所述結(jié)果的中位值或者加權(quán)平均值來完成的。這是通過以下方法完成的把賦予每一個(gè)字母分的數(shù)乘以數(shù)字分并除以賦予每一個(gè)字母分的所有數(shù)的和，然后把各結(jié)果數(shù)相加。
例如，若規(guī)則運(yùn)行的結(jié)果是C＝0.2、B＝0.8和A＝0.4，那么，最后的結(jié)果將為0.2·75+0.8·85+0.4·960.2+0.8+0.4=86.71]]>通過計(jì)算得分，已經(jīng)完成從最優(yōu)化元件的輸出端回到這元件的輸入端的閉環(huán)。換句話說，可以看出，最優(yōu)化系統(tǒng)可以產(chǎn)生控制群時(shí)延規(guī)范的值，因此產(chǎn)生全通濾波器系數(shù)，并獲得補(bǔ)償系統(tǒng)的性能作為控制變量的函數(shù)的得分。
現(xiàn)將描述所述最優(yōu)化方法找到一組使所述得分最大化的輸出控制變量。
優(yōu)化器元件從硬盤讀出最優(yōu)化策略。最優(yōu)化策略80是可以配置的，并示于圖8的對(duì)話框。圖中示出冪82和游標(biāo)87的優(yōu)化配置。冪82的配置包括開始83、結(jié)束84、網(wǎng)格85和掃描86。類似地，游標(biāo)87的配置包括開始88、結(jié)束89、網(wǎng)格90和掃描91。在所述系統(tǒng)中，每一個(gè)參數(shù)的開始、結(jié)束和網(wǎng)格設(shè)置定義可能的冪/游標(biāo)整定值的狀態(tài)空間。開始和結(jié)束為所述參數(shù)提供邊界，網(wǎng)格指定粒度。例如，對(duì)于示于82中的冪整定值，從2到4，加上增量0.2，共有11個(gè)可能的冪。對(duì)于示于87的游標(biāo)整定值，有36種可能性?？偣?96種冪/游標(biāo)可能性。
最優(yōu)化是通過第一掃描初始的掃描網(wǎng)格完成的。所述掃描網(wǎng)格是由相同的開始和結(jié)束參數(shù)定義的，但是粒度是以掃描值為依據(jù)的。對(duì)于82中提供的參數(shù)，冪掃描網(wǎng)格由1、2和3構(gòu)成。對(duì)于87中提供的參數(shù)，游標(biāo)掃描網(wǎng)格由0.3、0.4、0.5、0.6、0.7、0.8、0.9和1.0構(gòu)成。對(duì)于所述配置，有24個(gè)掃描網(wǎng)格要素。
在初始掃描過程中，估算所有掃描網(wǎng)格要素并為了進(jìn)行更仔細(xì)的檢查，用頂級(jí)得分維持網(wǎng)格要素。可靠程度和將其余工作最優(yōu)化所需的工作量之間的折衷取決于維持頂級(jí)得分的數(shù)量。維持頂級(jí)得分的配置示于81。對(duì)于所述情況，維持頂級(jí)得分的數(shù)量是四。
初始掃描的結(jié)果形象地表示于圖14中，其中可以清晰看出初始掃描網(wǎng)格和四個(gè)結(jié)果頂級(jí)得分。為清晰起見，以重疊的實(shí)際得分的形式示出圖14。
為了執(zhí)行下一次掃描，冪和游標(biāo)掃描網(wǎng)格兩者的粒度減半，并且掃描形成正方形的圍繞頂級(jí)得分的八個(gè)位置。再一次，維持頂級(jí)得分。應(yīng)當(dāng)指出維持的頂級(jí)得分是所有掃描用的頂級(jí)得分。這如圖15所示。
掃描以相同方式持續(xù)(這是圖16和圖17所示)，直至冪和游標(biāo)掃描網(wǎng)格兩者都下降到85和90中指定的網(wǎng)格尺寸以下。應(yīng)當(dāng)指出，在所述掃描過程中，若這些參數(shù)之一掃描網(wǎng)格下降到這些網(wǎng)格規(guī)范以下，它不再進(jìn)一步減少并且搜索正方形變成剩余參數(shù)附近的搜索直線。
應(yīng)當(dāng)指出，所述過程可以延伸至多個(gè)變量，其中頂級(jí)得分附近的正方形變得超立方體。
搜索完成時(shí)，具有最高得分的元件勝出。
作為另一方案，尤其是對(duì)于調(diào)試目的，可以掃描整個(gè)網(wǎng)格，以便產(chǎn)生得分與控制變量整定值的關(guān)系曲線的完整的表面，并且可以把整個(gè)搜索的結(jié)果裝入硬盤，以備今后檢查。
這些控制示于92和93。
檢查所述各輸出控制變量中已經(jīng)在其開始或者結(jié)束極限處設(shè)定界限的任何一個(gè)輸出控制變量是重要的。所述設(shè)定界限表示搜索區(qū)域不合適。在這樣一種情況下，產(chǎn)生報(bào)警或者使用加寬的搜索區(qū)域。
應(yīng)該指出，可以使用其它最優(yōu)化策略，并看作是對(duì)本發(fā)明明顯的增強(qiáng)。所述實(shí)施例演示一種算法搜索。盡管表面上具有引力，但是要避免采用梯度方法，因?yàn)橛^察到具有以下特性的得分與控制變量關(guān)系曲線表面
1.有些具有多個(gè)局部最大值。
2.有些具有通過追隨梯度無法達(dá)到的最大值。
3.所有都具有梯度為零的平坦區(qū)域。
4.二階微分(梯度的微分)不連續(xù)。
這些特性在很大程度上是基于模糊邏輯評(píng)分系統(tǒng)的使用，還基于如圖13所示的片段式線性隸屬函數(shù)。
圖18中示出用于8600A信道/增益設(shè)置/放大器配置的得分與控制變量狀態(tài)空間的關(guān)系曲線。這是通過利用92和93中配置的調(diào)試信息執(zhí)行完整的搜索過程產(chǎn)生的。
圖19中以地形圖的方式示出得分與控制變量情況的關(guān)系曲線，圖中示出四個(gè)曲線圖，101表示圖19的等高線圖。對(duì)于所述情況，在0.72的游標(biāo)值和3.0冪的值下求出最優(yōu)得分為97.58。選定的游標(biāo)值56連同選定的冪66示于圖7中的對(duì)話框。圖19表示三個(gè)其它圖，每一個(gè)都包含重疊在預(yù)沖對(duì)控制變量的等高線102、上升時(shí)間對(duì)控制變量的等高線103和過沖對(duì)控制變量104的等高線上的得分。應(yīng)當(dāng)指出，圖表上的上升時(shí)間是針對(duì)35ps邊沿的，正如在96中指定的。這些曲線圖說明最優(yōu)整定值是通過平衡低的上升時(shí)間對(duì)高的預(yù)沖和過沖來到達(dá)的。
在圖7的對(duì)話框中以估算段67示出最優(yōu)化結(jié)果。所示結(jié)果是所需激勵(lì)68實(shí)際輸入的邊沿上升時(shí)間、針對(duì)96中指定的邊沿速度算出的優(yōu)化上升時(shí)間69、過沖70和預(yù)沖71、針對(duì)調(diào)試目的的頂部值72和基底值73的計(jì)算，最后總體得分74。可以向用戶提供這些結(jié)果，以便進(jìn)行性能驗(yàn)證。
當(dāng)完成最優(yōu)化過程時(shí)，在求出的最優(yōu)條件下構(gòu)建全通濾波器，并由所述系統(tǒng)利用來補(bǔ)償所述信道上的采集。
在圖20中，連同所述特性106的冪曲線估計(jì)一起，示出了所述信道105的未補(bǔ)償?shù)娜簳r(shí)延。優(yōu)化器搜索由107標(biāo)示的區(qū)域，用限于這些以公式6的形式的函數(shù)以公認(rèn)的方法搜索所述區(qū)域。看到對(duì)于選定的補(bǔ)償最后的群時(shí)延特性是108是有趣的。108不僅并不非常接近于105，它甚至不接近于106，后者是以與針對(duì)所述搜索所利用的完全相同的形式對(duì)信道特性的逼近。事實(shí)上，利用所述近似特性106來補(bǔ)償圖2中的情況，會(huì)造成圖3所示的不合規(guī)范的結(jié)果，而利用全通濾波器109提供的補(bǔ)償來補(bǔ)償圖2，會(huì)造成圖4所示的高級(jí)的補(bǔ)償。圖21表示未補(bǔ)償?shù)暮鸵蜒a(bǔ)償?shù)男诺赖娜簳r(shí)延特性，并演示最優(yōu)群時(shí)延特性并不是使群時(shí)延特性恒定的和平坦的的那一個(gè)。另外，在同時(shí)使上升時(shí)間和預(yù)沖最小化方面，圖21所示的群時(shí)延特性的檢驗(yàn)數(shù)量在不同的群時(shí)延特性最優(yōu)方面沒有提供任何線索。
事實(shí)是，本發(fā)明能夠(在某些明顯的約束之內(nèi))在不一定優(yōu)化理論群時(shí)延特性的情況下優(yōu)化信道的群時(shí)延特性。
顯然，容許對(duì)本發(fā)明的上述描述進(jìn)行各種各樣的修改、改變和適應(yīng)性變化，所述修改、改變和適應(yīng)性變化被包含在后附的權(quán)利要求書的等效物的意義和范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種數(shù)字群時(shí)延補(bǔ)償系統(tǒng)，它包括數(shù)字全通濾波器，它用于實(shí)現(xiàn)階段；和一種系統(tǒng)，它產(chǎn)生用于所述實(shí)現(xiàn)階段的所述全通濾波器的系數(shù)，以便在校準(zhǔn)階段測量和優(yōu)化系統(tǒng)的總體性能。
2.如權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中最優(yōu)性能并不直接以相位響應(yīng)或者群時(shí)延特性為依據(jù)。
3.如權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中在所述校準(zhǔn)階段，系統(tǒng)的總體最優(yōu)性能的定義是用戶可以配置的并且基于所述系統(tǒng)階躍響應(yīng)中的上升時(shí)間、過沖和預(yù)沖的實(shí)測量，因此，所述最優(yōu)化平衡了所述三種特性。
4.如權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中優(yōu)化所述性能的系統(tǒng)是一個(gè)閉環(huán)系統(tǒng)，所述閉環(huán)系統(tǒng)包括最優(yōu)化元件，其輸出是它調(diào)整的控制變量，而其輸入是基于所述輸出控制變量的系統(tǒng)總體性能的得分，從而所述元件調(diào)整它的輸出并以力圖使所述輸入得分最大化的方式檢驗(yàn)它的輸入；規(guī)范發(fā)生器，它把優(yōu)化器輸出并且任選地把所述系統(tǒng)實(shí)測的未補(bǔ)償?shù)娜簳r(shí)延轉(zhuǎn)換為頻域群時(shí)延規(guī)范；全通擬合濾波器元件，把所述頻域群時(shí)延規(guī)范轉(zhuǎn)換為全通濾波器系數(shù)，以便以高的順應(yīng)性補(bǔ)償所述頻域群時(shí)延規(guī)范；激勵(lì)發(fā)生器，它可以以一種使未經(jīng)補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)對(duì)所述已知激勵(lì)的響應(yīng)的測量成為可能的方式附在信道輸入上；全通濾波器配置，它包含根據(jù)所述全通擬合濾波器元件提供的系數(shù)的全通濾波器實(shí)現(xiàn)，它對(duì)未補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)對(duì)一種激勵(lì)的響應(yīng)進(jìn)行濾波；測量器，它對(duì)所述補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)對(duì)激勵(lì)的響應(yīng)進(jìn)行各種各樣參數(shù)的測量；以及評(píng)分系統(tǒng)，它把所述各種各樣參數(shù)測量值轉(zhuǎn)換為補(bǔ)償系統(tǒng)總體性能的得分。
5.如權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其中，在所述校準(zhǔn)階段，利用內(nèi)部產(chǎn)生的理想激勵(lì)和實(shí)測的未補(bǔ)償?shù)男诺理憫?yīng)特性，算出所述未補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)對(duì)所述激勵(lì)的響應(yīng)。
6.如權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其中，在所述校準(zhǔn)階段，以模糊邏輯評(píng)分系統(tǒng)的形式實(shí)現(xiàn)所述評(píng)分系統(tǒng)，所述模糊邏輯評(píng)分系統(tǒng)包括用戶定義的模糊隸屬度集合，用于由所述測量器生產(chǎn)的參數(shù)測量值；用戶定義的模糊規(guī)則庫，它根據(jù)所述模糊隸屬度集合中所述參數(shù)測量值的所述隸屬度提供評(píng)分規(guī)則；和解模糊化元件，它根據(jù)所述模糊規(guī)則庫中所述規(guī)則的執(zhí)行產(chǎn)生單一得分。
7.如權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其中，在所述校準(zhǔn)階段，所述全通擬合濾波器利用Levenberg-Marquardt算法，結(jié)合定義所述全通濾波器的群時(shí)延的函數(shù)，和所述函數(shù)對(duì)于濾波器系數(shù)的部分微分，以及系數(shù)值的猜測，來計(jì)算濾波器系數(shù)值；這樣計(jì)算所述系數(shù)值，使得所提供的群延遲規(guī)范和定義利用所述系數(shù)估算的全通濾波器的所述群時(shí)延的函數(shù)之間的均方差減到最小。
8.如權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其中，在所述校準(zhǔn)階段，這樣測量未補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)對(duì)一種已知激勵(lì)的響應(yīng)，使得所述已知激勵(lì)穿過連接到所述信道的諸如探頭元件的附加硬件，以便把所述附加硬件的作用包括在所述補(bǔ)償中。
9.如權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其中，在所述校準(zhǔn)階段，所述全通濾波器配置是一種多相配置，所述多相配置能夠用一種為不同的采樣速率設(shè)計(jì)的全通濾波器，對(duì)未補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)對(duì)已知激勵(lì)的響應(yīng)進(jìn)行濾波，而同時(shí)使所述未補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)對(duì)所述已知激勵(lì)的響應(yīng)的采樣速率保持不變。
10.如權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其中，定期地進(jìn)入所述校準(zhǔn)階段，允許進(jìn)行動(dòng)態(tài)校準(zhǔn)，以便改變信道的響應(yīng)特性。
11.如權(quán)利要求8所述的系統(tǒng)，其中，定期地進(jìn)入所述校準(zhǔn)階段，允許進(jìn)行動(dòng)態(tài)校準(zhǔn)，以便改變信道的響應(yīng)特性。
12.如權(quán)利要求4所述的系統(tǒng)，其中，為了檢查性能，在外部提供有助于系統(tǒng)性能最優(yōu)化的測量值。
13.如權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其中，為了檢查性能，在外部提供有助于系統(tǒng)性能最優(yōu)化的測量值。
全文摘要
群延時(shí)補(bǔ)償系統(tǒng)包括在實(shí)現(xiàn)階段使用的數(shù)字全通濾波器；以及為在實(shí)現(xiàn)階段使用的全通濾波器產(chǎn)生系數(shù)，以便在校準(zhǔn)階段測量和優(yōu)化系統(tǒng)的總體性能的系統(tǒng)。
文檔編號(hào)G01R27/28GK1879103SQ200380105218
公開日2006年12月13日 申請(qǐng)日期2003年10月6日 優(yōu)先權(quán)日2002年10月7日
發(fā)明者P·J·普帕拉基斯, F·拉馬策 申請(qǐng)人:勒克羅伊公司